JPH044759A - インバータ制御回路 - Google Patents
インバータ制御回路Info
- Publication number
- JPH044759A JPH044759A JP2105325A JP10532590A JPH044759A JP H044759 A JPH044759 A JP H044759A JP 2105325 A JP2105325 A JP 2105325A JP 10532590 A JP10532590 A JP 10532590A JP H044759 A JPH044759 A JP H044759A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- polarity
- pulse width
- inverter
- width command
- control circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、インバータの出力端に接続された変圧器の
偏励磁防止を行なうようにしたインバータ制御回路に関
する。
偏励磁防止を行なうようにしたインバータ制御回路に関
する。
第５図はインバータ制御回路の従来例を示す構成図であ
る。
る。
同図において、１はインバータ主回路、２は変圧器、３
は負荷、４は制御回路である。インバータ主回路１は同
図に示すように、直流電源Ｅの正負間に半導体スイッチ
（以下、単にスイッチという）ＴｌとＴ２を直列接続し
、同様にスイッチＴ３とＴ４を直列接続して構成される
。各スイッチは１個または複数個の半導体素子により構
成され、順方向電流の導通、遮断を制御端子を介して制
御でき、かつ逆方向電流は制御端子とは無関係に導通さ
せる機能を持つものを用いる。スイッチＴ１とＴ２の接
続点およびＴ３とＴ４との接続点をそれぞれインバータ
出力端子ａ、ｂとすると、端子ａ、ｂには変圧器２の入
力端を、また変圧器２の出力端には負荷３を接続する。
は負荷、４は制御回路である。インバータ主回路１は同
図に示すように、直流電源Ｅの正負間に半導体スイッチ
（以下、単にスイッチという）ＴｌとＴ２を直列接続し
、同様にスイッチＴ３とＴ４を直列接続して構成される
。各スイッチは１個または複数個の半導体素子により構
成され、順方向電流の導通、遮断を制御端子を介して制
御でき、かつ逆方向電流は制御端子とは無関係に導通さ
せる機能を持つものを用いる。スイッチＴ１とＴ２の接
続点およびＴ３とＴ４との接続点をそれぞれインバータ
出力端子ａ、ｂとすると、端子ａ、ｂには変圧器２の入
力端を、また変圧器２の出力端には負荷３を接続する。
制御回路４は整流器４１．フィルタ４２．電圧設定器４
３．ＰＩ調節器４４．正弦波発生器４５゜掛算器４６．
加減算器４７．コンパレータ４８およびキャリア発生器
４９等より構成され、低周波の交流信号（パルス幅指令
ともいう）を出力する。
３．ＰＩ調節器４４．正弦波発生器４５゜掛算器４６．
加減算器４７．コンパレータ４８およびキャリア発生器
４９等より構成され、低周波の交流信号（パルス幅指令
ともいう）を出力する。
すなわち、整流器４１はインバータ出力電圧を整流し、
フィルタ４２はそれを平滑化する。ＰＩ調節器４４はそ
のフィルタ４２からの直流出力を、電圧設定器４３に設
定された指令電圧に一致させるよう調節演算をする。掛
算器４６はＰＩ調節器４４の出力と正弦波発生器４５か
らの出力とを乗算し、電圧設定器４３に設定された指令
電圧に比例する大きさの正弦波信号（パルス幅指令）を
出力する。その出力は加減算器４７に与えられるが、こ
こにはインバータの検出出力電圧も導かれ、これにより
波形整形が行なわれる。したがって、特に必要がなけれ
ば加減算器４７は省略することができる。加減算器４７
の出力はコンパレータ４８においてキャリア発生回路４
９からのキャリアＣと比較され、その大小関係に応じ図
示されない駆動回路を介してスイッチＴ１〜Ｔ４のオン
、オフ制御が行なわれる。
フィルタ４２はそれを平滑化する。ＰＩ調節器４４はそ
のフィルタ４２からの直流出力を、電圧設定器４３に設
定された指令電圧に一致させるよう調節演算をする。掛
算器４６はＰＩ調節器４４の出力と正弦波発生器４５か
らの出力とを乗算し、電圧設定器４３に設定された指令
電圧に比例する大きさの正弦波信号（パルス幅指令）を
出力する。その出力は加減算器４７に与えられるが、こ
こにはインバータの検出出力電圧も導かれ、これにより
波形整形が行なわれる。したがって、特に必要がなけれ
ば加減算器４７は省略することができる。加減算器４７
の出力はコンパレータ４８においてキャリア発生回路４
９からのキャリアＣと比較され、その大小関係に応じ図
示されない駆動回路を介してスイッチＴ１〜Ｔ４のオン
、オフ制御が行なわれる。
すなわち、第５図の如き構成では、スイッチＴ１とＴ４
がオンでスイッチＴ２とＴ３がオフの状態では正の電圧
パルス（以下、単に正パルスという）が、またスイッチ
Ｔ２とＴ３がオンでスイッチＴ１とＴ４がオフの状態で
は負の電圧パルス（以下、単に負パルスという）が出力
され、さらにスイッチＴＩとＴ３がオンでスイッチＴ２
とＴ４がオフの状態、またはスイッチＴ２とＴ４がオン
でスイッチＴ１とＴ３がオフの状態では出力電圧は零ボ
ルトとなる。つまり、インバータ出力電圧パルスの幅が
パルス幅指令の絶対値に比例し、かつＵ／Ｄ信号（キャ
リアＣの立上り、立下りに応じてキャリア発生回路４９
から発生される信号：以下キャリア極性信号ともいう）
の極性とパルス幅指令の極性と一致するときは出力電圧
パルスが正極性となり、Ｕ／Ｄ信号の極性とパルス幅指
令の極性とが一致しないときは出力電圧パルスが負極性
となるように、スイッチＴ１〜Ｔ４のオン。
がオンでスイッチＴ２とＴ３がオフの状態では正の電圧
パルス（以下、単に正パルスという）が、またスイッチ
Ｔ２とＴ３がオンでスイッチＴ１とＴ４がオフの状態で
は負の電圧パルス（以下、単に負パルスという）が出力
され、さらにスイッチＴＩとＴ３がオンでスイッチＴ２
とＴ４がオフの状態、またはスイッチＴ２とＴ４がオン
でスイッチＴ１とＴ３がオフの状態では出力電圧は零ボ
ルトとなる。つまり、インバータ出力電圧パルスの幅が
パルス幅指令の絶対値に比例し、かつＵ／Ｄ信号（キャ
リアＣの立上り、立下りに応じてキャリア発生回路４９
から発生される信号：以下キャリア極性信号ともいう）
の極性とパルス幅指令の極性と一致するときは出力電圧
パルスが正極性となり、Ｕ／Ｄ信号の極性とパルス幅指
令の極性とが一致しないときは出力電圧パルスが負極性
となるように、スイッチＴ１〜Ｔ４のオン。
オフが制御される。
第６図は第５図の動作を説明するための波形図で、同図
（ａ）はＵ／Ｄ信号、（ｂ）はパルス幅指令、（ｃ）は
インバータ出力電圧、（ｄ）および（ｅ）は変圧器磁束
の各波形をそれぞれ示している。
（ａ）はＵ／Ｄ信号、（ｂ）はパルス幅指令、（ｃ）は
インバータ出力電圧、（ｄ）および（ｅ）は変圧器磁束
の各波形をそれぞれ示している。
以上の説明からも明らかなように、第５図の如きインバ
ータでは、負荷３に入力される電圧の周波数はＵ／Ｄ信
号によって決定され、その実効値はパルス幅指令によっ
て制御されることになる。
ータでは、負荷３に入力される電圧の周波数はＵ／Ｄ信
号によって決定され、その実効値はパルス幅指令によっ
て制御されることになる。
そして、原理的には正パルスの電圧時間積と負パルスの
それとは等しいため、インバータ出力電圧には出力周波
数よりも低い周波数成分は含まれないが、実際には制御
回路４の誤差やスイッチＴ１〜Ｔ４の特性のばらつきに
よって正負電圧時間積にしばしば不均等が生じ、インバ
ータ出力電圧に直流成分や低周波成分が発生する。その
結果、第６図（ｅ）に示すような偏励磁が発生し、これ
が甚だしい場合には磁気飽和が生じ、変圧器が正常な電
圧を出力しなくなるだけでなく、インバータ出力電流が
過大になるという問題が生じる。なお、第６図（ｄ）は
正常時の変圧器磁束を示している。
それとは等しいため、インバータ出力電圧には出力周波
数よりも低い周波数成分は含まれないが、実際には制御
回路４の誤差やスイッチＴ１〜Ｔ４の特性のばらつきに
よって正負電圧時間積にしばしば不均等が生じ、インバ
ータ出力電圧に直流成分や低周波成分が発生する。その
結果、第６図（ｅ）に示すような偏励磁が発生し、これ
が甚だしい場合には磁気飽和が生じ、変圧器が正常な電
圧を出力しなくなるだけでなく、インバータ出力電流が
過大になるという問題が生じる。なお、第６図（ｄ）は
正常時の変圧器磁束を示している。
したがって、この発明の目的はインバータ出力電圧に含
まれる直流成分または低周波成分、若しくはその双方を
防止することにある。
まれる直流成分または低周波成分、若しくはその双方を
防止することにある。
正負の直流電源間に自己消孤形のスイッチング素子を複
数個直列接続し、各素子のオン、オフ動作により直流入
力電圧をその極性が交互に正または負となる交流出力電
圧パルス列に変換するインバータと、その出力端に接続
された変圧器と、前記スイッチング素子のオン、オフを
制御する制御回路とからなり、前記交流出力電圧パルス
の幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の絶対値に比例
して変化させるとともに、前記交流出力電圧パルスの極
性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周波数に対して
充分周波数の高いキャリア極性信号によって反転させる
インバータ制御回路において、前記キャリア極性信号と
同周波数かつ同位相の直流偏励磁補正信号を前記パルス
幅指令に加算する直流偏励磁補正回路と、前記キャリア
極性信号と同周波数かつ同位相の直流偏励磁補正信号を
直接または極性反転をした後に前記パルス幅指令に加算
する操作を、前記パルス幅指令の極性に応じ選択して実
行する低周波偏励磁補正回路との少なくとも一方を設け
る。
数個直列接続し、各素子のオン、オフ動作により直流入
力電圧をその極性が交互に正または負となる交流出力電
圧パルス列に変換するインバータと、その出力端に接続
された変圧器と、前記スイッチング素子のオン、オフを
制御する制御回路とからなり、前記交流出力電圧パルス
の幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の絶対値に比例
して変化させるとともに、前記交流出力電圧パルスの極
性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周波数に対して
充分周波数の高いキャリア極性信号によって反転させる
インバータ制御回路において、前記キャリア極性信号と
同周波数かつ同位相の直流偏励磁補正信号を前記パルス
幅指令に加算する直流偏励磁補正回路と、前記キャリア
極性信号と同周波数かつ同位相の直流偏励磁補正信号を
直接または極性反転をした後に前記パルス幅指令に加算
する操作を、前記パルス幅指令の極性に応じ選択して実
行する低周波偏励磁補正回路との少なくとも一方を設け
る。
パルス幅指令に対し直流偏励磁補正信号、低周波偏励磁
補正信号の少なくとも一方を加算することにより、イン
バータ出力電圧の直流成分、低周波成分の少なくとも一
方を低減する。
補正信号の少なくとも一方を加算することにより、イン
バータ出力電圧の直流成分、低周波成分の少なくとも一
方を低減する。
第１図にこの発明の実施例を、第２．第３図にその動作
波形例を示す。
波形例を示す。
第１図からも明らかなように、この実施例は第５図に示
す従来例に対し、直流分調整回路５１商用周波分（低周
波分）調整回路５２および加算器５３を設けた点が特徴
である。
す従来例に対し、直流分調整回路５１商用周波分（低周
波分）調整回路５２および加算器５３を設けた点が特徴
である。
すなわち、変圧器２の磁束に第２図（ａ）に示すような
正の直流成分が含まれている場合は、同図（ｂ）に示す
Ｕ／Ｄ信号に対して逆極性の同図（ｄ）に示す如き負の
直流補正信号を、同図（ｃ）に示すパルス幅指令値に加
算する。その結果、パルス幅指令値が正極性のときには
、正パルス出力時にパルス幅指令値の絶対値が減少する
ため、正パルスの幅が減少する。また、パルス幅指令値
が負極性のときには、負パルス出力時にパルス幅指令値
の絶対値が増加するため、負パルスの幅が増加する。以
上により、パルス幅指令値の全周期にわたり、インバー
タ出力電圧の負の時間積が相対的に増加するため、正の
直流偏励磁成分が減少することになる。
正の直流成分が含まれている場合は、同図（ｂ）に示す
Ｕ／Ｄ信号に対して逆極性の同図（ｄ）に示す如き負の
直流補正信号を、同図（ｃ）に示すパルス幅指令値に加
算する。その結果、パルス幅指令値が正極性のときには
、正パルス出力時にパルス幅指令値の絶対値が減少する
ため、正パルスの幅が減少する。また、パルス幅指令値
が負極性のときには、負パルス出力時にパルス幅指令値
の絶対値が増加するため、負パルスの幅が増加する。以
上により、パルス幅指令値の全周期にわたり、インバー
タ出力電圧の負の時間積が相対的に増加するため、正の
直流偏励磁成分が減少することになる。
一方、変圧器２の磁束に第３図（ａ）に示すような低周
波偏励磁成分が含まれている場合は、同図（ｄ）に示す
ようにパルス幅指令値の正の半周期にはＵ／Ｄ信号に対
して逆極性の低周波補正信号を、またパルス幅指令値の
負の半周期にはＵ／Ｄ信号に対して同極性の低周波補正
信号をパルス幅指令値に加算する。その結果、パルス幅
指令値が正極性のときには、正パルス出力時にパルス幅
指令値の絶対値が減少するため、正パルスの幅が減少す
る。また、パルス幅指令値が負極性のときには、負パル
ス出力時にパルス幅指令値の絶対値が減少するため、負
パルスの幅が減少する。以上により、パルス幅指令値の
正の半周期には負の電圧時間積が相対的に増加し、負の
半周期には正の電圧時間積が相対的に増加するため、低
周波偏励磁成分は減少する。
波偏励磁成分が含まれている場合は、同図（ｄ）に示す
ようにパルス幅指令値の正の半周期にはＵ／Ｄ信号に対
して逆極性の低周波補正信号を、またパルス幅指令値の
負の半周期にはＵ／Ｄ信号に対して同極性の低周波補正
信号をパルス幅指令値に加算する。その結果、パルス幅
指令値が正極性のときには、正パルス出力時にパルス幅
指令値の絶対値が減少するため、正パルスの幅が減少す
る。また、パルス幅指令値が負極性のときには、負パル
ス出力時にパルス幅指令値の絶対値が減少するため、負
パルスの幅が減少する。以上により、パルス幅指令値の
正の半周期には負の電圧時間積が相対的に増加し、負の
半周期には正の電圧時間積が相対的に増加するため、低
周波偏励磁成分は減少する。
第４図に直流分調整回路５１および商用周波分調整回路
５２の具体例を示す。
５２の具体例を示す。
同図において、５１Ａ、５２Ａは設定器、５１Ｂ、５２
Ｂ〜５２Ｄはアナログスイッチ、５２Ｅはコンパレータ
、５２Ｆは論理反転回路、５２Ｇは反転アンプ、５２Ｈ
，５３は加算器である。
Ｂ〜５２Ｄはアナログスイッチ、５２Ｅはコンパレータ
、５２Ｆは論理反転回路、５２Ｇは反転アンプ、５２Ｈ
，５３は加算器である。
すなわち、直流分調整回路５１では設定器５１Ａにより
、直流偏励磁補正値を出力する。設定器５１Ａの調整は
、偏磁状態をオシロスコープ等で観測しながら、直流偏
励磁成分が最小となるよう手動にて行なう。この直流偏
励磁補正値をアナログスイッチ５１Ｂに入力し、そのオ
ン、オフをＵ／Ｄ信号にて行なうことにより、第２図（
ｄ）の如き直流偏励磁補正信号を得、これを加算器５３
にてパルス幅指令値に加算する。補正後のパルス幅指令
を第２図（ｅ）に、またインバータ出力電圧の各波形を
同図（ｆ）にそれぞれ示す。
、直流偏励磁補正値を出力する。設定器５１Ａの調整は
、偏磁状態をオシロスコープ等で観測しながら、直流偏
励磁成分が最小となるよう手動にて行なう。この直流偏
励磁補正値をアナログスイッチ５１Ｂに入力し、そのオ
ン、オフをＵ／Ｄ信号にて行なうことにより、第２図（
ｄ）の如き直流偏励磁補正信号を得、これを加算器５３
にてパルス幅指令値に加算する。補正後のパルス幅指令
を第２図（ｅ）に、またインバータ出力電圧の各波形を
同図（ｆ）にそれぞれ示す。
これに対し、商用周波分調整回路５２では設定器５２Ａ
により、低周波偏励磁補正値を出力する。
により、低周波偏励磁補正値を出力する。
設定器５２Ａの調整は設定器５１Ａの場合と同様に行な
われる。設定器５２Ａからの補正値をアナログスイッチ
５２Ｂに入力し、その出力をアナログスイッチ５２Ｃに
はゲイン１の反転アンプ５２Ｇを介して、またアナログ
スイッチ５２Ｄには直接入力する。一方、パルス幅指令
値または正弦波発生器４５からの極性信号（正弦波極性
信号）をゼロクロスコンパレータ５２Ｅに入力し、その
出力をスイッチ５２Ｃのオン／オフ制御端子には論理反
転回路５２Ｆを介して、またスイッチ５２Ｄのオン／オ
フ制御端子には直接入力する。スイッチ５２Ｃはパルス
幅指令値が負極性のときには補正信号を極性反転して出
力し、スイッチ５２Ｄはパルス幅指令値が正極性のとき
には補正信号を直接出力する。これらスイッチ５２Ｃ，
５２Ｄの出力を加算器５２Ｈに入力し、第３図（ｄ）に
示すような低周波偏励磁補正信号を得、直流偏励磁補正
信号と同様に加算器５３によりパルス幅指令値に加算す
る。補正後のパルス幅指令を第３図（ｅ）に、またイン
バータ出力電圧の各波形を同図（ｆ）にそれぞれ示す。
われる。設定器５２Ａからの補正値をアナログスイッチ
５２Ｂに入力し、その出力をアナログスイッチ５２Ｃに
はゲイン１の反転アンプ５２Ｇを介して、またアナログ
スイッチ５２Ｄには直接入力する。一方、パルス幅指令
値または正弦波発生器４５からの極性信号（正弦波極性
信号）をゼロクロスコンパレータ５２Ｅに入力し、その
出力をスイッチ５２Ｃのオン／オフ制御端子には論理反
転回路５２Ｆを介して、またスイッチ５２Ｄのオン／オ
フ制御端子には直接入力する。スイッチ５２Ｃはパルス
幅指令値が負極性のときには補正信号を極性反転して出
力し、スイッチ５２Ｄはパルス幅指令値が正極性のとき
には補正信号を直接出力する。これらスイッチ５２Ｃ，
５２Ｄの出力を加算器５２Ｈに入力し、第３図（ｄ）に
示すような低周波偏励磁補正信号を得、直流偏励磁補正
信号と同様に加算器５３によりパルス幅指令値に加算す
る。補正後のパルス幅指令を第３図（ｅ）に、またイン
バータ出力電圧の各波形を同図（ｆ）にそれぞれ示す。
以上では、直流分調整回路５１および商用周波分調整回
路５２の双方を設けるようにしたが、いずれか一方のみ
設けることができるのは云うまでもない。
路５２の双方を設けるようにしたが、いずれか一方のみ
設けることができるのは云うまでもない。
この発明によれば、インバータ出力電圧時間積が正負均
等化されるので、変圧器の磁気飽和による装置の動作異
常や破壊のおそれがなくなる、という利点が得られる。
等化されるので、変圧器の磁気飽和による装置の動作異
常や破壊のおそれがなくなる、という利点が得られる。
第１図はこの発明の実施例を示す全体構成図、第２図お
よび第３図はいずれも第１図の動作を説明するための波
形図、第４図は商用周波分調整回路および直流分調整回
路の具体例を示す回路図、第５図はインバータ制御回路
の従来例を示す全体構成図、第６図はその動作を説明す
るための波形図である。 符号説明 １・・・インバータ主回路、２・・・変圧器、３・・・
負荷、４・・・制御回路、４１・・・整流器、４２・・
・フィルタ、４３．５１Ａ、５２Ａ・・・設定器、４４
・・・ＰＩ調節器、４５・・・正弦波発生器、４６・・
・掛算器、４７・・・加減算器、４８．５２Ｅ・・・コ
ンパレータ、４９・・・キャリア発生器、５２Ｈ，５３
・・・加算器、５１・・・直流分調整回路、５２・・・
商用周波分調整回路、５１ Ｂ ５２Ｂ〜５ ２Ｄ・・・アナログスイッチ、 Ｆ・・・論理反転回路、 ２Ｇ・・・反転アンプ。
よび第３図はいずれも第１図の動作を説明するための波
形図、第４図は商用周波分調整回路および直流分調整回
路の具体例を示す回路図、第５図はインバータ制御回路
の従来例を示す全体構成図、第６図はその動作を説明す
るための波形図である。 符号説明 １・・・インバータ主回路、２・・・変圧器、３・・・
負荷、４・・・制御回路、４１・・・整流器、４２・・
・フィルタ、４３．５１Ａ、５２Ａ・・・設定器、４４
・・・ＰＩ調節器、４５・・・正弦波発生器、４６・・
・掛算器、４７・・・加減算器、４８．５２Ｅ・・・コ
ンパレータ、４９・・・キャリア発生器、５２Ｈ，５３
・・・加算器、５１・・・直流分調整回路、５２・・・
商用周波分調整回路、５１ Ｂ ５２Ｂ〜５ ２Ｄ・・・アナログスイッチ、 Ｆ・・・論理反転回路、 ２Ｇ・・・反転アンプ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）正負の直流電源間に自己消孤形のスイッチング素子
を複数個直列接続し、各素子のオン、オフ動作により直
流入力電圧をその極性が交互に正または負となる交流出
力電圧パルス列に変換するインバータと、その出力端に
接続された変圧器と、前記スイッチング素子のオン、オ
フを制御する制御回路とからなり、前記交流出力電圧パ
ルスの幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の絶対値に
比例して変化させるとともに、前記交流出力電圧パルス
の極性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周波数に対
して充分周波数の高いキャリア極性信号によって反転さ
せるインバータ制御回路において、 前記キャリア極性信号と同周波数かつ同位相の直流偏励
磁補正信号を前記パルス幅指令に加算する直流偏励磁補
正回路と、 前記キャリア極性信号と同周波数かつ同位相の直流偏励
磁補正信号を直接または極性反転をした後に前記パルス
幅指令に加算する操作を、前記パルス幅指令の極性に応
じ選択して実行する低周波偏励磁補正回路と、 を設けてなることを特徴とするインバータ制御回路。 ２）正負の直流電源間に自己消孤形のスイッチング素子
を複数個直列接続し、各素子のオン、オフ動作により直
流入力電圧をその極性が交互に正または負となる交流出
力電圧パルス列に変換するインバータと、その出力端に
接続された変圧器と、前記スイッチング素子のオン、オ
フを制御する制御回路とからなり、前記交流出力電圧パ
ルスの幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の絶対値に
比例して変化させるとともに、前記交流出力電圧パルス
の極性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周波数に対
して充分周波数の高いキャリア極性信号によって反転さ
せるインバータ制御回路において、 前記キャリア極性信号と同周波数かつ同位相の直流偏励
磁補正信号を前記パルス幅指令に加算する直流偏励磁補
正回路を設けてなることを特徴とするインバータ制御回
路。 ３）正負の直流電源間に自己消孤形のスイッチング素子
を複数個直列接続し、各素子のオン、オフ動作により直
流入力電圧をその極性が交互に正または負となる交流出
力電圧パルス列に変換するインバータと、その出力端に
接続された変圧器と、前記スイッチング素子のオン、オ
フを制御する制御回路とからなり、前記交流出力電圧パ
ルスの幅を前記制御回路内部のパルス幅指令の絶対値に
比例して変化させるとともに、前記交流出力電圧パルス
の極性を前記制御回路内部のパルス幅指令の周波数に対
して充分周波数の高いキャリア極性信号によって反転さ
せるインバータ制御回路において、 前記キャリア極性信号と同周波数かつ同位相の直流偏励
磁補正信号を直接または極性反転をした後に前記パルス
幅指令に加算する操作を、前記パルス幅指令の極性に応
じ選択して実行する低周波偏励磁補正回路を設けてなる
ことを特徴とするインバータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2105325A JP2926872B2 (ja) | 1990-04-23 | 1990-04-23 | インバータ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2105325A JP2926872B2 (ja) | 1990-04-23 | 1990-04-23 | インバータ制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH044759A true JPH044759A (ja) | 1992-01-09 |
| JP2926872B2 JP2926872B2 (ja) | 1999-07-28 |
Family
ID=14404566
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2105325A Expired - Lifetime JP2926872B2 (ja) | 1990-04-23 | 1990-04-23 | インバータ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2926872B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015004994A1 (ja) * | 2013-07-09 | 2015-01-15 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータ装置および電動車両 |
-
1990
- 1990-04-23 JP JP2105325A patent/JP2926872B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015004994A1 (ja) * | 2013-07-09 | 2015-01-15 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータ装置および電動車両 |
| JP2015019458A (ja) * | 2013-07-09 | 2015-01-29 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータ装置および電動車両 |
| US9819299B2 (en) | 2013-07-09 | 2017-11-14 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Inverter device and electric vehicle |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2926872B2 (ja) | 1999-07-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5115205A (en) | AC amplifier with automatic DC compensation | |
| JPH0799782A (ja) | 平頂波形発生器及びそれを用いたパルス幅変調器 | |
| JPS63190557A (ja) | 電源装置 | |
| JPH044759A (ja) | インバータ制御回路 | |
| JP2632586B2 (ja) | 蓋付容器 | |
| JP2903444B2 (ja) | Ｐｗｍインバータ装置 | |
| JP2632587B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0898540A (ja) | Ｐｗｍインバータ | |
| JPH0213270A (ja) | ３相インバータの制御回路 | |
| JPH06245387A (ja) | 系統連系制御方法及びシステム回路装置 | |
| JPH10327583A (ja) | インバータ装置 | |
| KR102032869B1 (ko) | Dc-ac 인버터를 포함하는 전원 장치 및 전원 제어 방법 | |
| JPH02237469A (ja) | Ｐｗｍ制御による電源装置 | |
| JPH0496658A (ja) | インバータの制御方式 | |
| JP3590175B2 (ja) | Ｐｗｍコンバ−タ | |
| JP4292367B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3051806B2 (ja) | 系統連系型インバータ制御装置 | |
| JPH01126169A (ja) | インバータ制御装置 | |
| JP2022097219A (ja) | 三相インバータの３パルスｐｗｍ制御法 | |
| JPS5855756B2 (ja) | 交流電源装置 | |
| JPH0866012A (ja) | サイクル制御式ソリッドステートリレー | |
| JPH05146158A (ja) | Ａｃ／ｄｃインバータ制御方式 | |
| JP2007082343A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH01185170A (ja) | 電流形インバータの入力電圧演算回路 | |
| JPS58112426A (ja) | 交流電源の並列運転方法 |