JPH0449660B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0449660B2 JPH0449660B2 JP1807384A JP1807384A JPH0449660B2 JP H0449660 B2 JPH0449660 B2 JP H0449660B2 JP 1807384 A JP1807384 A JP 1807384A JP 1807384 A JP1807384 A JP 1807384A JP H0449660 B2 JPH0449660 B2 JP H0449660B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- value
- sampling
- input signal
- samplings
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 57
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は入力信号のサンプリング値を用いて
演算処理により入力信号の周波数を算出するデイ
ジタル式の周波数検出方法に関する。
演算処理により入力信号の周波数を算出するデイ
ジタル式の周波数検出方法に関する。
入力信号の周波数を検出するための周波数検出
器としてパルスカウント方式のものが広く知られ
ている。この方式は高精度高周波数のパルス発振
器を用意し、入力信号の半周期または一周期間の
パルス発振器からのパルス数を計数してその計数
値を周波数に変換するものである。
器としてパルスカウント方式のものが広く知られ
ている。この方式は高精度高周波数のパルス発振
器を用意し、入力信号の半周期または一周期間の
パルス発振器からのパルス数を計数してその計数
値を周波数に変換するものである。
しかしこのような従来のパルスカウント方式で
は周波数検出精度を上げるためには高精度のパル
ス発振器を必要とし、かつ半周期または一周期を
正確に検出するために入力信号の零点を正確に検
出する手段を必要とした。したがつて回路が複雑
となりかつ検出装置が高価になつてしまうという
欠点を有していた。
は周波数検出精度を上げるためには高精度のパル
ス発振器を必要とし、かつ半周期または一周期を
正確に検出するために入力信号の零点を正確に検
出する手段を必要とした。したがつて回路が複雑
となりかつ検出装置が高価になつてしまうという
欠点を有していた。
この発明の目的は高精度のパルス発振器を必要
とせず、しかも検出のための複雑な回路も必要と
せず、直流から定格周波数までの周波数を、この
定格周波数の約10倍程度の比較的低い周波数でサ
ンプリングして得られるデータの簡単な演算処理
により、高精度に検出することのできる周波数検
出方法を提供するにある。
とせず、しかも検出のための複雑な回路も必要と
せず、直流から定格周波数までの周波数を、この
定格周波数の約10倍程度の比較的低い周波数でサ
ンプリングして得られるデータの簡単な演算処理
により、高精度に検出することのできる周波数検
出方法を提供するにある。
この発明による周波数検出方法は、直流から定
格周波数0まで変化する入力信号を前記定格周波
数0よりも高い周波数Sをもつサンプリング信号
でサンプリングし、前記入力信号の周波数を検
出するに際し、前記入力信号の一周期期間のサン
プリング数2n（ｎ：整数）があらかじめ定めた値
D0以上の時には、前記周波数を零と判定し、
前記サンプリング数2nが前記値D0より小さくか
つ n0 0／（2n＋１）・2n≦ｋ（ｋは所定の検出誤差値）
を 満たす時には、 ＝n0／ｎ0（n0：整数） （ただしn0は定格周波数0の半周期間のサンプ
リング数） に従つて算出し、 前記サンプリング数2nが前記値D0より小さく
かつ n0 0／（2n＋１）・2n＞ｋを満たすときには、初期位
相 値θ1を、 θ1＝n0 0／nS×360° として求め、ついでこの初期位相値θ1に応じてあ
らかじめ定められた選択データテーブルを用い
て、極性が変化する前後の相隣るサンプリング値
の組（x0，x1）と（xo，xo+1）とを補正し、この
補正されたサンプリング値を用いて位相値θを、 θ＝180°−θ1（｜X1｜／｜X0｜＋｜X1｜＋｜Xo｜／｜
Xo｜＋｜Xo+1）／ｎ−１ により、｜θ−θ1｜が許容偏差δ以下になるまで
繰返して前記周波数を、 ＝Sθ／360° にしたがつて算出することを特徴としている。
格周波数0まで変化する入力信号を前記定格周波
数0よりも高い周波数Sをもつサンプリング信号
でサンプリングし、前記入力信号の周波数を検
出するに際し、前記入力信号の一周期期間のサン
プリング数2n（ｎ：整数）があらかじめ定めた値
D0以上の時には、前記周波数を零と判定し、
前記サンプリング数2nが前記値D0より小さくか
つ n0 0／（2n＋１）・2n≦ｋ（ｋは所定の検出誤差値）
を 満たす時には、 ＝n0／ｎ0（n0：整数） （ただしn0は定格周波数0の半周期間のサンプ
リング数） に従つて算出し、 前記サンプリング数2nが前記値D0より小さく
かつ n0 0／（2n＋１）・2n＞ｋを満たすときには、初期位
相 値θ1を、 θ1＝n0 0／nS×360° として求め、ついでこの初期位相値θ1に応じてあ
らかじめ定められた選択データテーブルを用い
て、極性が変化する前後の相隣るサンプリング値
の組（x0，x1）と（xo，xo+1）とを補正し、この
補正されたサンプリング値を用いて位相値θを、 θ＝180°−θ1（｜X1｜／｜X0｜＋｜X1｜＋｜Xo｜／｜
Xo｜＋｜Xo+1）／ｎ−１ により、｜θ−θ1｜が許容偏差δ以下になるまで
繰返して前記周波数を、 ＝Sθ／360° にしたがつて算出することを特徴としている。
第１図はこの発明による周波数検出方法を実施
するための装置のブロツク図を示したものであ
る。系統１の電圧が計器用変圧器２を介して信号
レベルに引き下げられ、入力信号となる。周波数
検出装置１０はアナログ入力回路３、マイクロプ
ロセツサ４、デイジタル出力回路５、表示器６か
ら構成されており、アナログ入力回路３に入力さ
れた入力信号は所定のサンプリング周波数Sでサ
ンプリングされるとともにＡ−Ｄ変換されてマイ
クロプロセツサ４に入力される。サンプリングデ
ータはマイクロプロセツサ４によつて演算処理さ
れ入力信号の周波数を求められ、デイジタル出
力回路５によつて２進−10進変換された後、表示
器５に数値表示される。
するための装置のブロツク図を示したものであ
る。系統１の電圧が計器用変圧器２を介して信号
レベルに引き下げられ、入力信号となる。周波数
検出装置１０はアナログ入力回路３、マイクロプ
ロセツサ４、デイジタル出力回路５、表示器６か
ら構成されており、アナログ入力回路３に入力さ
れた入力信号は所定のサンプリング周波数Sでサ
ンプリングされるとともにＡ−Ｄ変換されてマイ
クロプロセツサ４に入力される。サンプリングデ
ータはマイクロプロセツサ４によつて演算処理さ
れ入力信号の周波数を求められ、デイジタル出
力回路５によつて２進−10進変換された後、表示
器５に数値表示される。
次に周波数検出装置１０の動作をさらに詳しく
説明する。第２図は入力信号のサンプリングを説
明するための図であり、第３図は周波数検出装置
１０の演算処理の内容を説明するためのフロチヤ
ートである。入力信号はアナログ入力カード３に
よりサンプリング周波数Sでサンプリングされ、
サンプリング値x0，x1……xo……が得られる。こ
のサンプリングは入力信号の一周期よりやや長い
時間にわたつておこなわれ、サンプリング値はマ
イクロプロセツサ４内のメモリにいつたん記憶さ
れる（ステツプ101）。
説明する。第２図は入力信号のサンプリングを説
明するための図であり、第３図は周波数検出装置
１０の演算処理の内容を説明するためのフロチヤ
ートである。入力信号はアナログ入力カード３に
よりサンプリング周波数Sでサンプリングされ、
サンプリング値x0，x1……xo……が得られる。こ
のサンプリングは入力信号の一周期よりやや長い
時間にわたつておこなわれ、サンプリング値はマ
イクロプロセツサ４内のメモリにいつたん記憶さ
れる（ステツプ101）。
次に記憶されたサンプリング値x0，x1……xo+1
のうち、最初のデータの極性がプラスかどうかが
判断される（ステツプ102）。ここで判断結果が真
すなわちプラスであれば、サンプリング値がプラ
スからマイナスへと極性変化するときの連続する
一対のプラスとマイナスのサンプリング値x0とx1
とを検出し（ステツプ103）、さらにマイナスから
プラスへと極性変化する連続した一対のサンプリ
ング値xoとxo+1とを検出する（ステツプ104）。判
断結果が偽であつた時には、上記と逆にマイナス
からプラスへと変化する連続する一対のサンプリ
ング値x0とx1とを検出し（ステツプ106）、さらに
プラスからマイナスへと変化する連続する一対の
サンプリング値xoとxo+1とを検出する（ステツプ
107）。以上の検出結果に基づいて、サンプリング
値x1からxoまでのマイナスまたはプラスの同一極
性にあるもののサンプリング数ｎを求める（ステ
ツプ105または108）。
のうち、最初のデータの極性がプラスかどうかが
判断される（ステツプ102）。ここで判断結果が真
すなわちプラスであれば、サンプリング値がプラ
スからマイナスへと極性変化するときの連続する
一対のプラスとマイナスのサンプリング値x0とx1
とを検出し（ステツプ103）、さらにマイナスから
プラスへと極性変化する連続した一対のサンプリ
ング値xoとxo+1とを検出する（ステツプ104）。判
断結果が偽であつた時には、上記と逆にマイナス
からプラスへと変化する連続する一対のサンプリ
ング値x0とx1とを検出し（ステツプ106）、さらに
プラスからマイナスへと変化する連続する一対の
サンプリング値xoとxo+1とを検出する（ステツプ
107）。以上の検出結果に基づいて、サンプリング
値x1からxoまでのマイナスまたはプラスの同一極
性にあるもののサンプリング数ｎを求める（ステ
ツプ105または108）。
すなわちサンプリング数ｎは半周期間のサンプ
リング数を表わすことになる。
リング数を表わすことになる。
次にこのようにして求めたサンプリング数ｎが
次に示す条件を満足するか否かで３つのケースに
分けて入力信号の周波数が算出される（ステツ
プ109）。
次に示す条件を満足するか否かで３つのケースに
分けて入力信号の周波数が算出される（ステツ
プ109）。
ケース１ 2n≧D0の場合
ここでD0はあらかじめ設定した値であり、そ
れ以下の周波数は直流とみなしうる周波数をDと
すれば、D0＝S／Dとして求められる。この条件
を満足している場合には入力信号を直流とみな
し、その周波数は零と判定する（ステツプ
110）。
れ以下の周波数は直流とみなしうる周波数をDと
すれば、D0＝S／Dとして求められる。この条件
を満足している場合には入力信号を直流とみな
し、その周波数は零と判定する（ステツプ
110）。
一方、入力信号の周波数が定格周波数0に比
べて相当に低い領域にあれば、サンプリング周波
数Sによる半周期のサンプリング数ｎも大きいた
め、このサンプリング数ｎを用いて比例関係式で
入力信号の周波数を求めることができる。
べて相当に低い領域にあれば、サンプリング周波
数Sによる半周期のサンプリング数ｎも大きいた
め、このサンプリング数ｎを用いて比例関係式で
入力信号の周波数を求めることができる。
しかし、入力信号の周波数が定格周波数0に
近い領域にあつたとすれば、サンプリング周波数
Sによる半周期のサンプリング数ｎだけで入力信
号の周波数を決定すると誤差が大きくなる。
近い領域にあつたとすれば、サンプリング周波数
Sによる半周期のサンプリング数ｎだけで入力信
号の周波数を決定すると誤差が大きくなる。
そこで、入力信号の周波数がどちらの領域に
属しているかを判定するために、サンプリング周
波数Sによるある点の分解能n0f0／2nと次の点の
分解能n0f0／（2n＋１）との差、すなわち、 n0 0／（2n＋１）・2n が定数ｋより大きいか否かを判定する。そして、
定数ｋより大きくない場合をケース２、大きい場
合をケース３としている。
属しているかを判定するために、サンプリング周
波数Sによるある点の分解能n0f0／2nと次の点の
分解能n0f0／（2n＋１）との差、すなわち、 n0 0／（2n＋１）・2n が定数ｋより大きいか否かを判定する。そして、
定数ｋより大きくない場合をケース２、大きい場
合をケース３としている。
ケース２ 2n＜D0かつ
n0f0／（2n＋１）・2n≦ｋ ……(2)
の場合
ここでｋはあらかじめ設定される値であり、検
出誤差をEとすると、ｋ＝Eとなる。この条件を
満足する場合には入力信号の周波数は次式によ
り算出される（ステツプ111）。
出誤差をEとすると、ｋ＝Eとなる。この条件を
満足する場合には入力信号の周波数は次式によ
り算出される（ステツプ111）。
＝n0／ｎ0 ……(2)
ここで0は定格周波数で、通常その値は周波数
検出範囲の最大値であり商用電源を測定する場合
には商用周波数の値等が用いられる。
検出範囲の最大値であり商用電源を測定する場合
には商用周波数の値等が用いられる。
またN0は定格周波数におけるサンプリング周
波数Sでの半周期間にわたる同一極性のサンプリ
ング数を表わしている。
波数Sでの半周期間にわたる同一極性のサンプリ
ング数を表わしている。
ケース３ 2n＜D0かつ
n0f0／（2n＋１）・2n＞ｋ ……(3)
の場合
この場合には前述したサンプリング値x0，x1，
……を用いて演算により周波数を求める。
……を用いて演算により周波数を求める。
まず１サンプリング周期が入力信号の１周期に
対して電気角で略何度に相当するか、すなわち、
初期位相値θ1を、 θ1＝n0 0／nS×360° ……(4) により求める（ステツプ112）。
対して電気角で略何度に相当するか、すなわち、
初期位相値θ1を、 θ1＝n0 0／nS×360° ……(4) により求める（ステツプ112）。
次に前述した極性変化前後のサンプリング値
x0，x1，xo，xo+1を極性変化付近の直線性を保つ
範囲であらかじめ用意した選択データテーブルに
より補正する。この選択データテーブルは初期位
相値θ1の値に応じてあらかじめ定められてマイク
ロプロセツサ４内のメモリに格納されている。こ
のように前述したサンプリング値x0，x1，xo，
xo+1を初期位相値θ1に応じて補正するのは、周波
数が低い時の極性変化前後の隣接するサンプリン
グ値は零点付近でその値が小さくＡ−Ｄ変換した
時の差が大きくなり精度が悪くなるためである。
この精度悪化を防止するための直線性が保たれる
範囲でサンプリング値をx0より前またはx1よりあ
とのサンプリング値で置換して補正をおこなうの
である。xo，xo+1についても同様の補正をおこな
う（ステツプ113）。
x0，x1，xo，xo+1を極性変化付近の直線性を保つ
範囲であらかじめ用意した選択データテーブルに
より補正する。この選択データテーブルは初期位
相値θ1の値に応じてあらかじめ定められてマイク
ロプロセツサ４内のメモリに格納されている。こ
のように前述したサンプリング値x0，x1，xo，
xo+1を初期位相値θ1に応じて補正するのは、周波
数が低い時の極性変化前後の隣接するサンプリン
グ値は零点付近でその値が小さくＡ−Ｄ変換した
時の差が大きくなり精度が悪くなるためである。
この精度悪化を防止するための直線性が保たれる
範囲でサンプリング値をx0より前またはx1よりあ
とのサンプリング値で置換して補正をおこなうの
である。xo，xo+1についても同様の補正をおこな
う（ステツプ113）。
次にこのようにして補正されたサンプリング値
を用いて入力信号の１周期に対する１サンプリン
グ周期の正しい電気角、すなわち、位相値θを次
式により求める。
を用いて入力信号の１周期に対する１サンプリン
グ周期の正しい電気角、すなわち、位相値θを次
式により求める。
θ＝180°−θ1×（｜X1｜／｜X0｜＋｜X1｜＋｜Xo｜／
｜Xo｜＋｜Xo+1）／ｎ−１……(5) この(5)式中の θ1×（｜X1｜／｜X0｜＋｜X1｜＋｜Xo｜／｜Xo｜＋｜X
o+1） は第２図に示した入力信号の最初のゼロクロス点
からサンプリング値x1が得られるまでの電気角
と、サンプリング値Xoが得られてから次のゼロ
クロス点までの電気角との和を表している。
｜Xo｜＋｜Xo+1）／ｎ−１……(5) この(5)式中の θ1×（｜X1｜／｜X0｜＋｜X1｜＋｜Xo｜／｜Xo｜＋｜X
o+1） は第２図に示した入力信号の最初のゼロクロス点
からサンプリング値x1が得られるまでの電気角
と、サンプリング値Xoが得られてから次のゼロ
クロス点までの電気角との和を表している。
なお(5)式による計算は｜θ−θ1｜がある許容偏
差δ以下になるまで繰返して計算する（ステツプ
114，115，116）。｜θ−θ1｜が許容偏差δ以下に
なつた時その時算出された位相値θを用いて次式
により入力信号の周波数を求める（ステツプ
117）。
差δ以下になるまで繰返して計算する（ステツプ
114，115，116）。｜θ−θ1｜が許容偏差δ以下に
なつた時その時算出された位相値θを用いて次式
により入力信号の周波数を求める（ステツプ
117）。
＝θ／θ0・0（θ0＝（θ0＝0／S×360°）＝
Sθ／360°……(6) 以上のようにして求められた周波数はデイジ
タル出力回路５を介して表示器６に表示される。
Sθ／360°……(6) 以上のようにして求められた周波数はデイジ
タル出力回路５を介して表示器６に表示される。
以上実施例に基づいて説明したように、この発
明による周波数検出方法は入力信号のサンプリン
グ数と周波数範囲とによつて検出方法を変化させ
るようにしたので、比較的周波数の低い、たとえ
ば被検出周波数の10倍程度のオーダのサンプリ
ング周波数Sで直流からサンプリング周波数の約
１／１０程度までの周波数を高精度に検出すること
ができる。
明による周波数検出方法は入力信号のサンプリン
グ数と周波数範囲とによつて検出方法を変化させ
るようにしたので、比較的周波数の低い、たとえ
ば被検出周波数の10倍程度のオーダのサンプリ
ング周波数Sで直流からサンプリング周波数の約
１／１０程度までの周波数を高精度に検出すること
ができる。
第１図はこの発明の周波数検出方法を実現する
ための装置のブロツク図、第２図は入力信号のサ
ンプリングを説明するための図、第３図はこの発
明による演算処理の一例を示すフローチヤートで
ある。 ３……アナログ入力回路、４……マイクロプロ
セツサ、５……デイジタル出力回路、６……表示
器、x0，x1，……xo，xo+1……サンプリング値、
0……定格周波数、S……サンプリング周波数、
ｆ……入力周波数。
ための装置のブロツク図、第２図は入力信号のサ
ンプリングを説明するための図、第３図はこの発
明による演算処理の一例を示すフローチヤートで
ある。 ３……アナログ入力回路、４……マイクロプロ
セツサ、５……デイジタル出力回路、６……表示
器、x0，x1，……xo，xo+1……サンプリング値、
0……定格周波数、S……サンプリング周波数、
ｆ……入力周波数。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流から定格周波数0まで変化する入力信号
を前記定格周波数0よりも高い周波数Sをもつサ
ンプリング信号でサンプリングし、前記入力信号
の周波数を検出するに際し、前記入力信号の一
周期間のサンプリング数2n（ｎ：整数）があらか
じめ定めた値D0以上の時には、前記周波数を
零と判定し、前記サンプリング数2nが前記値D0
より小さくかつn0 0／（2n＋１）・2n≦ｋ（ｋは所定
の 検出誤差値）を満たす時には、 ＝n0／ｎ0（n0：整数） （ただしn0は定格周波数0の半周期間のサンプ
リング数）に従つて算出し、 前記サンプリング数2nが前記値D0より小さく
かつn0 0／（2n＋１）・2n＞ｋを満たす時には、 初期位相値θ1を、 θ1＝n0 0／nS×360° として求め、ついでこの初期位相値θ1に応じてあ
らかじめ定められた選択データテーブルを用い
て、極性が変化する前後の相隣るサンプリング値
の組（x0，x1）と（xo，xo+1）とを補正し、この
補正されたサンプリング値を用いて位相値θを、 θ＝180°−θ1（｜X1｜／｜X0｜＋｜X1｜＋｜Xo｜／｜
Xo｜＋｜Xo+1|）／ｎ−１ により、｜θ−θ1｜が許容偏差δ以下になるまで
繰返して、前記周波数を、 ＝Sθ／360° に従つて算出することを特徴とする周波数検出方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1807384A JPS60162962A (ja) | 1984-02-03 | 1984-02-03 | 周波数検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1807384A JPS60162962A (ja) | 1984-02-03 | 1984-02-03 | 周波数検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60162962A JPS60162962A (ja) | 1985-08-24 |
| JPH0449660B2 true JPH0449660B2 (ja) | 1992-08-12 |
Family
ID=11961482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1807384A Granted JPS60162962A (ja) | 1984-02-03 | 1984-02-03 | 周波数検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60162962A (ja) |
-
1984
- 1984-02-03 JP JP1807384A patent/JPS60162962A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60162962A (ja) | 1985-08-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS62162968A (ja) | 速度検出装置 | |
| JPH05149982A (ja) | 電力検出器 | |
| US4282576A (en) | Indicator diagram based AC electric energy meter | |
| US4224568A (en) | Frequency to digital converter | |
| JPS63188775A (ja) | 実効値及び電力検出方式 | |
| US4482967A (en) | Conductivity detector and method | |
| JPH0449660B2 (ja) | ||
| JPH0366620B2 (ja) | ||
| JPH0522182B2 (ja) | ||
| JPH039267A (ja) | 直流電流測定方法 | |
| JPH0755061B2 (ja) | インバータ出力電圧検出装置 | |
| JPH037072B2 (ja) | ||
| JPH0436345B2 (ja) | ||
| Stockton | Proposed quarter squares double dual-slope digital wattmeter | |
| JPS586412A (ja) | 電磁流量計 | |
| JPS63243887A (ja) | 電子式電力量計の誤差補正方法 | |
| Miljanic et al. | A Novel Method for the Measurement of Power, Power Factor, rms, and Average Values of Voltage and Current of Distorted Power Frequency Waves | |
| Riggs et al. | Automatic component meter range design using floating-point conversion | |
| JPS5735764A (en) | Fundamental frequency measuring device | |
| JPH044554B2 (ja) | ||
| Karnal et al. | A novel automatically synchronized ramp A/D converter | |
| JPH06281679A (ja) | 周波数検出方式 | |
| JPH0740052B2 (ja) | 周波数検出装置 | |
| SU1215038A1 (ru) | Устройство дл измерени амплитуды напр жени переменного тока | |
| JP2917278B2 (ja) | 位相差検出回路 |