JPH0449810B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景と要約 本発明は、発振器、増幅器、移相器、及び減衰
器を含むソリツドステートマイクロ波装置に関す
る。特に、本発明は、なだれ走行時間デバイス
（Avalanche−Transit−Time Devices）に関す
る。

なだれ走行時間デバイスは、周波数応答を決定
する走行時間（transmit time）がデバイスの縦
方向の走行時間であつて、このため層の厚さによ
つて制御できるので、原理的に極めて高いマイク
ロ波周波数での動作に使用され得る負性抵抗を提
供する。更に、これらの装置は、原理的に、極限
のマイクロ波及びミリメータ波の周波数で、高出
力密度を得ることが可能である。しかし、この構
造の理論的高能力も従来は利用するのが困難であ
つた。この理由は、主として、外部インピーダン
ス整合によるもので、これによつて、これらの装
置からの電力を効果的に結合し取出すことが困難
にされていた。上記の装置は、典型的には、イン
ピーダンスレベルを上げるために、物理的に小型
に製造されている。特に、通常の場合がそうであ
るように、これらの装置がデイスクリートなデバ
イスとして製造された場合には、個々の
IMPATT（もしくは、他のなだれ走行時間デバ
イスタイプ）は物理的に小さく（領域は、周波数
に反比例する）、このため、電力合成パツケージ
内にこれらをアセンブリ（組立）することは、典
型的にはアセンブリエラーによる、重大な不整合
を含む。これによつて、結合され得るダイオード
の最大数が下げられる。従つて、高域でのマイク
ロ波及びミリ波の周波数、例えば、94GHで、多
数の電力出力を得るために、十分な数の
IMPATTを結合することは困難であつた。

なだれ走行時間デバイスの技術に於る他の重要
な点は、これらの装置が典型的には雑音が極めて
多いことである。従つて、このようなデバイス
が、例えば、局部発振器として使用されると、デ
バイスの雑音を減少させるためにはフイルタが必
要となり、当該デバイスの、既に必要最小限であ
る出力電力に対して、更に大きな損失を与えるこ
とになる。従つて、なだれ走行時間デバイスの出
力電力は、一般的に、額面よりも高価なものとな
る。

本発明の目的は、高電力を得るために多数のデ
バイスの出力を容易に結合できるような、なだれ
走行時間デバイスを提供することである。

更に、本発明の目的は、電力出力を結合するた
めの簡単で実用的手段を有するなだれ走行時間デ
バイスを提供することである。負性抵抗を有す
る、分布型半導体ダイオード構造の可能性は、既
に従来技術で検討されている。こゝで、参照する
Hinesの論文“High−frequency IMPATT−
resistance circuit principles for Esaki
diodeapplications”Bell Syetem Technical
Journalvolume39、page477（1960）は、主とし
て、トンネルダイオードを対象としているが
（IMPATTには触れていない）、利得を有する分
布型半導体構造の可能性に言及している。

Davydova等の論文“Linear Theory of an
IMPATT Diode Distributed Microwave
Amplifier”、Telecommunications and Radio
Engineering、Part2、Volume27、page112
（1972）は、本明細書で参照するが、分布型
IMPATTの可能性を検討している。Midford等
の“Ａ two−port IMPATT Diode
Travelling−wave Amplifier”Proceedings of
the IEEE（1968）、pp、1724−1725は、報告によ
れば、シリコン内に作成された機能的分布型
IMPATT装置に関して、概略説明をしている。
しかし、この論文の時期には、IMPATT内のコ
ンタクト（接触）層（p⁺とn⁺）に対する最適な
伝導率は無限大ではないことは、まだ現実のもの
ではなかつた。

Hambleton等の論文、“Design
Considerations for Resonant Travelling
Wave IMPATT Oscillator”、International
Journal of Electronics、Volume35、pages225
−244（1973）は、分布型IMPATT構造に関して
大きく改善した理論的分析を行なつている。最後
に、FranzとBeyerの２論文、“The Travelling
−Wave IMPATT mode”、IEEE
Transactions in Microwave Theory and
Techniqes、Volume MTT−26、page861
（1978）と、“The Travelling−Wave IMPATT
mode：Part−The Effective Wave
Impedance and Equivalent Transmission”
IEEE Transactions in Microwave Theory
and Technique”Volume MTT−28、pages215
−218（1980）は、分布型IMPATT動作の現在の
標準的な論理的分析であるものを教示している。
特に、FranzとBeyerの第２論文の第１０図は、
利得を有する伝送線としての、分布型IMPATT
構造の標準モデルを示している。このモデルは、
本発明の検討にも使用される。上記の全ての参考
資料は、本明細書の参照するものである。

分布型IMPATT構造では、電力はサイドコン
タクトを介する結合によつてとり出される。即
ち、これ迄に提案された分布型IMPATT構造に
於ては、利得媒体（IMPATTの活性領域）は、
伝送線として動作する。従来技術は、電力をエン
ドコンタクトを介して利得媒体からとり出そうと
試みている。つまり、活性媒体のエネルギ伝搬を
主方向（及び最大延長長方向）をさえぎるコンタ
クトを介して電力を取り出そうとしている。本発
明では、サイドコンタクトは、活性領域内のエネ
ルギの主伝搬方向に「平行な」方向に、全活性領
域にそつて延びている。従つて、サイドウオール
（側壁）コンタクトと活性領域の合わせた部分が、
単一の伝送線と考えられる。

本発明は、発振器としても、増幅器としても構
成できる。発振器として構成された場合には、多
数の短かい活性領域を連続的に結合して単一の長
いマイクロストリツプにすることができ、このマ
イクロストリツプは、各活性領域の側壁コンタク
トとして働く。この極めて単純な電力合成方法は
ミリ波の周波数で非常に高い電力を供給する。

本発明によれば、マイクロ波装置において： フロントサイド（表面）コンタクトとバツクサ
イド（裏面）コンタクトとの間に挿入された半導
体ダイオード活性領域であつて、前記表面コンタ
クトと前記裏面コンタクトとの間に負性抵抗ダイ
オードを画定する前記半導体ダイオード活性領域
を備えた前記マイクロ波装置であつて； 前記半導体活性領域と、前記表面コンタクト
と、前記裏面コンタクトとは、第１方向に延びた
前記半導体活性領域と、前記表面コンタクトと、
前記裏面コンタクトとであり、 前記表面コンタクトは、前記第１方向にほゞ平
行である主伝搬方向を有する伝送線を形成するた
め、前記第１方向に垂直な方向に、前記活性領域
を越えて延びている前記表面コンタクトであるこ
とを特徴とする前記マイクロ波装置が提供され
る。

別の点では、本発明なミリ波周波数（30GHzを
超える周波数）での動作用の、電圧制御発振器
（VCO）に関する。

マイクロ波技術において、電圧制御発振器
（VCO）の構成には、多くの方法が使用されてい
る。VCOは、回路要素としての一般的な用法に
加えて、チヤープド（chirped）レーダや電子カ
ウンタ装置のような多くのマイクロ波応用分野に
とつて不可欠である。しかし、従来技術のマイク
ロ波VCOの重要な限界は、周波数領域と周波数
アジリテイ（追随の敏捷さ）にあつた。即ち、
YIG同調発振器のような従来のマイクロ波装置
は、重要な周波数限界を有していた。

従つて、本発明の目的は、94GHzで動作できる
ソリツドステート電圧制御発振器を提供すること
である。

従来技術の電圧制御発振器回路の、更に、困難
な点は、回路の寄生リアクタンスである。即ち、
能動素子が、可変リアクタンス素子を含む共振回
路に接続されねばならない場合には、接続それ自
体が、ミリ波周波数でのトラブル源になる。つま
り、大量の及び不確定な量のリアクタンスを生じ
ない接続方法、更に、本質的な抵抗損失や放射損
を伴なわない接続方法を設計するのは非常に困難
である。

従つて、本発明の目的は、能動素子が、可変リ
アクタンス素子と完全に集積された電圧制御発振
器を提供することである。

本発明の他の目的は、能動素子が、可変リアク
タンス素子と完全に集積され、30GHzを十分に超
える周波数で動作可能な電圧制御発振器を提供す
ることである。

マイクロ波VCOの更に重要な要件は、周波数
のアジリテイ（敏捷さ）である。即ち、高周波電
圧制御発振器に要求される技術は、極限での周波
数アジリテイとは必らずしも両立しない。しか
し、周波数アジリテイは多くの電子カウンタ装置
の応用分野では必要であり、多くのチヤープドレ
ーダ応用分野で非常に望まれている。

従つて、本発明の目的は、発振能力を有し、
30GHzを超える周波数に於て、1GHz／マイクロ
秒を上回る周波数アジリテイを有する電圧制御発
振器を提供することである。

集積された低損失のミリ波移相器も、多くの応
用、特に、フエーズドアレイ（phased array）
レーダには有用である。

従つて、本発明の目的は、集積された低損失の
ミリ波移送器を提供することである。

発明の実施態様 分布型２ポート発振器は新規であるが、この構
造と動作を先に詳述し、続いて、本発明の分布型
VCOに記述する。

本発明は、分布柄IMPATTダイオードに限定
されることは決してなく、一般に、利得を持つ、
あらゆる２端子デバイスの分布型装置に応用可能
である。即ち、分布型モードで実現され得る応用
可能なデバイスタイプは、IMPATT及び他のな
だれ走行時間デバイス（例えば、BARITT、
TUNNETT、MITTAT、DOVATT、ヘテロ
ジヤンクシヨンIMPATT等）のみならず、転送
電子デバイス（transferredelectron devices）
（Gunnダイオード、Gunn発振器等）及びトンネ
ルダイオードも含む。しかし、こゝでの実施例は
IMPATTダイオードを使用し、この実施例を主
に説明を行なう。IMPATTダイオードは高周波
数特性という特定な利点を有し、この理由から、
他の多くの２端子デバイスタイプより好ましいこ
とは注目すべきである。しかし、本発明の範囲
は、特許請求の範囲に記載の事項以外では限定さ
れない。

分布型IMPATTは、基本的には、IMPATT
ダイオードの長い帯（ストリツプ）である。空乏
層は、進行波を助ける平行平板導波管（パラレル
プレートウエーブガイド）となる。デバイスの分
布型の持つ性質によつて、集約型ダイオードに関
連する電力−周波数の限定は起らない。従つて、
このデバイスは、従来のIMPATTよりもかなり
広い領域を有するようにでき、より高い電力を扱
うことが可能である。

典型的構造を第１図に示す。このIMPATT構
造は、ｎ型（又はｐ型）GaAsのドリフト領域８
を有するシングルドリフト型である。空乏層ター
ミナル（p⁺層６とn⁺層４）は、ウエーブガイド
に対して境界を形成する。このデバイスは、空乏
層境界に於て、分路共振（shunt resonate）さ
れ、活性（能動）層の高い負コンダクタンスを十
分に利用している。

第１５図に上記の事情を詳しく示す。第１５ａ
図では、並列接続された−ＲとCdは、集約型
IMPATTを表わす。通常、Ｒは−500以上であ
る。このデバイスを発振させるためには、正の実
数部と誘導虚数部を有する負荷が必要である。こ
れは、ウエーブガイドのキヤビテイによつて与え
られる。しかし、回路側から見ると、この
IMPATTは、負正抵抗R′とCd（第１５ｂ図）の
直列の組合せである。ここでR′は約−５である。
明らかに、負荷抵抗のみでなく回路及びダイオー
ド内の全ての損失、を含むRsはR′より小さくな
くてはならない。R′を上げるためには、ダイオ
ード領域は極めて小さくされ、これによつて、電
力出力が限定される。

分布型デバイスでは、ウエーブガイドは
IMPATTの空乏層であり、これ故に第１５ｃ図
に示すように、分路共振させられる。CdとＬの
各要素は等しい強度を持つようにされ、Rsは、
R′よりもかなり大きい負性抵抗Ｒによつて制限
される。従つて、デバイスは小型である必要はな
く、外部共振回路は不要である。

進行波IMPATTは少くとも２個の有利な点が
ある。

(1) 与えられた周波数に対して、デバイス領域が
大きいので高電力が扱える。

(2) 組み込み共振器が使用できる。従つて、外部
回路は必要でない。ミリ波の範囲では、
IMPATTデバイス自身よりも、共振回路の設
計と製造が困難になるので、上記の事情は重要
である。

分布型IMPATTは、その製造と集積化の容易
さから、モノシリツクの形で製造されるのが最適
である。ミリ波領域では、デバイスの長さと幅
は、典型的には、各々１〜５mm及び10〜100ミク
ロンである。このことは、製造上、別に特定な問
題とはならない。逓度（tapered）インピーダン
ス変換器は、負荷及びデバイスインピーダンスに
整合するように、半絶縁（SI）GaAs上に製造さ
れ得る。４ミル厚の半絶縁GaAs基板上のマイク
ロストリツプラインを、少くとも100GHzまで、
及び、より薄い基板では更に高周波数にまで使用
できる。

第１０図は、本発明のモノリシツク分布型デバ
イスの断面図である。基板１０は、例えば半絶縁
GaAsで構成される。半絶縁GaAsは、本発明の
分布型デバイスとFETや可変容量のような他の
モノリシツクマイクロ波集積回路要素との集積が
便利なので好ましい。しかし、放熱には他の基板
が望ましい場合もある。即ち、本発明の他の実施
例は、ダイヤモンド、銅、BeO、銀、又は厚い
金メツキの基板上の小型ハイブリツド構造として
形成されてもよい。（これらの場合、製造プロセ
スは異なり、望ましくはコンタクト層のパターニ
ングを可能とするため、AlGaAsエツチストツプ
が使用される。放熱の重要性は、一部、動作モー
ドに依存する。つまり、低デユーテイサイクルで
のパルスモード動作は、高デユーテイサイクル又
は連続発振（CW）の応用に比較して、放熱に対
する要求が厳しくない。

第１０図を参照すると、半絶縁（例えばクロー
ムをドープしたもの）GaAs基板１０の上には、
n⁺層２０及び活性デバイス領域１６が形成され
る。望ましい実施例では、これらの層は、分子ビ
ームエピタキシによつて蒸着される。しかし、同
業者に周知の他の方法を、この構造の形成のため
に使用できる。本発明のデバイスの活性領域16内
の半導体層は、それ自体は新規でなく、従来技術
の種々の半導体構造が利用され得る。望ましい実
施例は、第１１図の如く、従来のダブルドリフト
IMPATT構造を使用し、多量にドープされた裏
面コンタクト層２０の上には、ｎ型ドリフト領域
22、ｐ型ドリフト領域24、及びp⁺コンタクト領
域26がある。望ましい実施例に於ては、50GHz近
くでの動作に対して、ドリフト領域22と24は、
各々約300ナノメータ（ｎｍ）の厚さである。こ
の厚さは、当業者に周知のように望ましくは、周
波数に対応して変えられる。例えば94GHzの動作
では層２２と２４は、約200ナノメータの厚さで、
ドーピング濃度は高くなる。望ましい実施例で
は、層２２と２４のドーピング濃度は各々、約２
×10¹⁷／c.c.であるが、当業者に知られているよう
に、他のドーピングレベルを選択してもよい。こ
れらの層のドーピングと厚さは、層２２と２４の
間の接合部を囲む空乏層が、ブレークダウン電圧
（動作電圧より低い）において、コンタクト層２
０と２６の端部まで丁度達するように選択するの
が望ましい。

望ましい実施例では、p⁺層は、例えば200nｍ
の薄さが好ましいが、この厚さは変化できる。問
題としている周波数において、p⁺コンタクト層
が、スキンデプス（表皮厚さ）よりも薄いことは
不可欠なことであるが、GaAsにとつては94GHz
でのスキヤンデプスは数ミクロンであるので、困
難な制限ではない。

望ましくは、n⁺コンタクト層２０は厚い方が
よいが、これは使用されているデバイス製造過程
の便宜のためになされる。第１０図に示すよう
に、ダブルメサ構造が使用されるのが望ましい。
即ち、層２６までの全ての層が蒸着された後に、
大きなメサを画定するために、第１のメサエツチ
ステツプが実行される。大きなメサは、第１０図
のコンタクト層２０に対して示した幅に対応す
る。次に、第２のメサエツチが、典型的には、接
地コンタクトメタライゼーシヨン１８が蒸着され
るn⁺コンタクト層２０の部分から、活性領域16
（即ち、層、２２，２４，２６）を除去するため
に実行される。続いて、窒化珪素（Si₃N₄）の層
１２が蒸着されパターニングが行なわれ、サイド
カプラ１４のコンタクト１４と接地コンタクト１
８が、第１１図と第１２図に示された４層構造
に、フロントコンタクトとバツクコンタクトを与
えるためにパターニングされる。裏面のメタライ
ゼーシヨン２２は、単にRf接地板として設けら
れていて、放熱と搭載を助けるためにある。

本発明の分布型デバイスの平面図を第２図に示
す。第１０図に示した断面図は、第２図の線Ａ−
Ａにそつたものに対応する。サイドカプラ１４
は、伝送線として動作し、第３図の矢印６０２の
方向にエネルギを伝搬する。従つて、サイドカプ
ラ１４は、それ自体、マイクロストリツプライン
に変え得て、他の回路要素に結合することができ
る。第３図に、本発明の分布型ダイオードを組込
んだモノリシツクマイクロ波回路の例を示す。

第２図に示すように、ダイオード活性領域１６
は、極めて延長されている。例えば、望ましい実
施例では、このダイオードは10ミクロンの幅であ
るが、長さはミリメータのオーダであつてよい。

ダイオードが発振器として動作するときには、
ダイオードの基本共振周波数は第６図に示すよう
にその長さで決定される。

第４図で分るように、シングルパス利得と終端
点での反射係数との関係は、単純なダイオードが
発振器として又は増幅器として働くかを決定す
る。シングルパス利得が、反射係数の逆数と等し
いか大きければ、このデバイスは、定在波状態に
置かれ、発振器として動作する。即ち、シングル
パス利得が、当初から反射係数が逆数の２乗を超
えれば、デバイス内での信号レベルは、利得を制
限するように飽和が始まるまで上昇し、この結
果、恒等条件が満足される。他方、反射係数の逆
数の２乗が、シングルパス利得を超えれば、この
デバイスはマルチパス増幅器として働く。反射係
数の逆数の２乗がシングルパス利得を大きく上回
れば、効果的に、シングルパス増幅が行なわれ
る。

これらの種々の動作モードは、異なつた周波数
が選択できることを示唆する。第５図に示すよう
に、シングルパスとして動作中の増幅器は、実線
の曲線で示すように、多くの場合、選択的ではな
い。しかし、マルチパス増幅は、ゲイン特性にリ
ツプルが増加し、発振器の条件は共振を発生させ
る。

第６図は、デバイス長に対する、基本モードの
発振周波数の依存性を示す、本発明の実施結果例
である。明らかなように、所望の動作周波数を得
るには、ドリフト領域（IMPATTデバイス内の
多くドープされたコンタクト層の間の、少なくド
ープされた領域）の厚さを最適化するのが望まし
い。つまり、コンタクト層、ドーピング層をより
厚くすると、ドリフト層は薄くなり、動作周波数
は高くなる。

キヤビテイ（空胴）モード共振器では空間的高
調波を得ることが可能であるが、ドリフト領域の
厚さによる周波数の選択性の理由から、このこと
は、本発明の分布型IMPATTでは大問題にはな
りそうもない。当然ながら、狭いドリフト領域を
有する、極めて長いデバイスでは、高調波は、互
いに十分近接して複数の安定発振周波数を得るよ
うにされ得る。ミリ波くし形フイルタを構成する
場合には、本発明に従つて、上記の方法で構成で
きる。

更に、共振周波数は、コンタクト層２０と２６
の厚さとドーピングによつて、変化する部分もあ
る。これらのコンタクト層は、伝送線の負荷とな
り、それ故に、伝送線内の伝搬に於る位相速度を
下げることができる。この動作が、共振周波数を
低くする。

DIMPATTの特性インピーダンスに依存して、
サイドカツプリングマイクロストリツプの特性イ
ンピーダンスは小さくする必要がある。この場
合、第１６，１７，１８図に示すように入力１０
２での標準の50Ωの伝送線から、いくつかのλ／
４変換器１０６内の低インピーダンスＺ３に移る
ことが望まれる。（ラムダ（λ）は周波数帯の中
心周波数での、マイクロストリツプ内の波長に対
応する。マルチセクシヨンの変換器では、幅の広
い周波数帯のインピーダンス整合を行なう。同様
な、λ／４変換器のセクシヨンは、出力端子にお
いて、特性インピーダンスレベルを上げる。第１
６図はこの構成を示し、望ましくは、インピーダ
ンスは等比数列的に増加する。

特定の応用に対しては、第１の方法として
DIMPATTの幅を変更することが望まれる。言
いかえれば、各デバイス１０８と１１０が、同様
な出力密度となることを確実にするため、より幅
の広いデバイス１１０を出力端に近づけて使用す
るのがよい。この場合、第１７図に示すように、
デバイス１０８を、異なつたインピーダンスレベ
ルで入力ポートに近づけて結合する方が、デバイ
ス１１０を出力に近づけるよりも望ましいことも
ある。

または、第２の方法として同様なサイズのダイ
オードを使用して、出力側に向つて結合を変化さ
せるようにしてもよい。これは、第１８図に示す
ように、マイクロストリツプの特性インピーダン
スを再び変えることで行なわれる。入力ポート近
くでは、インピーダンス整合がより良く行なわれ
るので、デバイス１０８はマイクロストリツプ部
分１１２に強く結合される。第２のデバイス１０
８は、マイクロストリツプ部分１１４には、それ
程強く結合されず、最後のデバイス１０８は、マ
イクロストリツプ部分１１６に弱く結合される。

このようにして、波が出力ポート１０４に向つ
て移動すると、そのより少ない部分が、引続く
DIMPATT１０８の活性媒体を介して伝搬する。
より少ない部分が最後のデバイス１０８を通過す
るが、各デバイス１０８の出力密度の絶対値は、
マイクロストリツプを伝搬する波が電力利得を得
ているので、同一になる。

これら２方法はある程度似ている。相異は減結
合が一方では、ラインインピーダンスを変えるこ
とで実行され、もう一方ではデバイスインピーダ
ンスを変えることで実行されることである。

または、振動動作を確実にすることを望む場合
には、これも、活性領域１６の終端で、インピー
ダンスが不連続になることを保証するようにサイ
ドカプラ１４をパターニングすることで達成され
る。

シングルパス増幅動作を確実にする他の方法は
方向性を保証するため、フエライト基板と磁場を
使用することである。即ち、当業者に周知のよう
に、基板１０が強磁性材料で作られていて、直流
バイアスが基板面に垂直に印加されると、波の伝
搬は優先的に一方向に起こるので、本発明のデバ
イスは、単にシングルパス２ポート増幅器として
動作する。

本発明に従つて、多数の発振器又は増幅器を組
合せるためには、伝送線にそつて直列に接続する
だけでよい。即ち、サイドカプラ１４は、マイク
ロストリツプラインを提供するように延び、この
延びた部分にそつて、複数個の活性領域１６がス
ペースをあけてならぶ。

活性領域１６が広くなればなるほど、電力処理
能力は、当然上がる。しかし、活性領域が広くさ
れすぎると、デバイスの特性インピーダンスが小
さくなり、入出力ポートでの実際のインピーダン
ス整合が一層困難になる。

デバイス長のある特定な限界は、デバイス内を
伝搬する電磁波の１波長の、およそ10分の１であ
る。与えられた領域のデバイスに対しては、長
さ／幅の比は、デバイス長に課せられた特定な限
度を超えない範囲で、熱インピーダンスを下げる
ために可能な限り大きく保つべきである。発振器
として動作するデバイスは特定の長さである必要
があるが、増幅器、移相器、又は減衰器として動
作するデバイスは、その応用の必要に応じて可変
長でよい。増幅器の利得、移相器の位相偏移、ま
たは減衰器の減衰は、デバイス長の影響の強い関
数である。更に、不必要な発振を押えるため、デ
バイス長は、デバイス長に制御される発振器に好
適である周波数において、IMPATTの動作が十
分な利得を与えないように選択されねばならな
い。

従つて、本発明の重要な教示は、サイドコンタ
クトを使用する分布型負性抵抗ダイオードから結
合されることである。こゝで、サイドコンタクト
は、ダイオードの活性領域のほゞ全長にそつてダ
イオードに結合されているものとする。基本的な
新規性を持つこの教示は、広い範囲の実施例を与
えるため、修正及び変更され得る。第３図に示す
ように、本発明の望ましい実施例はダイオードの
長軸方向に平行な伝搬方向を有するマイクロスト
リツプに、分布型IMPATTを結合したものであ
るが、第１９図や第２０図には、参考例として、
IMPATT１０８を、ダイオードの長軸方向に直
角に延びる広いマイクロストリツプライン６０６
に（キヤパシタの間隙６０８を介して）結合する
ものを示す。

本発明の分布型ダイオードのサイドコンタクト
は、マイクロストリツプ伝送線として直流結合さ
れ得るが、第２１図に示すように、コンタクト２
０６（これはダイオード２０８にそつて延びる）
を、誘電体２１０を介して、マイクロストリツプ
送出線２０４に容量的に結合することも可能であ
る。強い結合条件下では、分布型IMPATTのＱ
は下げられ、それ故に、分布型IMPATTデバイ
スは広い周波数範囲で注入同期され得る。同一の
マイクロストライプラインに、更にデバイスを結
合させることもできる。上記の方法に加えて、相
反性のないようにするため、分布型IMPATTデ
バイスの間に絶縁体を挿入してもよい。

第１３図に示すように、多くの分布型ダイオー
ド１０８を組合せて、サーキユレータを用いずに
インジエクシヨンロツクドIMPATT増幅器にす
ることもできる。3dBクアドラチヤハイブリツド
６１０は入力６１４と出力６１６とに接続され、
又（整合ネツトワーク６１２を介して）２つの
IMPATT１０８に接続される。第１３図ｂに示
すように多くのIMPATT１０８をこのように組
合わせることもできる。

従つて、本発明は、上に列挙した本発明の目的
を全て有利な点として持つ、マイクロ波デバイス
技術での基本的革新をなすことである。本発明を
確定な実施例を参照して記述したが本発明は極め
て広範な応用性のある一般的概念を教示してい
る。従つて、本発明は、広い意味で解釈されるべ
き特許請求の範囲に限定される以外には限定を受
けるものではない。

この分布型発振器構造は、単に伝送線に可変容
量要素を含むことで、分布型VCOを形成するよ
うにされている。即ち、第２２図にあるように、
分布型IMPATT３０３（又は、他の分布型発振
器）のサイドウオール（側壁）コンタクト３０１
は、（望ましくは分布型の）可変容量の１端子に
も接続される。この可変容量は、バツクバイアス
コンタクト３０４を有し、分布型容量３０２上の
バイアスを変えることによつて、伝送線上の負荷
を変化させることができる。即ち、伝送線上の位
相速度が変えられ、これによつて、固定長キヤビ
テイの発振周波数も変化する。しかし、キヤビテ
イは、この基本モードで、共振を続けていて、そ
れ故に、極めて安定な高いＱを持つ発振器とな
る。更に、分布型容量が一旦変化させられると発
振器は、僅かなキヤビテイ走行時間のみで、新し
い共振周波数を得る。つまり、このような発振器
は、並外れた周波数アジリテイと安定性を持つ。

望ましい実施例では、上記のようにこの発振器
は、分布型IMPATT構造で構成される。エア−
ブリツジ３０６は分布型IMPATT構造の側壁コ
ンタクトを、分布型バラクタ構造３０２に接続す
る。（または、ブリツジ３０６はポリイミドのよ
うなソリツドな誘電体３０７で保持されてもよ
い。）望ましくは、分布型バラクタ構造は、分布
型IMPATT発振器の特定な容量の約10分の１の
特定な容量を持つ。

望ましい実施例に於ては、上記のように、分布
型IMPATT構造３０３は、ドーピングが約２×
10¹⁷／c.c.で、厚さの総計が0.6ミクロンである活
性領域を有するダブルドリフトIMPATTであ
る。エアブリツジ３０６は、約３ミクロンの厚さ
の金で作られる。分布型容量３０２は、アクテイ
ブな分布型IMPATT構造から、約15ミクロン、
横方向に分離されている。分布型容量３０２自体
は、望ましくは、基板３０９上に直接蒸着された
GaAsの裏面コンタクト層３０４を備えている。
尚、基板３０９は、約50μｍ（２ミル）の厚さ
で、少くとも５×10¹⁸／c.c.でドープされている。
この裏面コンタクト層３０４の上に、少くとも１
層のGaAsが置かれ、これは、反対の導電型を持
ち、より弱くドープされる。強くドープされた上
部コンタクト領域は、エアブリツジ３０６へのオ
ーミツク接続を可能にする。

従つて、分布型バラクタ構造３０２は望ましく
は、単に、分布型IMPATTの活性領域を形成す
るのに用いたものと同じ半導体層構造を使用して
形成される。これによつて構造が容易になる。バ
ラクタバイアスコンタクト３１０に印加されるバ
イアス電圧は、当然IMPATTをバイアスするの
に用いた（例えば約15V）よりはるかに低い（例
えば約5V）。

または、可変容量は単に、シヨツトキ障壁コン
タクト下の空乏層で、もしくは当業者に自明な他
の手段によつても形成され得る。

分布型バラクタ要素が、分布型IMPATT要素
と同一長であることは望ましいが、必要条件では
ない。

本発明のバラクタ制御DIMPATT発振器の応
用例としては、フエーズロツクト発振器がある。
これは第２５図に示すように本質的には、低雑音
の増幅器である。

応用に於ては、DIMPATT４０２からの出力
電力の周波数と振幅とは弱い結合を介してサンプ
ルされる。ある分枝では、出力周波数と入力信号
は、弁別器４０６で比較され、こゝで出力電圧
は、周波数差Δf＝f₂−f₁に比例する。この映像信
号４０８は、DIMPATTの周波数がf₁でロツク
されるまで、増幅され、バラクタダイオード４１
２の直流バイアスを制御するのに使用される。出
力電力の第２サンプリング結果は、γf電圧に比例
する出力を持つ検出器４１４に供給される。この
電圧は増幅され（比較器４１８と電源４２０を介
して）DIMPATT４０２の出力電力を制御する
直流電流４１６を制御するために使用される。

当業者には自明なように、本発明は、モノリシ
ツクマイクロ波集積回路、及びソリツドステート
のマイクロ波及びミリ波素子全般に於て、基本的
な新し革新を与える。従つて、本発明の極めて広
範な等価装置が明らかにされ、本発明の範囲は、
明らかに、特許請求の範囲に記載の事項以外には
制限されない。

【図面の簡単な説明】

第１図は、分布型IMPATTの構成を全体的
に、その回路図と共に示す。第２図は、延長され
たサイドカプラが使用された場合の、本発明によ
る分布型IMPATTの構成を示す。第３図は、本
発明による分布型IMPATT１０８が、マイクロ
ストリツプ伝送線６０４及びアイソレータ６０２
を介して他のミリ波回路素子に結合された実施例
を示す。第４図は、分布型デバイスが、発振器、
多重パス２ポート増幅器又は実際上シングルパス
２ポート増幅器として機能する場合を、シングル
パス利得とシングルパス反射係数の関係から決定
する方法を示す。第５図は、発振器、シングルパ
ス増幅器の実施例、及び２個の多重パス増幅器の
実施例の周波数応答特性を、シングルパス利得と
シングルパス反射係数との関係において画いた曲
線を示す。第６図は、本発明に従つた構造を有す
るいくつかのデバイスに関する、デバイス長と基
本モード発振周波数の関係を示す。第７図と第８
図は、第３図に関する出力電力と直流バイアス電
流との関係を示す例である。第９図は、自走発振
器（第９ａ図）として動作する本発明による
IMPATTデバイスのＱと、インジエクシヨンロ
ツクト増幅器（第９ｂ図）として動作する本発明
によるIMPATTデバイスのＱとの差を示す。第
１０図は、本発明のIMPATTの伝送線の伝搬方
向に垂直な方向での断面図である。第１１図はダ
ブルドリフトモノシツク分布型IMPATTの活性
領域に対して、望ましい実施例で使用されたデバ
イス構造を示す。第１２図は第１１図の構造に対
応した、ドーピングの濃度を示す。第１３図は、
本発明による複数IMPATTをインジエクシヨン
ロツクト増幅器に結合する方法を示す。第１４図
は、分布型IMPATTの等価回路である。第１５
図は、分布型IMPATTと集約型IMPATTの
各々の等価回路を比較したものである。第１６図
は、入力インピーダンスZOのマイクロストリツ
プを低インピーダンスを持つ本発明のIMPATT
ダイオードに対してインピーダンス整合を行なつ
た場合の遷移図である。第１７図は、各々異なつ
た厚さを有する本発明による２個の分布型
IMPATT間に、マイクロストリツプのインピー
ダンス整合変換を含む電力合成回路を示す。第１
８図は、本発明による複数のIMPATTを電力の
低いマイクロストリツプ領域により弱く結合し
た、別の電力合成方法を示す。第１９図は、本発
明の参考例を示し、こゝでは、サイドコンタクト
は活性ダイオード領域にそつて連続しているが、
分布型INPATTの伝搬方向に垂直な方向に、巾
の広いマイクロストリツプの線として延びてい
る。第２０図は、本発明の発振器からのエネルギ
を結合するための他の参考例を示し、この結合
も、IMPATTダイオードの長軸方向に直角に延
びる、巾の広いマイクロストリツプを介して実施
される。第２１図の本発明の他の実施例を示し、
こゝでは、側壁コンタクトは、IMPATTダイオ
ード領域に平行に延びたマイクロストリツプライ
ンに、容量的に結合されているが、直流結合では
ない。第２２図は、本発明による、分布型電圧制
御発振器の断面図である。第２３図は、本発明の
分布型電圧制御発振器の伝送線モデルに対応する
異なつた回路素子の概略回路図である。第２４図
は、種々の容量に対して得られた発振周波数を示
すグラフである。第２５図は、フエーズロツクド
発振器としての、本発明による一応用例を示す。 符号の説明、４，６：空乏層ターミナル、８，
２２，２４：ドリフト領域、１０：基板、１４：
サイドカプラ、１６：デバイス活性領域、１８：
接地コンタクトメタライゼーシヨン、２０：裏面
コンタクト、２６：表面コンタクト、１０２：入
力（ポート）、１０４：出力ポート、１１２，１
１４，１１６，２０４：マイクロストリツプ、２
０６：コンタクト、２１０：誘電体。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 半導体基板を有し； 上記半導体基板上に形成された第１と第２の電
   導体間にはさまれた半導体活性領域を有し、この
   活性領域は上記第１と第２の電導体との間に負性
   抵抗ダイオードを提供し、 上記半導体活性領域と上記第１の第２の電導体
   は第１の方向に延びており； 上記第１の電導体は、上記基板の上に一体的に
   形成され、かつ上記半導体活性領域の実質上全長
   に亘つて配されて上記半導体基板上に設けられた
   第３の電導体と共に伝送線を提供し、この伝送線
   の主伝播方向は前記第１方向と実質上平行であ
   る； ことを特徴とするマイクロ波装置。 ２ 半導体基板に付着され、エネルギー伝播のた
   め一つの方向に長く延びている一対の電導体を持
   つ伝送線を有し； 複数の分布半導体デバイスを有し、その各々は
   負性抵抗を提供し、一対の電導体を持ち、かつ長
   く延びたデイメンシヨンを持ち； 上記分布半導体デバイスの各々は、実質上全体
   が、上記伝送線の長く延びたデイメンシヨンの１
   つの側面に沿つて上記伝送線に結合されており、
   その際エネルギーの主伝播方向は上記長く延びた
   デイメンシヨンに実質上平行な方向である、 ことを特徴とするマイクロ波装置。 ３ 上記伝送線の容量が電気的に可変である請求
   項２記載のマイクロ波装置。