JPH04501466A - 例えばインダクタンス式変位発信器を有する測定回路およびその適用形式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 例えばインダクタンス式変位発信器を 有する測定回路およびその適用形式 本発明はインピーダンス値を測定することのできる測定回路に関する。この種の 測定回路の重要な適用形式は、インダクタンス式変位発信器と共に何らかの構成 回路部分の調整変位を測定することにある。この構成回路部分は旋回運動のまた は直線運動における調整変位である。慣用のインダクタンス式変位発信器は、ハ ーフ差動短絡リング変位発信器、差動チョークコイル変位発信器および差動トラ ンス変位発信器である。

従来技術 １つのオーム抵抗だけによって形成されるのではない構成回路部分のインピーダ ンス値を測定可能とする目的で、交流電圧をこの構成回路部分へ加えることが必 要とされる。次にこの構成回路部分に降下する電圧の振幅をおよび、多くの場合 は位相も測定される。測定信号は、最終的な測定値として直流電圧を得る目的で 、通常は低域通過フィルタを用いて平滑化される。

例えばインダクタンス式変位発信器と共に用いられる測定回路は通常は、送出さ れた直流電圧が変位発信器の調整部材の調整変位に比例するように、構成されて いる。従来の測定回路により高い精度の結果が得られることは、著しく困難であ る。何故ならば使用される低域通過フィルタによって位相ずれが生ぜしめられる が、このような位相ずれを考慮するのが困難でありおよび／または得られた直流 電圧がまだ残留リップルを有するからである。

そのため長期にわたり、例えばインダクタンス式変位発信器の評価に適している 測定回路を、次のように改善する問題が提起されている。即ちこの測定回路が、 可変のインピーダンスのインピーダンス値に対する尺度となる、特別に高い精度 の測定信号を送出するように改善することである。

発明の開示 本発明の測定回路は主要な機能ユニットとして、第１の発振器手段、第２の発振 器手段および積分器を有する。この積分器は第２の発振器手段から送出される交 流電圧の振幅を制御する。この交流電圧は、第１の発振器手段からの交流電圧に 対して位相が１８０６ずらされている。両方の電圧の周波数は一定である。さら に第１の発振器手段からの電圧の振幅は一定である。

積分器からの出力信号は即ち第２の発振器手段からの交流電圧の振幅は、この回 路の入力端子に与えられる信号の振幅と位相に依存する。振幅および位相を考慮 する積分は、位相の制御される整流器と比較装置により可能となる。この場合こ の比較装置は、整流器からの出力信号を実際値信号として供給されて、これを目 標値と比較する。比較により形成される調整偏差信号は積分される。

インぎ−ダンスの測定の目的でインピーダンス回路網が測定回路へ接続される。

このインピーダンス回路網は、値の測定されるべきインピーダンスを合む。この 回路網は、第１の点において第１の交流電圧と接続され、第２の点において可調 整の振幅の逆相の第２の交流電圧と接続され、第３の点において前述の位相制御 される整流器と接続される。第３の点において交流電圧が現われている限り、積 分器はゼロに等しくない入力信号を供給される。その結果、積分器は入力信号の 極性に応じて上昇方向へまたは減少方向へ積分され、「 そのため調整可能な交流電圧の振幅が　慄される。回なるように、作動する。次 に積分器が達した値にとどまっていると、それＫより調整可能な交流電圧の振幅 ももはや変化しない。この振幅と回路網の既知の特性から、所定のインピーダン スのインピーダンスを算出することができる。

適用形式に関する請求項が、変位信号を評価することのできる回路網の構成を示 す。この変位信号は、例えばインダクタンス式変位発信器から供給される。これ らの適用を次に図面で示されている実施例を用いて説明する。

例えば測定回路はさらに１つの測定出力端子を有し、この端子へ積分器からの出 力信号が導びかれる。この場合、調整可能な交流信号の振幅が評価されるのでは なく、測定信号として、この振幅を固定する積分信号が用いられる。積分器から のこの出力信号は各々の残留リップルの無い完全な直流電圧信号である。そのた めこの信号は通常の様に従来の評価回路においてさらに処理することのできる高 い精度の信号である。

各種の回路網が、所定のインピーダンスの値を測定可能とする目的で、回路網の 所定の点を所定の直流電圧へ接続することを要求する。この直流電圧はアース電 圧とすることができる。しかしアース電圧とは異なる直流電圧が所望されている 場合は、測定回路が、直流電圧を直流電圧端子へ送出する直流電圧源も有するよ うにすれば有利である。

調整振動が生ずるおそれがある。この危険を抑圧する目的で、測嫌回路にサンプ ル／ホールド素子を設け、この素子が積分器からの出力信号をサンプリングしこ のサンプリングされホールドされた値を、調整可能な。

交流電圧の振幅を制御する目的で、第２の発振器手段へ送出すると有利である。

本発明の測定回路の適用は適用形式に関する請求項に示された、測定回路をイン ダクタンス式変位発信器と接続してまとめて構成を対象とする適用形式に限定さ れるものではない。さらに各々の任意のインピーダンスを、例えばオーム抵抗だ けも測定することができる。しかし全部の適用の場合に配慮すべきことは、測定 回路を、次のような回路網へ接続することである。

即ち上述の様に、調整可能な交流電圧の振幅を積分器からの出力信号を用いて謁 する時に、積分器における入力信号を値ゼロへ走行させるような回路網である。

図面 図１は、インダクタンス式変位発信器と共に使用する目的に適している測定回路 のブロック図である。図２　ａ）〜Ｃ）は、入力信号の振幅と位相に依存して、 図１の回路において現′われるそれぞれ４つの、時間に関短絡リング変位発信器 へ接続された図１の測定回路の詳細なブロック図である。図４は、差動チョーク コイル変位発信器を図１の測定回路へ接続するための接続回路網のブロック図で ある。図５は図１の測定回路へ差動トランス変位発信器を接続するための接続回 路網である。

実施例の説明 図１に示されていて破線で囲まれている測定回路ＭＳは、第１の出力端子ＡＩ、 第２の出力端子Ａ２．測定端子ＭＡおよび入力端子Ｅを有する。第１出力端子Ａ １は、第１の発振器手段Ｏ８Ｚ　１から、一定周波数のかつ一定振幅の正弦波交 流電圧を供給される。この実施例の場合、周波数は１０　ＫＨｚであシ、ピーク 間振幅は４ｖの値を有する。この周波数は、第２の発振器手段Ｏ８Ｚ　２も制御 するクロックパルス発生器ＴＧから与えられる。このＯ１２２は、可変の振幅の 正弦波交流電圧を第２の出力端子Ａ２へ送出する。この振動の周波数は、第１の 出力端子Ａ１における周波数と一致する；しかじ前者の周波数は後者の周波数と は位相が１８０゜異なる。振動は発振器Ｏ８から発生され、移相用の反転段ｐｓ によシ位相が１８０°ずらされ、さらに可制御の増幅器Ｂｖによシ振幅が変化さ れる。ピーク間の最大振幅は４Ｖの値を有する。

前述の可制御の増幅器ＳＶは、入力端子Ｅへ導ひかれる入力信号から導出される 信号により、制御される。

この回路の実際の適用において、このことは、前述の出力信号が有するのと同じ 信号波形および同じ周波数を有する。入力信号は、位相によシ制御される整流器 ＰＧにおいて位相の考慮の下に、第１の出力信号へ整流される。この整流された 信号は加算素子ＡＣ）へ、第２の出力信号の振幅調整用の実際値として導びかれ る。

加算素子ＡＧにおいてこの実際値から目標値が取り出される。調整偏差信号は積 分器工において積分される。

この積分器の出力信号が、制御された増幅器ｓｖＫ対する調整信号である。この 調整信号は同時に測定端子ＭＡへ送出される。

ここで付記すべきことは、前述の測定口路ＭＳは次の時だけに測定機能を作動で きることである、即ち外部のインピーダンス回路網を介して調整回路−この中で 前述の実際値／目標値・比較と第２の出力信号の振幅の調整とが行なわれる−が 閉じられている時にだけ、作動できる。しかし何らかの測定回路が前述の測定回 路ＭＳの機能を有するか否かは、外部のインピーダンス回路網なしでも次のよう にして検査される。

即ちどの出力端子において、持続的に固定の振幅および周波数の信号が別の信号 の特性に依存せずに生じているかが、検出される。この実施例の場合はこのこと は第１の出力端子Ａ１である。入力信号に対して異なる場合の当てはまる図２０ ａ）のＣ）において、出力端子Ａ１における信号がそれぞれ同じ振幅および同じ 周波数で示されている。

入力端子Ｅへ図２のａ）〜Ｃ）に示されている様に相続くステップで異なる入力 信号が加えられる。即ち図２のａ）には第１の出力信号と位相が逆の信号が、ｂ ）には一定のゼロレベルを有する信号が、および最後に位相において第１の出力 信号と共に振動する信号が示されている。第２の出力端子Ａ２においてその都度 に、ここに生ずる第２の出力信号が測定される。この出力信号は第１の出力信号 と常に逆位相である。第１の出力とは逆位相の人力信号の場合は、第２の出力信 号の振幅は第１の出力信号よシも常に小さい。このことは第２図ａ）において相 応の矢印により示されている。

一定の入力信号の場合は第２の出力信号の振幅は変化されないままである（図２ のｂ）　）。逆位相の入力信号の場合は第２の出力信号の振幅は次第に増加する 。

このことは第２図のＣ）に相応の矢印によシ示されている。

測定回路ＭＳのこの機能は、インピーダンス回路網におけるインピーダンスの値 の測定の目的で用いることができる。この目的で逆位相の両方の出力電圧がイン ピーダンス回路網へ与えられて、適切な点から出力信号が取り出される。この取 り出し点において入力信号の位相が第２の出力信号の位相と一致する限り、第２ の出力信号の振幅が、入力信号が一定のアースレベルを有するようになる迄、低 減される。他方、入力信号が第１の出力信号の位相と同じ位相を有する時は、振 幅は、再び入力信号が前述の一定レベルを取るまで、増加される。両方の出力信 号の振幅の比およびインピーダンス回路網の所定の特許から、未知のインピーダ ンスの値が算出できる。

構成されている；図４の使用の場′合は、インぎ一タ゛ンス回路網は差動チョー クコイル変位発信器の両方のインダクタンスと２つの既知の抵抗から構成されて いる；図５の使用の場合は、インピーダンス回路網は差動トランス変位発信器の コイルと２つの既知の補助抵抗′ｔＩ瓢ら１１！成されている。

インダクタンスＬを有する誉差動短絡リング変位発信器だけそはなく、測定回路 ＭＳの詳細図も示されている。

図３の測定回路ＭＳにおいてに１の発振器手段０８Ｚ１は正弦波発振器１０．正 弦波信号を基準波電圧と比較することによシ方形波信号を形成するための比較器 に１および位相シフト用の無効時間素子Ｔを有する。

発振器１０からの出力信号は、低オームの出力を形成するための出力増幅器Ｂ１ を介して第１の出力端子Ａ１へ達する。さらに正弦波信号は第２の発信器手段ｏ ｓｚ　２へ導びかれる。このｏｓｚ　２は可制御の反転増幅器Ｂ３と制御素子５ １によシ実現されている。発振器手段○ＳＺ　２からの出力信号は、低オ°−ム の出力側を形成するための第２の出力増幅器Ｂ２を介して、第２の出力端子Ａ２ へ達する。

入力端子Ｅからの信号は、低域通過濾器ｖ２２．加算累子３２および反転増幅器 Ｂ５を含む入力差動増幅器６０へ導びかれる。これらの部品の接続に関しては図 ３に示されている。入力差動増幅器３０は、交流電圧成分だけを位相制御される 整流器ＰＧへ転送する目的で、入力信号中に存在することのある直流電圧を抑圧 するために、用いられる。この位相制御される整流器は、図３の実施例において は、反転増幅器Ｂ４とスイツチＳにより構成されている。スイッチＳは、第１の 発振器手段ｏｓｚ　１における比較器Ｋにより構成される方形波信号により、始 動される。前述の無効時間素子Ｔは、測定回路ＭＳにおいて現われる位相エラー を、スイッチＳが入力信号と位相同期して切シ換えられるように、補償する。ス イッチＳは入力信号と反転入力信号との間を往復するように切り換える。そのた め位相制御される整流器の出力端子に、図２において入力信号の前述の３つの異 なる場合に対して示されているような信号が形成される。整流された信号の平均 恒は、入力信号が第１の出力信号とは逆位相で振動する時は負であり、入力信号 がゼロである時はゼロであり、入力信号が第１の出力信号と同相で振動する時は 正である。整流された信号は低域通過濾波器ｖｚ１において平滑化され、加算素 子ＡＧにお諭で目標値としての基準電圧ＵＲと結合される。このようにして形成 された調整差信号は積分器Ｉによシ積分される。この実施例の場合この基準信号 は持続的にアース電位を有する。

積分器工からの出力信号はサンプリング／ホールド回路Ｓ＋Ｈを介して制御素子 ５１へ達する。サンプリング／ホールド回路Ｓ＋Ｈは、モノフロップＭによす制 御される。このモノフロップＭは、比較器Ｋから構成される方形波信号により制 御される。制御素子５１は積分器からの出力信号を、反転増幅器Ｂ３のだめの振 幅制御用信号へ変換する。ディジタル信号を対象とすることができる。反転増幅 器Ｂ３が同様に制御可能である場合は、このＢ３に、積分された信号の相応の値 選定の下に、この積分された信号を制御の目的で直接導びくことができる。制御 信号は測定端子ＭＡへも与えることができる。

図３の回路は図１の回路と特に次の点で異なる。即ち両方の発振器手段Ｏ８Ｚ　 １とＯ８ｚ　２が別個の発振器を有するのではなく、発振器１０だけが設けられ ておシ、その信号から位相反転によシ第２の出力信号が形成される。測定回路Ｍ Ｓの機能に対して次のことはささいなことであることを付言しておく。即ち両方 の出力信号が、即ち出力端子Ａ１における固定振幅および固定周波数の第１の交 流電圧および、出力端子Ａ２における被制御振幅を有する第２の位相反転された 交流電圧が、どのような方法で形成される。かということはささいなことである 。この交流電圧はオン・オフ比が１＝１の方形波とすることもできるが、正弦波 信号が有利である。何故ならばこうすると周波数に依存するインピーダンスが測 定できるからである。発振器手段０８Ｚ１およびＯ８Ｚ　２そのものが十分に低 オームの時は、インピーダンス変換用の出力増幅器Ｂ１およびＢ２が省略される 。

同様に次の時は差動入力増幅器３０が省略できる、即ち位相制御される整流器Ｐ Ｇが十分に低オームでかつ入力信号に、例えば自動車において実際に用いられる 場合に生ずることのあるようなケーブル網状体における漏洩インピーダンスから の不所望の直流電圧が重畳されるおそれが生じない時は、前記の省略が行なえる 。

位相制御される整流器ＰＧは任意に構成できる。低域通過濾波器ＶＺ１は、積分 器工が十分に迅速にかつ十分正確に積分するように構成されている時は、省略で きる。サンプル／ホールド素子Ｓ＋Ｈは、入力信号における所期の緩慢な変化が 緩慢に積分できる時は、振動が生ずるおそれがある。

図６の測定回路においてさらに分圧器Ｘと位相検出器ＰＤが記入されている。分 圧器Ｘを介して、振幅の低減された第１の出力信号が、入力差動増幅器３０の入 力側の加算個所３１へ導びかれる。この構成により入力信号に、振幅の低減され た第１の出力信号が重畳される。その結果、平衝された場合は即ち積分器がその 達しに二値に静止している時は、接続されたインピーダンス回路網により位相変 化が行なわれない時は、入力信号は直流信号では＆（交流信号である。入力信号 の位相は位相検出器ＰＤにより検出される。測定された位相の所期の位相からの 偏差によシ、インぎ一ダンス回路網の特性がめられる。しかしこの適用は特別の 場合に対してだけであシ、後述の適用においては重要ではない。

最後に図６の測定回路はさらに、振幅制御信号を評価する位相検出器Ｆｐを含む 。この振幅制御信号が上側限界値または下側限界値において経過している時は、 このことは、接続されているインピーダンス回路網におけるアース短絡接続また はケーブル断線を示す標識である。この時は相応のエラー通報が送出される。こ のエラー検出器も、測定回路ＭＳの本来の機能に対しては重要ではない。

グ変位発信器が次のように接続されている。基準インダクタンスＬＯと測定イン ダクタンスＬとの接続点ＶＰが入力端子ＴＦ、、！：Ｗ続されている。基準イン ダクタンスＬ○の自由端は第１の出力端子Ａ１と接続されており、測定インダク タンスＬの自由端子は第２の出方端子Ａ２と接続されている。測定インダクタン スＬの値は操作軸の旋回により変化可能である。この軸が、測定インダクタンス が基準インダクタンスと一致する位置におかれているとする。次に第２出力端子 Ａ２における信号の振幅が第１の出力端子Ａ１における振幅よシも大きく（実施 例においては１．７　Ｖ　）なると、入力信号は第２の出力信号の位相を有する 。即ち図２の＆）の場合が生じて、そのため第２の出力信号の振幅が低減される ように、第２の発振器手段ｏｓｚ　２が制御される。この振幅が第１の出力信号 の振幅と一致すると、図２のｂ）の場合が生ずる、即ち入力信号がゼロ直流信号 となる。第２の出力信号の振幅が第１の出力信号の振幅と一致する事は、測定イ ンダクタンスが基準インダクタンスと同じ値を有することを示す。

式が適用される： Ｌ　Ｓ−ｓ　−ＬＯ（Ｇ１）。

この場合、Ｓは襲糎変位または発信器の操作角度である。

平衝時（入力電圧−〇）における評価式として次の式が適用される： Ｕ−Ａ２／Ｕ−ＡＩ　−Ｔ７Ｔ−○　（ＡＩ）。

この場合、ＵＪｌは第１の出力信号の振幅であり、Ｕ−Ａ２は第２の出力信号の 振幅である。

弐Ｇ１とＡ１から次の式が得られる一：υ−Ａ２〜Ｓ。

即ち、平衝された場合における第２の出力信号の振幅が発信器の調整変位にない し調整角度に比例する。この振幅が、積分器から送出される制御電圧Ｕ−彫、の 振幅に比例する： Ｕ−臥〜Ｓ。

実施例の場合は基準インダクタンスは７　ｍＨであシ測定インダクタンスは６． ５と１５ｍＨとの間で調整可能である。

図４は差動チョークコイル変位発信器から信号の評価の適用例に関する。この変 位発信器は実施例においては２　ｍＨの第１のインダクタンスＬ１．同じ値の第 ２のインダクタンスＬ２および操作ロッドＶ３を有する。与えられたインダクタ ンスはロッドの中央位置を対象とする。この発信器に対する発信器の式は次のも のである： Ｌｌ、　Ｌ２〜ｓ；　Ｌｌ　＋　Ｌ２−　Ｌ−ＧＥＳ　（Ｃ）２）。

発信器は次のように測定回路ＭＳへ接続されている。

両方のインダクタンスＬ１とＬ２との接続点は、抵抗Ｒ１を介して、入力端子Ｅ に接続されている。第１の出力端子Ａ１の自由端子へ、直流電圧源ＧＬから直流 電圧が導びかれる。図４の実施例においてこの直流電圧源Ｇしは測定回路ＭＳの 一部として示されている。

別個の直流電圧源を使用できることも明らかである。

直流電圧はゼロとすることができる；この直流電圧は例えば、インダクタンスＬ １およびＬ２の中を直流が流れないように、選定される。第２の出力端子Ａ２は 抵抗Ｒ２を介して入力端子Ｅと接続されている。

インーーダンス回路網のこの構成の場合、次の式が当てはまる： Ｕ−ＶＰ／Ｕ−ＡＩ　−Ｌ２／Ｔ、−（）ＥＳただしＵ−ＶＰ−接続点における 電圧の振幅ｖｐである。

平衡の場合すなわち入力端子Ｅにおける直流電圧が０の場合は次の式が当てはま る： Ｕ−Ａ２−−１３−ＡＩ　Ｘ　Ｒ２／Ｒ１。

前述の両方の式から次の評価式が得られる：Ｕ−Ａ２　＝　−Ｕ−Ａ１　Ｘ　Ｌ ２　（Ｒ２／Ｒ１Ｘ　Ｌ−（）ＥＳ）　（Ａ２）。

弐Ｇ２およびＡ２から次の式が得られる：Ｕ−Ａ２〜Ｓ。

第２の出力端子Ａ２における振幅ではなく、有利に再び電圧Ｕ−Ｍｋが評価され る。

図５の適用の場合は最後に、測定回路ＭＳに接続されている差動トランス変位発 信器が対象とされる。この種の発振器は１次巻線と、２つの逆並列に直列接続間 位置において、両方の２次巻線に降下する電圧立１とｖ２は等しい。操作変位Ｓ は中間位置から算出される。０の場合、次の式が当てはまる： Ｖ１　＋　”０２＝　ｋ　ｘ　ＶＰ　＝一定；（２−立１〜ｓ　（Ｇ３）。

この場合、ｖＰは１次側の電圧振幅である。差動トランス変位発信器は次のよう に測定回路ＭＳへ接続されている。１次巻線は直流電圧端子と適合調整増幅器Ａ Ｖとの間に設けられている。このＡＶは第１の出力端子Ａ１から信号を供給され る。この適合調整増幅と、第１の２次巻線の自由端子も接続されている。第２の ２次巻線の自由端子は、抵抗Ｒ１を介して、入力端子Ｅと接続されている。第２ の出力端子Ａ２と入力端子Ｅとの間に第２の抵抗Ｒ２が接続されている。抵抗Ｒ １とＲ２はこの実施例の場合それぞれ１０にΩの抵抗値を有する。付言すべきこ とは、同じことが図４の適用における抵抗Ｒ１とＲ２に対しても当てはまる。同 様に図４の適用の場合も適合調整増幅器ＡＶが第１の出力端子Ａ１において用い ることができる。この実施例の場合、この増幅器によシ制御電圧が１．７ｖから ４Ｖへ昇圧される。これにより良好な信号／障害電圧比が形成される。この接続 の場合、次の評価式が適用さこの場合、ＯＯは、入力端子Ｅとは反対側の、抵抗 Ｒ１の端部における電圧振幅である。発信器の式Ｇ３とＵｐ　−Ｄ−Ａ１である 事実の考慮の下に次の式が適用される： 官Ｏ扁Ｂ−Ａ１　ｘ　ｓ　ｘ　（２に＋　１−　ｈ）。

平衝している場合は即ち入力端子における電圧が０の時は次の評価式が適用され る： ｆｉ−Ａ２：ｌ１１−でｏｘＲ２／Ｒ１＝−Ｕ−ＡＩＸｓｘ（２に＋１−ｋ）Ｘ Ｒ２／Ｒ１（Ａ３）　− 弐Ｇ３とＡ３から次の式が得られる： Ｕ−Ａ２〜Ｓ。

好適にはこの場合も再び、電圧振＋１＠　Ｕ−Ａ２ではなく、積分信号Ｕ、−Ｍ Ａが評価される。

この実施例は、例えば自動車で特別に用いられることの多い発信器を有する測定 回路ＭＳの使用される適用を対象とする。しかしさらに付言すると、前述の測足 回路によシ任意のインピーダンスが次の時に測定できる。即ちインピーダンス回 路網が測定回路へ、前述の調整結果が得られるように即ち積分信号が固定獲へ進 むように、接続される時は、前記の測定が行なえる。

両方の出力信号の振幅の比とインピーダンス回路網の周知の特性から、未知のイ ンピーダンス値が測定できる。この値は必ずしも饗１素子の変位に対する尺度で ある必要はない。測定されたインピーダンスは必ずしもこの実施例の場合のよう なインダクタンスである必要もなく、容量または純抵抗または、オーム、容量。

および誘導コンポーネントを有するインピーダンスとすることができる。

ｚｇ、２ Ｆｉｇ、５ 国際調査翰失 ＋１．１．．１〜．１１．−８　ＰＣＴ／ＤＥ　９０１００３８９国際調査報告 　ＰＣＴ／ＤＥ　９０１００３８９

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. １．測定回路において、 −第１の出力端子（Ａ１）を有し、 −第１の発振器手段（ＯＳＺ１）を有し、該発振器手段は一定振幅のかつ一定周 波数の第１の交流電圧を第１の出力端子へ送出するようにし、 −第２の出力端子（Ａ２）を有し、 −第２の発振器手段（ＯＳＺ２）を有し、該発振器手段は第２の交流電圧を第２ の出力端子へ送出するようにし、この場合この第２の交流電圧は第１の交流電圧 とは同じ周波数を有しかつ位相は第１の交流電圧とは１８０°だけずらされてお り、さらに第２の交流電圧は振幅調整手段（ＳＶ）により振幅が調整可能であり 、−入力信号を案内するための入力端子（Ｅ）を有し、−位相の制御される整流 器（ＰＧ）を有し、該整流器は入力端子と接続されていて、入力信号における交 流電圧成分を整流するために用いられるようにし、−比較装置（ＡＧ）を有し、 該比較装置は整流器と接続されておりさらに整流器の出力信号を実際値信号とし て供給されるようにし、該比較装置は調整偏差信号を形成する目的で実際値信号 を目標値信号と比較するようにし、さらに −積分器（Ｉ）を有し、該積分器は、調整偏差信号を積分する目的で、比較装置 と接続されており、さらに積分器は積分された信号を振幅調整信号として第２の 発振器手段の振幅調整手段へ送出するようにしたことを特徴とする測定回路。
2. ２．積分器（Ｉ）の出力側と接続されている測定出力端子（ＭＡ）を有している 請求項１記載の測定回路。
3. ３．直流電圧を直流電圧端子（ＱＡ）へ送出する直流電圧源（ＱＬ）を有してい る請求項１記載の測定回路。
4. ４．サンプル／ホールド素子（Ｓ＋Ｈ）を有し、積分器（Ｉ）の出力信号を周期 的にサンプリングしてさらにこのサンプリングされた信号をホールドする目的で かつこのホールドされた値を振幅調整信号として送出する目的で、前記サンプル ／ホールド素子は積分器と接続されている請求項１記載の測定装置。
5. ５．未知のインピーダンスとこのインピーダンスに直列に接続されている基準イ ンピーダンスとのインピーダンス比を測定する目的で、 −これらのインピーダンスの間の接続点が入力端子と接続され、 −未知のインピーダンスの自由端子が第２の出力端子と接続され、 −基準インピーダンスの自由端子が第１の出力端子と接続され、 −この構成により、第２の出力端子における第２の交流電圧の振幅が、上述の比 に対する尺度となるようにした回路を含む請求項１記載の測定回路。
6. ６．可変のインピーダンスとしてハーフ差動短絡リング変位発信器の可変インダ クタンスが用いられ、さらに固定のインピーダンスとして前記の変位発振器の基 準インダクタンスが用いられ、これにより第２の交流電圧の振幅が発振器の調整 素子の調整変位に対する尺度となるようにした回路を含む請求項１記載の測定回 路。
7. ７．第１の可変インピーダンスのインピーダンス値の測定の目的で、第１の可変 インピーダンスが第２の可変インピーダンスと直列に接続されており、両方のイ ンピーダンス値の和が一定になるように、第１の可変インピーダンスが第２の可 変インピーダンスと共通に調整可能であるように、 −両方のインピーダンスの接続点が第１の抵抗を介して入力端子と接続され、 −第１のインピーダンスの自由端子が第１の出力端子と接続され、 −第２のインピーダンスの自由端子に直流電圧が導かれ、さらに −第２の出力端子が第２の抵抗を介して入力端子と接続され、 −この構成により第２の出力端子における第２の交流電圧の振幅が、第１のイン ピーダンスのインピーダンス値に対する尺度となるようにした回路を含む請求項 １記載の測定回路（第４図）。
8. ８．可変のインピーダンスとして差動チョークコイル変位発振器の両方のインダ クタンスが用いられるようにし、この構成により、第２の出力端子における第２ の交流電圧の振幅が、前記の変位発振器の調整部材の調整変位に対する尺度とな るようにした回路を含む請求項７記載の測定回路。
9. ９．直列に接続されている１次巻線と２つの２次巻線とを有する差動トランスの 調整部材の調整変位を測定する目的で、 −２次側のトランス端子が第１の抵抗を介して入力端子と接続され、 −１次巻線と一方の２次巻線との接続点が第１の出力端子と接続されており、 −１次側のトランス端子への直流電圧が導かれ、さらに −第２の出力端子が第２の抵抗を介して入力端子と接続され、 −これにより第２の出力端子における第２の交流電圧の振幅が、発振器調整素子 の調整変位に対する尺度となるようにした回路を含む請求項１記載の測定回路。