JPH04504496A - 電気負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 電気負荷制御装置 本発明は電気負荷制御装置に関する。特に本発明は電動機のチョッパ制御装置に 好適なものであるが、これに限定されるものではない。

電動機、例えば電気的に推進される車両において牽引電動機として用いられるも のは、典型的には、マーク・スペース比を変えうる方形の制御信号を用いて制御 される。これは、チョッパ制御として一般的に知られている。

実際上、このような制御装置の制御回路は、一定周波数、一定振幅の三角波形ま たはのこぎり波形発生器を有する。

この発生器の出力は比較器で需要信号と比較され、この比較の結果は、デユーテ ィ−サイクルが三角電圧の転換レベルに相当する需要信号の振幅の一致に依存す る方形波である。したがってデユーティ−サイクルは需要レベルに応じて可変と なる。その方形波形は、負荷を制御する適当な通常の出力段への入力を形成する 。

好都合なことに、そのような制御装置のチョッパ周波数は数キロヘルツである。

このようなチョッパ周波数では制御装置、電気負荷および／または電源はノイズ を発することがある。この発生ノイズのバンド幅内にはかなりはっきいて、特に 電気車両が公道上で用いられる場合において好ましくない。

本発明の目的は、電気負荷制御装置を有するシステムから発せられるノイズの知 覚レベルが、特に可聴周波数範囲において、従来の場合よりかなり小さい電気負 荷制御装置を提供することである。

本発明によれば、可変周期と可変振幅の出力を作り出す電気波形発生器と、入力 信号と前記発生器の出力との比較に応じてチョッパ制御出力信号を作り出す比較 器とからなる電気負荷制御回路が提供される。

あるいは本発明は、予定の立上りおよび／または立下り勾配の可変周期の出力を 作り出す電気波形発生器と、入力信号と前記発生器の出力との比較に応じてチョ ッパ制御出力信号を作り出す比較器とからなる電気負荷制御回路を提供するもの である。前記予定勾配は、好都合なことにほぼ一定の勾配である。しかし、それ は指数形波形のような他のどんな予定波形であっても同じ程度に良好である。

好ましくは、前記発生器は三角波形、例えばのこぎり波形を作り出す。

好ましくは、疑似ランダム信号シーケンス発生手段は、電圧制御波形発生器に供 給される入力信号を作り出すようになっている。

そのシーケンス発生手段は、好ましくは電圧制御発振器の出力の周期を変化させ るものである。この場合、その発振器の出力は、疑似ランダム発生器に供給され る入力信号を構成する可変周波数のパルス波形である。前記発振器からの出力パ ルスは、好ましくはほぼ一定の継続時間を有している。

したがって、本発明によれば、有効にランダムに変化する周波数を持つ可変振幅 波形が比較器に供給される。

以下、添付図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明する。

図１は本発明による回路の略ブロック図である。

図２は基本発振器の回路図である。

図３は本発明で用いる図２の発振器の修正回路図である。

図４は本発明の一実施例の回路図である。

図１に示すように、電気車両用電動機のチョッパ制御装置は、変調電圧を入力す る電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０を存する。この電圧制御発振器１０の出力は、 勾配がほぼ一定の出力波形信号を比較器１４の一方の入力に供給する三角波形発 生器１２に供給される。比較器のもう一方の入力は、例えば、要求される電動機 速度すなわち電動機の電機子電流と実際の電動機速度との差である積分誤差信号 ｅである。もちろん被制御パラメータは電動機速度以外のもの、例えばトルクで もよい。

電圧制御発振器１０を構成する基本発振器が図２に示されている。これは当業者 に周知の無安定マルチバイブレータ装置である。この発振器は、正帰還と負帰還 の双方に接続された比較器１６（これは比較器として働く演算増幅器でもよい） を有する。コンデンサ１７は、負電源レールと比較器１６の反転入力の間に接続 されている。しかし、図２の発振器の出力はほぼ方形波であり、コンデンサ１７ を通過する電圧はだいたい定振幅の三角波形である。のこぎり波発生器１２に必 要な入力はパルス列である。そこで、本発明では図２の基本回路は図３に示すよ うに変更されている。この変更例では、ＮＰＮ型バッファトランジスタＴＲＩの コレクタは正電源レールに接続される一方、そのエミッタは抵抗器を介して負電 源レールに接続されている。

また、トランジスタＴＲＩのベースは比較器１６の出力に接続されている。実際 面ではたいていの比較器はいわゆるオープンコレクタ出力を有するので、抵抗器 Ｒ２がトランジスタＴＲＩにベース電流を供給するため設けられている。

ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ１は、トランジスタのエミッタと比較器１６の反転入 力との間に直列に接続されている。

抵抗器Ｒ１の値は、コンデンサ１７の充電がその放電よりかなり速く行われるよ うに選定されている。

抵抗器Ｒはコンデンサ１７と並列に接続され、放電経路を提供している。あるい は、ダイオードＤ１かまたは直列の抵抗器Ｒ１およびダイオードＤ１かのいずれ かに並列に接続された抵抗器を介して放電経路としてもよい。したがって、発振 器の出力、つまりトランジスタＴＲＩのエミッタにおける出力は、パルス列に変 更されている。また、コンアンサ１７を通過する波形もおおよそのこぎり波であ る。

図３の発振器の周波数の制御は２つの方法で行いうる。

まず第１に、制御電圧を、抵抗器とできればこれに直列のダイオードとを介して 比較器１６の非反転入力にあるポイントＡに供給することができる。ポイントＡ を介しての変調は、無安定マルチバイブレータ装置のヒステリシスを変えること により発振器の周波数を変化させる。この場合、コンデンサ１７を通過するのこ ぎり波状電圧の勾配はほぼ一定に保たれるが、そののこぎり波状電圧の振幅は変 調により変化する。

第２に、同じく抵抗器とできればこれに直列のダイオードとを介して演算増幅器 １６の反転入力にあるポイントＢを介して変調を行うこともできる。これは、コ ンデンサ１７を通過するランプ電圧の勾配を変化させることで周波数を変えるも のである。この方法ではヒステリシスおよびコンデンサを通過する電圧振幅はと もに一定に保たれる。

ある状況では周波数の変調はポイントＢを介しての方が好ましいが、それは、こ ちらの方が実際に実施するのが少しばかり容易だろうからである。しかし留意す べき点は、ポイントＡを介しての変調の場合、変調を適当に行えば図３の回路そ のものが可変周波数、可変振幅の出力を発生するようになるため、その回路はそ れ自体、発振器とのこぎり波発生器を組み合わせたものの基礎を形成しうるとい う点である。

図４は、図１のチョッパ制御装置回路の一例を示す回路図である。電圧制御発振 器１０への変調電圧は、疑似ランダム信号発生器１８によって提供される。この 発生器の構成は当業者に周知である。比較器１６の出力はダイオードを介して排 他的論理和ゲートＡＯの一方の入力に供給される。排他的論理和ゲートＡＯのも う一方の人力は、負電源１ノールに接続されている。そしてゲートＡＯの出力は 、クロック入力を、１８ステージまたは１８ビツトのシフトレジスタとして形成 された４００６チツプのシフトレジスタＳＲに提供する。比較器の出力をクロッ ク入力パルス源として利用するのが便利であるが、希望すればその他どんな適当 な発振器を用いてもよい。

疑似ランダム信号発生器１８のデコーディングロジックは、排他的論理和ゲート Ａｌ、Ａ２およびＡ３からなる。

シフトレジスタのビン１３はゲー）Ａｌの一方の入力に接続され、ビン９および ５はゲートＡ１のもう一方の入力に接続されている。次にゲートＡ２は、一方の 入力がゲートＡ１の出力に接続され、もう一方の人力がゼロボルトに接続されて いる。シフトレジスタのビン１０および４はゲートＡ３の一方の入力に接続され 、そのもう一方の入力はゲ−トＡ２の出力に接続されている。シフトレジスタの ビン１２および１は相互に接続され、ビン６は疑似ランダム信号発生器１８の出 力に接続されている。

前述したように、電圧制御発振器１０の出力は、のこぎり波発生器１２に供給さ れるパルス列である。このパルス列は疑似ランダム信号発生器１８からの入力電 圧によって変化する。パルスの周波数は、信号発生器１８の出力による直接的ま たは間接的な影響を受けて疑似ランダム的に約１．８ＫＨｚと約２，２ＫＨｚの 間で変化する。

発生器１２は、ゼロボルトと負電源レールとの間に直列に接続されたコンデンサ ３０と抵抗器３１を存する。トランジスタ２８は、そのコレクタ・エミッタ経路 がコンデンサ３０と並列に接続されており、そのコレクタはゼロボルトニ接続さ れ、エミッタはコンデンサ３０と抵抗器３１の間の分岐点に接続されている。ト ランジスタはそのベースに電圧制御発振器１０の出力が供給されることによって 動作する。この出力がｈｉｇｈ状態になるとコンデンサ３０はトランジスタ２８ によって放電される。また出力がｌｏｗ状態になると、コンデンサ３０の電圧は 、コンデンサ３０と抵抗器３１の時定数によって決まる速度で増加する。

発生器１２の出力は抵抗器を介して比較器１４の非反転入力に接続されている。

誤差信号は比較器１４の反転入力に供給される。抵抗器３２は、少量の正帰還、 したがって出力でのより多くのポジティブスイッチングを提供するため比較器１ ４の出力とその反転入力の間に接続されている。

疑似ランダム信号発生器１８のｂ４ｇｈおよびｌｏｗ出力状態によって、電圧制 御発振器１０は無安定発振器装置のヒステリシスを変えることで疑似ランダムに 発生するパルス列を作り出す。したがって本発明では発生器１２に可変周波数リ セットパルスが供給され、各パルスは発生器１２の出力からのこぎり波を発生さ せる。この出力のこぎり波はおおよそ一定の勾配と、その結果、可変振幅とを有 する。マーク・スペース信号を作り出すため比較器によって誤差信号ｅと比較さ れるのは、このほぼ一定の勾配をもつのこぎり波である。その結果として、比較 器１４の出力はマーク・スペースを変えうる方形波形である。

マーク・スペース比は電圧制御発振器１０からの疑似ランダムに発生する発振器 パルスの周波数により変化するけれども、電動機の時定数はその差異に対し十分 な長さを有し、不利益とならないようになっている。真に、この付加的なマーク −スペース比変化によって実際にノイズレベルの低減が図られる。

図４の実施例の特に注目を引く点は、負荷が電機子回路と界磁回路の分離制御に よる電動機の場合に、１つの主発振器を用いて電機子と界磁の双方の電流制御用 の別個ののこぎり波発生器を制御することができることである。よって電機子と 界磁制御用の別々ののこぎり波発生器をこれらの関連制御回路の近くに位置させ て２つの制御ループ間の干渉の危険を最小にすることができる。

国際調査報告

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. １．可変周期と可変振幅の出力を作り出す電気波形発生器と、入力信号と前記発 生器の出力との比較に応じてチョッパ制御出力信号を作り出す比較器とからなる 電気負荷制御回路。
2. ２．前記波形発生器の出力は予定の立上りおよび／または立下り勾配を有する請 求項１記載の制御回路。
3. ３．前記波形発生器の出力はほぼ一定の勾配を有する請求項２記載の制御回路。
4. ４．前記波形発生器の出力はほぼ指数形の立上りおよび／または立下り波形であ る請求項２記載の制御回路。
5. ５．前記波形発生器は三角波形、例えばのこぎり波形を作り出すように装置され ている請求項１記載の制御回路。
6. ６．疑似ランダムシーケンス発生手段は前記波形発生器の出力を変化させるこれ への入力信号を作り出すように装置されている請求項１記載の制御回路。
7. ７．前記波形発生器は電圧制御発振器を有し、前記疑似ランダムシーケンス発生 手段は前記波形発生手段の出力を変化させるため前記発振器の出力周期を変化さ せるように装置されている請求項６記載の制御回路。
8. ８．前記発振器の出力はパルス波形である請求項７記載の制御回路。
9. ９．前記発振器からの出力パルスはほぼ一定の継続時間を有する請求項８記載の 制御回路。
10. １０．前記発振器のパルス波形出力は前記疑似ランダムシーケンス発生手段に駆 動パルス入力を供給するようになっている請求項８記載の制御回路。
11. １１．請求項１記載の回路を有する電動機制御装置。
12. １２．請求項１１記載の制御回路を有する電動機。