JPH0454045A - キャリア再生回路 - Google Patents
キャリア再生回路Info
- Publication number
- JPH0454045A JPH0454045A JP2163697A JP16369790A JPH0454045A JP H0454045 A JPH0454045 A JP H0454045A JP 2163697 A JP2163697 A JP 2163697A JP 16369790 A JP16369790 A JP 16369790A JP H0454045 A JPH0454045 A JP H0454045A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- carrier
- amplitude
- filter
- output
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ＰＳＫに代表される、データ信号を角度変調
した信号の同期検波に用いるキャリア再生回路において
、ライスフェージングによる高速な位相変動に追従し、
かつ位相スリップ率も小さいキャリア再生回路に関する
。
した信号の同期検波に用いるキャリア再生回路において
、ライスフェージングによる高速な位相変動に追従し、
かつ位相スリップ率も小さいキャリア再生回路に関する
。
衛星通信回線のように、受信レベルが低く熱雑音が支配
的である回線では、例えばＰＳＫ信号の復調方法として
は遅延検波に比較して伝送品質の良好な同期検波が用い
られている。同期検波で必要な基準キャリアは、受信信
号のみから再生する自己同期方式が一般的で、従来から
各種のキャリア再生回路が用いられている。
的である回線では、例えばＰＳＫ信号の復調方法として
は遅延検波に比較して伝送品質の良好な同期検波が用い
られている。同期検波で必要な基準キャリアは、受信信
号のみから再生する自己同期方式が一般的で、従来から
各種のキャリア再生回路が用いられている。
第２図は、従来のキャリア再生回路の一構成例である。
ＰＳＫ信号は遅延回路２へ入力されるとともに、同期検
波器１により再生キャリアで同期検波される。検波され
た信号が識別ＲＮ３によって変調位相を判定されて送信
データが再生され、その再生データにより遅延回路２に
よってタイミング調整された受信ＰＳＫ信号を逆変調器
４によって逆変調し、無変調キャリアとする。この無変
調キャリアはフィルタ５によって信号対雑音比が高めら
れた後、リミタ６により振幅を一定にされ、再生キャリ
アとして同期検波器１に帰還される。
波器１により再生キャリアで同期検波される。検波され
た信号が識別ＲＮ３によって変調位相を判定されて送信
データが再生され、その再生データにより遅延回路２に
よってタイミング調整された受信ＰＳＫ信号を逆変調器
４によって逆変調し、無変調キャリアとする。この無変
調キャリアはフィルタ５によって信号対雑音比が高めら
れた後、リミタ６により振幅を一定にされ、再生キャリ
アとして同期検波器１に帰還される。
上記従来のキャリア再生回路では、熱雑音下では入力Ｐ
ＳＫ信号が所定の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）の時に、再
生キャリアの位相スリップ率が所望の値となるようにフ
ィルタ５のｉｉｌ過帯域幅が決定される。しかし、移動
体衛星通信のようなライスフェージング回線においては
、受信信号はフェージングによりそのスペクトルがフェ
ージング周波数に相当する量だけ拡大しているため、特
に高速フェージングの場合には、熱雑音下で定めたフィ
ルタの通過帯域幅ではキャリアに相当するスペクトルを
通過させることが不可能となり、位相誤差とスリップ率
の双方が大きくなる。従って、従来のキャリア再生回路
を高速ライスフェージング回線に用いる場合には、以下
に示す２つの方法のいずれかを選択する必要があった。
ＳＫ信号が所定の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）の時に、再
生キャリアの位相スリップ率が所望の値となるようにフ
ィルタ５のｉｉｌ過帯域幅が決定される。しかし、移動
体衛星通信のようなライスフェージング回線においては
、受信信号はフェージングによりそのスペクトルがフェ
ージング周波数に相当する量だけ拡大しているため、特
に高速フェージングの場合には、熱雑音下で定めたフィ
ルタの通過帯域幅ではキャリアに相当するスペクトルを
通過させることが不可能となり、位相誤差とスリップ率
の双方が大きくなる。従って、従来のキャリア再生回路
を高速ライスフェージング回線に用いる場合には、以下
に示す２つの方法のいずれかを選択する必要があった。
一つはフィルタの通過帯域幅をフェージング周波数より
十分に大きくしてキャリアのスペクトル全体を通過させ
、位相誤差を低減する方法である。
十分に大きくしてキャリアのスペクトル全体を通過させ
、位相誤差を低減する方法である。
通過帯域幅拡大の代償であるスリップ率の増加について
は、差動符号化を用いることによってその影響を除去す
る。
は、差動符号化を用いることによってその影響を除去す
る。
もう一つは通過帯域幅をフェージング周波数に比べて十
分に小さ（してスリップ率を低減する方法である。この
方法ではフィルタ５の出力信号の位相はキャリアの位相
変動のほぼ平均値となる。
分に小さ（してスリップ率を低減する方法である。この
方法ではフィルタ５の出力信号の位相はキャリアの位相
変動のほぼ平均値となる。
しかし、前者の方法では差動符号化によって符号誤り率
が増大する欠点があり、また後者の方法ではフィルタ５
の出力信号の位相がキャリアの位相変動にほとんど追従
しないことから、位相誤差によって軽減不能誤りが発生
するという問題があった。
が増大する欠点があり、また後者の方法ではフィルタ５
の出力信号の位相がキャリアの位相変動にほとんど追従
しないことから、位相誤差によって軽減不能誤りが発生
するという問題があった。
本発明は上記課題を解決するためのもので、ＰＳＫ信号
の同期検波に用いるキャリア再生回路において、ライス
フェージングによる高速な位相変動に追従し、かつ位相
スリップ率も小さいキャリア再生回路を提供することを
目的とする。
の同期検波に用いるキャリア再生回路において、ライス
フェージングによる高速な位相変動に追従し、かつ位相
スリップ率も小さいキャリア再生回路を提供することを
目的とする。
本発明は、ＰＳＫ変調された入力信号を基準キャリアで
位相検波し、検波信号を再生データにより逆変調して同
期検波用キャリア成分を抽出し、これを帯域制限して同
期検波器に帰還するキャリア再生回路において、抽出さ
れたキャリア成分が通過帯域幅の異なる２種類のフィル
タに入力され、位相がこの２つのフィルタの出力信号位
相の中間値である信号をもって前記基準キャリアとする
ことを特徴とする。
位相検波し、検波信号を再生データにより逆変調して同
期検波用キャリア成分を抽出し、これを帯域制限して同
期検波器に帰還するキャリア再生回路において、抽出さ
れたキャリア成分が通過帯域幅の異なる２種類のフィル
タに入力され、位相がこの２つのフィルタの出力信号位
相の中間値である信号をもって前記基準キャリアとする
ことを特徴とする。
第１図は、本発明の第一の実施例を示す構成図である。
検波器１、遅延回路２、識別器３、逆変調器４は第２図
に示す従来のものと同一である。
に示す従来のものと同一である。
入力されたＰＳＫ信号は遅延回路２に人力されるととも
に検波器１で検波される。この出力が識別器３によって
変調位相を判定された後、前記遅延回路２によってタイ
ミング調整の行われたＰＳＫ信号を逆変調器４によって
逆変調して無変調キャリアとする。この無変調キャリア
はフィルタ７及びフィルタ８に入力される。ここでフィ
ルタフの通過帯域幅はフェージング周波数より十分小さ
く、フィルタ８のそれはフェージング周波数より十分大
きい。両フィルタの出力は各々リミタ９とリミタ１０に
よって同一の振幅とされ、加算器１１によって合成され
る。２つのフィルタ出力は等振幅で合成されるため、加
算器出力の位相は各々のフィルタ出力の平均位相に等し
くなる。この出力が再生キャリアとして検波器１に帰還
される。
に検波器１で検波される。この出力が識別器３によって
変調位相を判定された後、前記遅延回路２によってタイ
ミング調整の行われたＰＳＫ信号を逆変調器４によって
逆変調して無変調キャリアとする。この無変調キャリア
はフィルタ７及びフィルタ８に入力される。ここでフィ
ルタフの通過帯域幅はフェージング周波数より十分小さ
く、フィルタ８のそれはフェージング周波数より十分大
きい。両フィルタの出力は各々リミタ９とリミタ１０に
よって同一の振幅とされ、加算器１１によって合成され
る。２つのフィルタ出力は等振幅で合成されるため、加
算器出力の位相は各々のフィルタ出力の平均位相に等し
くなる。この出力が再生キャリアとして検波器１に帰還
される。
上記の信号合成を第３図を用いて説明する。第３図は横
軸を時間、縦軸を位相として、入力信号中に雑音を含ま
ない場合の回路各部の信号波形を示したものである。こ
れより、フィルタ７は狭帯域であるため、その出力信号
位相はキャリアの位相変動の平均値にほぼ等しく、一方
フィルタ８は広帯域であるためその出力信号の位相はキ
ャリアの位相変動の瞬時値にほぼ等しいことがわかる。
軸を時間、縦軸を位相として、入力信号中に雑音を含ま
ない場合の回路各部の信号波形を示したものである。こ
れより、フィルタ７は狭帯域であるため、その出力信号
位相はキャリアの位相変動の平均値にほぼ等しく、一方
フィルタ８は広帯域であるためその出力信号の位相はキ
ャリアの位相変動の瞬時値にほぼ等しいことがわかる。
またフィルタフの出力とフィルタ８の出力は前記のよう
に合成されるため、再生キャリアの位相はこれらの位相
の中間をとることがわかる。ここで、フィルタフの出力
位相はほとんど変化していないため、前記再生キャリア
位相はフィルタフの出力位相を中心としてその周囲で変
化する。フィルタ７は通過帯域幅が小さく低スリップ率
であるので、再生キャリアのスリップ率も小さく、差動
符号化は不要である。また再生キャリアの位相誤差は、
従来のキャリア位相変動の平均値で検波する方法に比較
して小さいから軽減不能誤りも小さい。
に合成されるため、再生キャリアの位相はこれらの位相
の中間をとることがわかる。ここで、フィルタフの出力
位相はほとんど変化していないため、前記再生キャリア
位相はフィルタフの出力位相を中心としてその周囲で変
化する。フィルタ７は通過帯域幅が小さく低スリップ率
であるので、再生キャリアのスリップ率も小さく、差動
符号化は不要である。また再生キャリアの位相誤差は、
従来のキャリア位相変動の平均値で検波する方法に比較
して小さいから軽減不能誤りも小さい。
第４図は本発明の第２の実施例を示す構成図である。こ
こで、検波器１、遅延回路２、識別器３、逆変調器４、
フィルタ７、同８、リミッタ９、同ＩＯ１加算器１２は
第１図と同一のものである。
こで、検波器１、遅延回路２、識別器３、逆変調器４、
フィルタ７、同８、リミッタ９、同ＩＯ１加算器１２は
第１図と同一のものである。
入力ＰＳＫ信号は遅延回路２と同１３に入力されるとと
もに検波器１で同期検波される。この出力が識別器３に
よって変調位相を判定し、送信データを再生した後、前
記遅延回路２によってタイミング調整の行われたＰＳＫ
信号を逆変調器４によって逆変調し無変調キャリアとす
る。この無変調キャリアはフィルタ７、同８及び同１２
に入力される。ここでフィルタフの通過帯域幅はフェー
ジング周波数より十分に小さく、フィルタ８のそれはフ
ェージング周波数より十分に大きい。またフィルタ１２
のそれはフェージング周波数と同程度でかつ通過帯域内
で振幅と遅延特性はほぼ平坦である。
もに検波器１で同期検波される。この出力が識別器３に
よって変調位相を判定し、送信データを再生した後、前
記遅延回路２によってタイミング調整の行われたＰＳＫ
信号を逆変調器４によって逆変調し無変調キャリアとす
る。この無変調キャリアはフィルタ７、同８及び同１２
に入力される。ここでフィルタフの通過帯域幅はフェー
ジング周波数より十分に小さく、フィルタ８のそれはフ
ェージング周波数より十分に大きい。またフィルタ１２
のそれはフェージング周波数と同程度でかつ通過帯域内
で振幅と遅延特性はほぼ平坦である。
フィルタ７と同８の出力の各々リミタ９及び同１０によ
って同一振幅とされ、加算器１１によって合成される。
って同一振幅とされ、加算器１１によって合成される。
この出力が第一の再生キャリアとして検波器１に帰還さ
れる。またフィルタ１２の出力はリミタ１４によって一
定の振幅とされ、検波器１５に第二の再生キャリアとし
て入力され、遅延回路１３によってタイミング調整され
たＰＳＫ信号を検波する。検波器出力は識別器１６によ
り変調位相を判定されて受信データが得られる。この構
成では、フィルタ１２が通過帯域内でほぼ平坦な振幅・
遅延特性を有しているため、この出力である第二の再生
キャリアと、遅延回路１３によりタイミングを調整され
たＰＳＫ信号との位相差は極めて小さい。そのため、第
一の実施例よりもさらに良好な特性が得られる。
れる。またフィルタ１２の出力はリミタ１４によって一
定の振幅とされ、検波器１５に第二の再生キャリアとし
て入力され、遅延回路１３によってタイミング調整され
たＰＳＫ信号を検波する。検波器出力は識別器１６によ
り変調位相を判定されて受信データが得られる。この構
成では、フィルタ１２が通過帯域内でほぼ平坦な振幅・
遅延特性を有しているため、この出力である第二の再生
キャリアと、遅延回路１３によりタイミングを調整され
たＰＳＫ信号との位相差は極めて小さい。そのため、第
一の実施例よりもさらに良好な特性が得られる。
本発明により、ＰＳＫ信号の同期検波に用いるキャリア
再生回路において、ライスフェージングによる高速な位
相変動に追従し、且つ位相スリップ率も小さいキャリア
再生回路が実現できる。
再生回路において、ライスフェージングによる高速な位
相変動に追従し、且つ位相スリップ率も小さいキャリア
再生回路が実現できる。
第１図は本発明の第一の実施例を示す構成図、第２図は
従来のキャリア再生回路の構成、第３図は本発明の第一
の実施例の動作説明図、第４図は本発明の第二の実施例
の構成である。 ■、１５ ・・・ 検波器、２，１３ ・・・ 遅延
回路、３．１６ ・・・ 識別器、 ４ ・・・ 逆変
調器、５．７，８．１２ ・・・ 帯域通過フィルタ
、６、 ９．１０．１４ ・・・ リミタ、１１
・・・ 加算器。 第 図 第４図
従来のキャリア再生回路の構成、第３図は本発明の第一
の実施例の動作説明図、第４図は本発明の第二の実施例
の構成である。 ■、１５ ・・・ 検波器、２，１３ ・・・ 遅延
回路、３．１６ ・・・ 識別器、 ４ ・・・ 逆変
調器、５．７，８．１２ ・・・ 帯域通過フィルタ
、６、 ９．１０．１４ ・・・ リミタ、１１
・・・ 加算器。 第 図 第４図
Claims (2)
- （１）送信データ信号により角度変調された信号を入力
して同期検波する検波手段と、この検波された信号を前
記送信データの論理値に識別再生する識別手段と、前記
入力した信号を特定時間だけ遅延させる遅延手段と、こ
の遅延された信号を前記識別再生された信号により送信
側と同一の変調方法により変調する逆変調手段と、この
逆変調された信号を入力するフィルタであって各々帯域
幅の異なる２つの帯域通過ろ波手段と、各々の帯域通過
ろ波手段の出力振幅が同一になるごとく制限する２つの
振幅制限手段と、この２つの振幅制限された信号を加算
して同期検波用基準搬送波を生成して前記検波手段に供
給する加算手段より構成されることを特徴とするキャリ
ア再生回路。 - （２）請求項１記載のキャリア再生回路に対して、入力
された角度変調信号を遅延させる第二の遅延手段と、前
記２つの帯域制限フィルタとは異なる帯域幅を有し前記
逆変調された信号をろ波する第三の帯域通過ろ波手段と
、そのフィルタ出力信号の振幅を制限する第三の振幅制
限手段と、その出力を基準搬送波として前記第二の遅延
手段出力信号を同期検波する第二の検波手段と、検波さ
れた信号を識別して送信データの論理値を再生する第二
の識別手段とを付加して構成されるキャリア再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2163697A JPH0454045A (ja) | 1990-06-21 | 1990-06-21 | キャリア再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2163697A JPH0454045A (ja) | 1990-06-21 | 1990-06-21 | キャリア再生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0454045A true JPH0454045A (ja) | 1992-02-21 |
Family
ID=15778897
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2163697A Pending JPH0454045A (ja) | 1990-06-21 | 1990-06-21 | キャリア再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0454045A (ja) |
-
1990
- 1990-06-21 JP JP2163697A patent/JPH0454045A/ja active Pending
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