JPH0586097B2 - - Google Patents
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- JPH0586097B2 JPH0586097B2 JP58059227A JP5922783A JPH0586097B2 JP H0586097 B2 JPH0586097 B2 JP H0586097B2 JP 58059227 A JP58059227 A JP 58059227A JP 5922783 A JP5922783 A JP 5922783A JP H0586097 B2 JPH0586097 B2 JP H0586097B2
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- signal
- carrier wave
- regeneration
- wave
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/361—Modulation using a single or unspecified number of carriers, e.g. with separate stages of phase and amplitude modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の技術分野
本発明は無線通信方式に関する。
技術の背景
送信系より無線によつてデータを送信し、受信
系においてそのデータを復調し再生するという無
線通信システムにおいては、搬送波に対し、デー
タに基づくデイジタル変調が加えられる。このデ
イジタル変調としては従来より種々の方式が実用
に供されている。この中で本発明は特に多値直交
振幅変調方式（QAM：Quadrature Amplitude
Modulation）について言及する。QAM方式の無
線通信システムは、送信すべきデータの搬送波
に、位相成分および振幅成分について変調を加
え、模式的に、データに対応する多数の変調点を
平面上に配置して送信するというものである。こ
のため、一度に多量のデータを送信でき無線伝送
路の伝送容量を大幅に増大することができる。
系においてそのデータを復調し再生するという無
線通信システムにおいては、搬送波に対し、デー
タに基づくデイジタル変調が加えられる。このデ
イジタル変調としては従来より種々の方式が実用
に供されている。この中で本発明は特に多値直交
振幅変調方式（QAM：Quadrature Amplitude
Modulation）について言及する。QAM方式の無
線通信システムは、送信すべきデータの搬送波
に、位相成分および振幅成分について変調を加
え、模式的に、データに対応する多数の変調点を
平面上に配置して送信するというものである。こ
のため、一度に多量のデータを送信でき無線伝送
路の伝送容量を大幅に増大することができる。
従来技術と問題点
QAM方式においては多数の変調点が形成され
るが（前述）、その変調点の数は16値、32値、64
値、128値等に及ぶ。この場合における受信系で
の大事な機能の１つとして、同期検波用の基準搬
送波の再生がある。この再生搬送波は原データの
復調に用いられる。通常は、多値QAM方式の中
で16値QAM方式が主に採用されているが、この
場合の基準搬送波の再生には、一般に４相位相変
調（PSK：Phase Shift Keying）方式で用いら
れているのと同様の手法が用いられている。すな
わち、搬送波再生回路に位相選択制御機能を持た
せたいわゆる逓倍方式（２逓倍、４逓倍等）が良
く知られている。
るが（前述）、その変調点の数は16値、32値、64
値、128値等に及ぶ。この場合における受信系で
の大事な機能の１つとして、同期検波用の基準搬
送波の再生がある。この再生搬送波は原データの
復調に用いられる。通常は、多値QAM方式の中
で16値QAM方式が主に採用されているが、この
場合の基準搬送波の再生には、一般に４相位相変
調（PSK：Phase Shift Keying）方式で用いら
れているのと同様の手法が用いられている。すな
わち、搬送波再生回路に位相選択制御機能を持た
せたいわゆる逓倍方式（２逓倍、４逓倍等）が良
く知られている。
上記の様な従来の搬送波再生回路を用いる場
合、16値ともなると再生搬送波のジツタの抑圧等
の問題が顕著になる。ましてや、32値、64値、
128値となると、この種の搬送波再生回路では実
用的な同期検波用の基準搬送波の再生は殆ど不可
能となる。ここに、従来と異なる新規な方式によ
る無線通信システムを実現し、32値以上の多値直
交変調にも十分適用可能なQAM無線通信システ
ムの実用化が望まれる。
合、16値ともなると再生搬送波のジツタの抑圧等
の問題が顕著になる。ましてや、32値、64値、
128値となると、この種の搬送波再生回路では実
用的な同期検波用の基準搬送波の再生は殆ど不可
能となる。ここに、従来と異なる新規な方式によ
る無線通信システムを実現し、32値以上の多値直
交変調にも十分適用可能なQAM無線通信システ
ムの実用化が望まれる。
発明の目的
上記の実情に鑑み本発明は32値以上の多値
QAMであつても十分実用に供し得る無線通信方
式を提案することを目的とするものである。
QAMであつても十分実用に供し得る無線通信方
式を提案することを目的とするものである。
発明の構成
上記目的を達成するために本発明は、送信系に
おいて周波数Oを有する搬送波を、所定のクロツ
ク周波数CLを有するデイジタル信号で変調した
変調波を受信系に送信し、該受信系で該変調波を
受信し且つこれより前記搬送波を抽出して、抽出
された該搬送波を用いて前記デイジタル信号を再
生する無線通信システムにおいて、前記送信系に
特定のフイルタを備え、該特定のフイルタは前記
変調波の信号スペクトラム上に前記周波数Oと前
記クロツク周波数CLの和に相当する周波数（O
＋CL）およびその差に相当する周波数（O−CL）
よりも周波数Oに近い周波数（O＋a）および
（O−a）において前記信号スペクトラムの抑圧
された領域を形成し、これら抑圧された領域の少
なくとも一方に搬送波再生用信号を挿入して前記
変調波となし、前記受信系では前記搬送波再生用
信号を用いて前記デイジタル信号の再生を行うこ
とを特徴とするものである。
おいて周波数Oを有する搬送波を、所定のクロツ
ク周波数CLを有するデイジタル信号で変調した
変調波を受信系に送信し、該受信系で該変調波を
受信し且つこれより前記搬送波を抽出して、抽出
された該搬送波を用いて前記デイジタル信号を再
生する無線通信システムにおいて、前記送信系に
特定のフイルタを備え、該特定のフイルタは前記
変調波の信号スペクトラム上に前記周波数Oと前
記クロツク周波数CLの和に相当する周波数（O
＋CL）およびその差に相当する周波数（O−CL）
よりも周波数Oに近い周波数（O＋a）および
（O−a）において前記信号スペクトラムの抑圧
された領域を形成し、これら抑圧された領域の少
なくとも一方に搬送波再生用信号を挿入して前記
変調波となし、前記受信系では前記搬送波再生用
信号を用いて前記デイジタル信号の再生を行うこ
とを特徴とするものである。
発明の実施例
第１図は送信系より送信される変調波の一般的
な信号スペクトラムを示す図である。本図におい
て横軸は周波数であり縦軸は電力Ｗである。前
述したように多値の変調波では搬送波の抽出が困
難となる。そこで、送信系で予め搬送波再生用信
号を変調波内に挿入しておき、受信系での搬送波
抽出を楽にしデイジタル信号の再生を簡単にしよ
うということが既に行われている。このような搬
送波再生用信号は通常信号スペクトラムの零点に
挿入される。図では周波数（O＋CL）又は（O
−CL）の零点である。ここにOは送信系におけ
る搬送波の周波数、CLは該搬送波を変調する前
記デイジタル信号のクロツク周波数である。図で
は周波数（O＋CL）の零点に搬送波再生用信号
Crを挿入した状態を示している。このように信号
スペクトラムの零点に搬送波再生用信号Crを挿入
すれば、データ信号に対し何らノイズあるいは干
渉を与えるものでなく、又、該信号Cr自身も信号
から干渉を受けることがなく、いわゆるＳ／Ｎが
良好となる。なお、上記零点がいわゆるナイキス
トレートをもつて周期的に現われることは周知で
ある。
な信号スペクトラムを示す図である。本図におい
て横軸は周波数であり縦軸は電力Ｗである。前
述したように多値の変調波では搬送波の抽出が困
難となる。そこで、送信系で予め搬送波再生用信
号を変調波内に挿入しておき、受信系での搬送波
抽出を楽にしデイジタル信号の再生を簡単にしよ
うということが既に行われている。このような搬
送波再生用信号は通常信号スペクトラムの零点に
挿入される。図では周波数（O＋CL）又は（O
−CL）の零点である。ここにOは送信系におけ
る搬送波の周波数、CLは該搬送波を変調する前
記デイジタル信号のクロツク周波数である。図で
は周波数（O＋CL）の零点に搬送波再生用信号
Crを挿入した状態を示している。このように信号
スペクトラムの零点に搬送波再生用信号Crを挿入
すれば、データ信号に対し何らノイズあるいは干
渉を与えるものでなく、又、該信号Cr自身も信号
から干渉を受けることがなく、いわゆるＳ／Ｎが
良好となる。なお、上記零点がいわゆるナイキス
トレートをもつて周期的に現われることは周知で
ある。
ところが、上記零点、すなわちナイキストレー
トで現われる零点に搬送波再生用信号Crを挿入す
ることは商用通信システムとしては不向きであ
る。というのは、電波法等により信号スペクトラ
ムに制限が加えられており、十分な電力をもつて
該搬送波再生用信号Crを受信系に送信できないか
らである。
トで現われる零点に搬送波再生用信号Crを挿入す
ることは商用通信システムとしては不向きであ
る。というのは、電波法等により信号スペクトラ
ムに制限が加えられており、十分な電力をもつて
該搬送波再生用信号Crを受信系に送信できないか
らである。
第２図は第１図の送信信号に帯域制限が加えら
れる場合の信号スペクトラムを示す図である。本
図において、ハツチングされた部分は前記電波法
等により帯域制限が加えられた部分を示す。この
ような帯域制限を受けた結果、送信すべき搬送波
再生用信号Crはマスクされ消滅してしまう。
れる場合の信号スペクトラムを示す図である。本
図において、ハツチングされた部分は前記電波法
等により帯域制限が加えられた部分を示す。この
ような帯域制限を受けた結果、送信すべき搬送波
再生用信号Crはマスクされ消滅してしまう。
そこで本発明は送信系内に特定のフイルタを導
入して、周波数（O＋CL）よりもさらにOに近
いところに信号スペクトラムの抑圧された領域を
形成し、ここに搬送波再生用信号Crを挿入する。
第３図は本発明を説明するための信号スペクトラ
ムを示す図である。本図においてO1，O1′が周波
数（O±CL）の、信号スペクトラムの抑圧され
た領域であり、第１図および第２図に示したナイ
キストレートによる零点に相当する。これに対
し、さらにOに近いところに信号スペクトラムの
抑圧された領域O2を形成する。この点の周波数
はO＋a（a＜CL）である。この抑圧された領域
O2に搬送波再生用信号Crを挿入すれば、最早帯
域制限によりマスクされることはない。なお、搬
送波再生用信号は図中のCr′として、周波数Oを
中心としてO2と対称の領域O2′に挿入しても良
く、又、両方（O2，O2′）に挿入しても良い。
入して、周波数（O＋CL）よりもさらにOに近
いところに信号スペクトラムの抑圧された領域を
形成し、ここに搬送波再生用信号Crを挿入する。
第３図は本発明を説明するための信号スペクトラ
ムを示す図である。本図においてO1，O1′が周波
数（O±CL）の、信号スペクトラムの抑圧され
た領域であり、第１図および第２図に示したナイ
キストレートによる零点に相当する。これに対
し、さらにOに近いところに信号スペクトラムの
抑圧された領域O2を形成する。この点の周波数
はO＋a（a＜CL）である。この抑圧された領域
O2に搬送波再生用信号Crを挿入すれば、最早帯
域制限によりマスクされることはない。なお、搬
送波再生用信号は図中のCr′として、周波数Oを
中心としてO2と対称の領域O2′に挿入しても良
く、又、両方（O2，O2′）に挿入しても良い。
すなわち、ベースバンド領域で帯域制限を加え
た場合、搬送波周波数Oを中心として対称の領域
においても同様に信号スペクトラムの抑圧された
領域が形成される。そこで、第３図の信号スペク
トラムを呈する前記特定のフイルタが問題とな
る。これについて以下説明する。この特定のフイ
ルタとしては第１にコサインロールオフフイルタ
が挙げられる。第４図はコサインロールオフフイ
ルタの特性を示すグラフであり横軸には周波数
、縦軸には電圧Ｖをとつて示す。本グラフの示
すところによれば、クロツク周波数CLの点より
Ｏに近いところで信号の零点がある。従つて送信
系においてこの零点に形成された変調波の信号ス
ペクトラムの抑圧された領域に搬送波再生用信号
Crを挿入すれば良い。このコサインロールフイル
タのロールオフ率を例えば50％とすると、上記信
号の零点は通常、周波数３／４CLのところに発生す る。従つてこの３／４CLをもつて第３図の周波数 （O＋a）の領域を形成すれば所期の目的は達成
できる。このa（＝３／４CL）で不十分ならば、ロ ールオフ率を変えて、周波数aをa′へ移行すれ
ば良い。
た場合、搬送波周波数Oを中心として対称の領域
においても同様に信号スペクトラムの抑圧された
領域が形成される。そこで、第３図の信号スペク
トラムを呈する前記特定のフイルタが問題とな
る。これについて以下説明する。この特定のフイ
ルタとしては第１にコサインロールオフフイルタ
が挙げられる。第４図はコサインロールオフフイ
ルタの特性を示すグラフであり横軸には周波数
、縦軸には電圧Ｖをとつて示す。本グラフの示
すところによれば、クロツク周波数CLの点より
Ｏに近いところで信号の零点がある。従つて送信
系においてこの零点に形成された変調波の信号ス
ペクトラムの抑圧された領域に搬送波再生用信号
Crを挿入すれば良い。このコサインロールフイル
タのロールオフ率を例えば50％とすると、上記信
号の零点は通常、周波数３／４CLのところに発生す る。従つてこの３／４CLをもつて第３図の周波数 （O＋a）の領域を形成すれば所期の目的は達成
できる。このa（＝３／４CL）で不十分ならば、ロ ールオフ率を変えて、周波数aをa′へ移行すれ
ば良い。
前記特定のフイルタとしてコサインロールオフ
フイルタを用いる例を述べたが、この他にも公知
の手法として、符号間干渉量が離散値をとるよう
に等化したパーシヤルレスポンス伝送路を用いる
こともでき、あるいはガウス形のフイルタを用い
ることもできる。いずれも、クロツク周波数CL
以下に信号の零点を形成しうるフイルタを使用す
る。
フイルタを用いる例を述べたが、この他にも公知
の手法として、符号間干渉量が離散値をとるよう
に等化したパーシヤルレスポンス伝送路を用いる
こともでき、あるいはガウス形のフイルタを用い
ることもできる。いずれも、クロツク周波数CL
以下に信号の零点を形成しうるフイルタを使用す
る。
第５図は本発明の方式を実現するための送信系
の構成例を示すブロツク図であり、送信系Ｓ内に
おいて、５１が既述の特定のフイルタに対応す
る。先ず送信すべきデイジタル信号Ｄはデータ処
理部５０において処理されアナログ信号SAとな
る。このデータ処理部５０は例えばシリアル／パ
ラレル変換器、デイジタル／アナログ変換器等か
らなる。このデータ処理のためのクロツク信号
（周波数CL）はクロツク発生器５４より供給され
る。
の構成例を示すブロツク図であり、送信系Ｓ内に
おいて、５１が既述の特定のフイルタに対応す
る。先ず送信すべきデイジタル信号Ｄはデータ処
理部５０において処理されアナログ信号SAとな
る。このデータ処理部５０は例えばシリアル／パ
ラレル変換器、デイジタル／アナログ変換器等か
らなる。このデータ処理のためのクロツク信号
（周波数CL）はクロツク発生器５４より供給され
る。
アナログ信号SAは特定のフイルタ５１、例え
ば前述のコサインロールオフフイルタ（FIL）を
通過し、所望の周波数Oでのスペクトラム上の零
点が与えられる。この零点を含むろ波信号SBは変
換器５２に入力され、搬送波（周波数O）を変調
する。この搬送波は搬送波発生器５７よりハイブ
リツド回路５８を経由して変調器５２に与えられ
る。かくして、変調器５２からの出力はハイブリ
ツド回路５３を経由して、受信系へ送信すべき変
調波Sputとなる。
ば前述のコサインロールオフフイルタ（FIL）を
通過し、所望の周波数Oでのスペクトラム上の零
点が与えられる。この零点を含むろ波信号SBは変
換器５２に入力され、搬送波（周波数O）を変調
する。この搬送波は搬送波発生器５７よりハイブ
リツド回路５８を経由して変調器５２に与えられ
る。かくして、変調器５２からの出力はハイブリ
ツド回路５３を経由して、受信系へ送信すべき変
調波Sputとなる。
ところで、この変調波Sputには、第３図に示し
た周波数（O＋a）の搬送波再生用信号Crを、信
号スペクトラムの抑圧された所望の領域に含まな
ければならない。このため、例えばクロツク周波
数CLより周波数aを生成する。第４図の特性の
コサインロールオフフイルタ（ロールオフ率50
％）を、フイルタ５１として用いるならばa＝
３／４CLであるから、第５図の分周器５５によりCL を３／４CLへ分周する。すなわちこのときの分 周器５５の分周比（ｍ／ｎ）は３／４である。かく して生成された周波数aの信号は、変調回路５６
で搬送波周波数Oと混合され、所望の周波数成分
（O＋a）のみをバンドパスフイルタ５９で抽出
し、ハイブリツド回路５３において、変調器５２
からの出力における前記スペクトラムの抑圧され
た領域に搬送波再生用信号Crとして挿入する。か
くして変調波Sputには、帯域制限内（第２図のハ
ツチング部分以外）の搬送波再生用信号Crが含ま
れることになる。一方、受信系では次のように基
準搬送波（周波数O）の抽出を行う。
た周波数（O＋a）の搬送波再生用信号Crを、信
号スペクトラムの抑圧された所望の領域に含まな
ければならない。このため、例えばクロツク周波
数CLより周波数aを生成する。第４図の特性の
コサインロールオフフイルタ（ロールオフ率50
％）を、フイルタ５１として用いるならばa＝
３／４CLであるから、第５図の分周器５５によりCL を３／４CLへ分周する。すなわちこのときの分 周器５５の分周比（ｍ／ｎ）は３／４である。かく して生成された周波数aの信号は、変調回路５６
で搬送波周波数Oと混合され、所望の周波数成分
（O＋a）のみをバンドパスフイルタ５９で抽出
し、ハイブリツド回路５３において、変調器５２
からの出力における前記スペクトラムの抑圧され
た領域に搬送波再生用信号Crとして挿入する。か
くして変調波Sputには、帯域制限内（第２図のハ
ツチング部分以外）の搬送波再生用信号Crが含ま
れることになる。一方、受信系では次のように基
準搬送波（周波数O）の抽出を行う。
第６図は本発明の方式を実現するための受信系
の第１構成例を示すブロツク図である。受信系Ｒ
内において、第５図の変調波Sputは、伝送路を介
し（図示せず）変調波Sioとして受信される。変
調波Sioはハイブリツド回路６１を経て検波器６
２に至り、ここで周波数Oの再生用搬送波とかけ
あわされ、信号SAを復調する。
の第１構成例を示すブロツク図である。受信系Ｒ
内において、第５図の変調波Sputは、伝送路を介
し（図示せず）変調波Sioとして受信される。変
調波Sioはハイブリツド回路６１を経て検波器６
２に至り、ここで周波数Oの再生用搬送波とかけ
あわされ、信号SAを復調する。
ところで、検波器６２に与える基準搬送波
（O）を如何に生成したかが問題である。変調波
Sioの信号スペクトラムの抑圧された領域には周
波数（O＋a）の搬送波再生用信号Crが含まれて
いるので、これをハイブリツド回路６１を経て周
波数（O＋a）に同調されたバンドパスフイルタ
６３で抽出し、変調器６４に与える。他方、変調
波Sioを同じくハイブリツド回路６１で分岐して
ビツトタイミング再生回路（BTR）６５に印加
し、これよりクロツク周波数CLのクロツク信号
CLを得て、さらに分周器（ｍ／ｎ）６６で分周
する。このクロツク周波数CLは、受信した信号
が、予めベースバンド帯域で帯域制限を受け、そ
の後変調されたものであるため、そのアイ・パタ
ーン周期から容易に再生され得る。この分周比
（ｍ／ｎ）を３／４にしておけば周波数a（＝３／４
CL） の信号が再生される。この信号（a）をもつて、
変調器６４にて、先の信号（O＋a）に変調を加
え、変調信号（O，O＋2a）を得て、このうち
の周波数O成分の信号をバンドバスフイルタ６７
で抽出すれば基準搬送波（O）が抽出される。こ
れにより、検波器６２において変調波Sioを同期
検波し前記クロツク信号CLを用いて求める原デ
イジタル信号Ｄ（図示せず）が再生される。
（O）を如何に生成したかが問題である。変調波
Sioの信号スペクトラムの抑圧された領域には周
波数（O＋a）の搬送波再生用信号Crが含まれて
いるので、これをハイブリツド回路６１を経て周
波数（O＋a）に同調されたバンドパスフイルタ
６３で抽出し、変調器６４に与える。他方、変調
波Sioを同じくハイブリツド回路６１で分岐して
ビツトタイミング再生回路（BTR）６５に印加
し、これよりクロツク周波数CLのクロツク信号
CLを得て、さらに分周器（ｍ／ｎ）６６で分周
する。このクロツク周波数CLは、受信した信号
が、予めベースバンド帯域で帯域制限を受け、そ
の後変調されたものであるため、そのアイ・パタ
ーン周期から容易に再生され得る。この分周比
（ｍ／ｎ）を３／４にしておけば周波数a（＝３／４
CL） の信号が再生される。この信号（a）をもつて、
変調器６４にて、先の信号（O＋a）に変調を加
え、変調信号（O，O＋2a）を得て、このうち
の周波数O成分の信号をバンドバスフイルタ６７
で抽出すれば基準搬送波（O）が抽出される。こ
れにより、検波器６２において変調波Sioを同期
検波し前記クロツク信号CLを用いて求める原デ
イジタル信号Ｄ（図示せず）が再生される。
第７図は本発明の方式を実現するための受信系
の第２構成例を示すブロツク図である。ただし、
この受信系R′を用いる場合は第３図に示す如く
搬送波再生用信号Crの他にCr′（周波数はO−a）
も同時に送るものとする。従つて、第５図の送信
系Ｓでは、（O＋a）抽出用のバンドバスフイル
タ５９の他に（O−a）抽出用のバンドパスフイ
ルタ（図示せず）と、ハイブリツド回路５３に対
応するもう１つのハイブリツド回路（図示せず）
とを必要とする。第７図において第６図と同一の
機能ブロツクには同一の参照番号を付して示す。
この受信系R′では、検波器６２に基準搬送波
（O）を加えて、ハイブリツド回路６１からの変
調波Sioを同期検波し信号SAを復調することは、
第６図の受信系Ｒの場合と同じであるが、この基
準搬送波（O）の再生の方法が異なる。すなわち
変調波Sioをハイブリツド回路６１で分岐したの
ち、一方において周波数（O＋a）の信号をフイ
ルタ６３で抽出するのに加え、他方においてバン
ドバスフイルタ７１により周波数（O−a）の信
号を抽出し、これらを変調器６４で混合すれば、
周波数2Oの信号と周波数2aの信号が同時に得ら
れる。これらの信号をそれぞれバンドパスフイル
タ７２および７４で抽出すれば、一方は分周器
（分周比１／２）７３を経て周波数Oの基準搬送
波となり、他方は分周器（分周比n′／m′：n′／m′＝ １／２×４／３）７５を経てクロツク周波数CLのクロ ツク信号CLとなる。この受信系R′の利点は、第
６図のビツトタイミング再生回路６５を用いるこ
となしにクロツク信号CLが得られることである。
然し、送信系Ｓで２波の搬送波再生用信号Cr，
C′rを送信しなければならず、本来の信号伝送に
供すべき電力がC′rに食われてしまう不利がある。
もし受信系を安価にする要求があるのなら第７図
の受信系R′を用いるのが良い。
の第２構成例を示すブロツク図である。ただし、
この受信系R′を用いる場合は第３図に示す如く
搬送波再生用信号Crの他にCr′（周波数はO−a）
も同時に送るものとする。従つて、第５図の送信
系Ｓでは、（O＋a）抽出用のバンドバスフイル
タ５９の他に（O−a）抽出用のバンドパスフイ
ルタ（図示せず）と、ハイブリツド回路５３に対
応するもう１つのハイブリツド回路（図示せず）
とを必要とする。第７図において第６図と同一の
機能ブロツクには同一の参照番号を付して示す。
この受信系R′では、検波器６２に基準搬送波
（O）を加えて、ハイブリツド回路６１からの変
調波Sioを同期検波し信号SAを復調することは、
第６図の受信系Ｒの場合と同じであるが、この基
準搬送波（O）の再生の方法が異なる。すなわち
変調波Sioをハイブリツド回路６１で分岐したの
ち、一方において周波数（O＋a）の信号をフイ
ルタ６３で抽出するのに加え、他方においてバン
ドバスフイルタ７１により周波数（O−a）の信
号を抽出し、これらを変調器６４で混合すれば、
周波数2Oの信号と周波数2aの信号が同時に得ら
れる。これらの信号をそれぞれバンドパスフイル
タ７２および７４で抽出すれば、一方は分周器
（分周比１／２）７３を経て周波数Oの基準搬送
波となり、他方は分周器（分周比n′／m′：n′／m′＝ １／２×４／３）７５を経てクロツク周波数CLのクロ ツク信号CLとなる。この受信系R′の利点は、第
６図のビツトタイミング再生回路６５を用いるこ
となしにクロツク信号CLが得られることである。
然し、送信系Ｓで２波の搬送波再生用信号Cr，
C′rを送信しなければならず、本来の信号伝送に
供すべき電力がC′rに食われてしまう不利がある。
もし受信系を安価にする要求があるのなら第７図
の受信系R′を用いるのが良い。
第８図は第５図の回路（送信系）の動作を明ら
かにするための信号スペクトラムを示す図であ
る。本図を参照すると、第５図におけるデータ処
理部５０からのアナログ信号SAは第８図(1)欄の
左側に示され、フイルタ５１を通した該信号SA
によつて、変調器５２にて、搬送波発生器５７よ
りハイブリツド回路５８を経由して与えられる搬
送波（O）を変調すると、第８図(1)欄の右側に示
すOを中心としたスペクトラムを有する変調波
Sputが得られる。
かにするための信号スペクトラムを示す図であ
る。本図を参照すると、第５図におけるデータ処
理部５０からのアナログ信号SAは第８図(1)欄の
左側に示され、フイルタ５１を通した該信号SA
によつて、変調器５２にて、搬送波発生器５７よ
りハイブリツド回路５８を経由して与えられる搬
送波（O）を変調すると、第８図(1)欄の右側に示
すOを中心としたスペクトラムを有する変調波
Sputが得られる。
第５図のクロツク発生器５４からのクロツク周
波数CLを、分周器５５にて分周して得た周波数
aのスペクトラムは第８図(2)欄の左側に示され、
これをもつて変調器５６にて搬送波（O）を変調
して得た信号（O＋a）は同図(2)欄の右側に示さ
れる。この信号（O＋a）をハイブリツド回路５
３にて前述の変調波Sputに挿入した信号のスペク
トラムは第８図の(3)欄に示される。
波数CLを、分周器５５にて分周して得た周波数
aのスペクトラムは第８図(2)欄の左側に示され、
これをもつて変調器５６にて搬送波（O）を変調
して得た信号（O＋a）は同図(2)欄の右側に示さ
れる。この信号（O＋a）をハイブリツド回路５
３にて前述の変調波Sputに挿入した信号のスペク
トラムは第８図の(3)欄に示される。
第９図は第６図（受信系の第１構成例）の回路
の動作を明らかにするための信号スペクトラムを
示す図である。本図を参照すると、第６図の受信
変調波Sioからバンドパスフイルタ６３を通して
得た信号（O＋a）と、そのSioをビツトタイミン
グ再生回路（BTR）６５に印加して再生したク
ロツク周波数CLと、分周器６６にて該クロツク
周波数CLを分周して得た周波数aの各々のスペ
クトラムは、第９図(1)欄にa，CLおよびO＋aと
して示される。
の動作を明らかにするための信号スペクトラムを
示す図である。本図を参照すると、第６図の受信
変調波Sioからバンドパスフイルタ６３を通して
得た信号（O＋a）と、そのSioをビツトタイミン
グ再生回路（BTR）６５に印加して再生したク
ロツク周波数CLと、分周器６６にて該クロツク
周波数CLを分周して得た周波数aの各々のスペ
クトラムは、第９図(1)欄にa，CLおよびO＋aと
して示される。
第６図の変調器６４は、周波数O＋aと周波数
aとを入力として、OおよびO＋2aの周波数を
有する２つの信号を出力し、このうち搬送波
（O）成分をバンドパスフイルタ６７で抽出して
第９図(2)欄のスペクトラムを得る。
aとを入力として、OおよびO＋2aの周波数を
有する２つの信号を出力し、このうち搬送波
（O）成分をバンドパスフイルタ６７で抽出して
第９図(2)欄のスペクトラムを得る。
第６図の検波器６２に印加される変調波Sioの
スペクトラムは、第９図(3)欄の右側に示され、こ
のSioを検波器６２にて搬送波（O）とかけあわ
せるともとの信号SAが復調される。このSAのス
ペクトラムは第９図(3)欄の左側に示される。
スペクトラムは、第９図(3)欄の右側に示され、こ
のSioを検波器６２にて搬送波（O）とかけあわ
せるともとの信号SAが復調される。このSAのス
ペクトラムは第９図(3)欄の左側に示される。
第１０図は第７図（受信系の第２構成例）の回
路の動作を明らかにするための信号スペクトラム
を示す図である。本図を参照すると、第７図のバ
ンドパスフイルタ６３および７１で変調波Sioを
それぞれろ波して得た各信号（O＋a，O−a）
のスペクトラムは、第１０図の(1)欄に示される。
路の動作を明らかにするための信号スペクトラム
を示す図である。本図を参照すると、第７図のバ
ンドパスフイルタ６３および７１で変調波Sioを
それぞれろ波して得た各信号（O＋a，O−a）
のスペクトラムは、第１０図の(1)欄に示される。
バンドパスフイルタ６３からの信号（O＋a）
およびバンドパスフイルタ７１からの信号（O−
a）を変調器６４で混合すれば、これらの和と差
のスペクトラムが第１０図(2)欄に示す如く、2a
および2Oとして現れる。そこで2Oの成分を分周
器７３で分周すれば、第１０図(3)欄に示す搬送波
（O）が得られ、また2a（＝２×ｍ／ｎ×CL）の
成 分をn′／m′分周器（n′／m′＝１／２×ｎ／ｍ）７５
にて分周 すればクロツク周波数CLが、同図(3)欄の左側に
示す如く現れる。したがつて上記搬送波（O）に
よりもとの信号SAが再生され、この信号SAとク
ロツク信号CL（クロツク周波数CL）を用いても
とのデイジタル信号Ｄを復調することができる。
およびバンドパスフイルタ７１からの信号（O−
a）を変調器６４で混合すれば、これらの和と差
のスペクトラムが第１０図(2)欄に示す如く、2a
および2Oとして現れる。そこで2Oの成分を分周
器７３で分周すれば、第１０図(3)欄に示す搬送波
（O）が得られ、また2a（＝２×ｍ／ｎ×CL）の
成 分をn′／m′分周器（n′／m′＝１／２×ｎ／ｍ）７５
にて分周 すればクロツク周波数CLが、同図(3)欄の左側に
示す如く現れる。したがつて上記搬送波（O）に
よりもとの信号SAが再生され、この信号SAとク
ロツク信号CL（クロツク周波数CL）を用いても
とのデイジタル信号Ｄを復調することができる。
発明の効果
以上説明したように本発明によれば、所定の帯
域制限内に、信号に干渉を与えることなく搬送波
再生用信号を挿入でき、特にQAM無線通信シス
テムではその受信系でのハードウエア、主として
搬送波再生回路を大幅に簡素化することができ
る。
域制限内に、信号に干渉を与えることなく搬送波
再生用信号を挿入でき、特にQAM無線通信シス
テムではその受信系でのハードウエア、主として
搬送波再生回路を大幅に簡素化することができ
る。
第１図は送信系より送信される変調波の一般的
な信号スペクトラムを示す図、第２図は第１図の
搬送波再生用信号Crに帯域制限が加えられる場合
の信号スペクトラムを示す図、第３図は本発明を
説明するための信号スペクトラムを示す図、第４
図はコサインロールオフフイルタの特性を示すグ
ラフ、第５図は本発明の方式を実現するための送
信系の構成例を示すブロツク図、第６図は本発明
の方式を実現するための受信系の第１構成例を示
すブロツク図、第７図は本発明の方式を実現する
ための受信系の第２構成例を示すブロツク図、第
８図は第５図の回路の動作を明らかにするための
信号スペクトラムを示す図、第９図は第６図の回
路の動作を明らかにするための信号スペクトラム
を示す図、第１０図は第７図の回路の動作を明ら
かにするための信号スペクトラムを示す図であ
る。 ５１…特定のフイルタ、５２，５６…変調器、
５４…クロツク発生器、５５…分周器、５７…搬
送波発生器、６２…検波器、６３，６７…バンド
パスフイルタ、６４…変調器、６５…ビツトタイ
ミング再生回路、６６…分周器、７１，７２，７
４…バンドパスフイルタ、７３，７５…分周器、
O…搬送波の周波数、CL…クロツク周波数、O1，
O2…信号スペクトラムの抑圧された領域、Cr，
C′r…搬送波再生用信号、Sput…変調波、Sio…受
信された変調波、Ｄ…デイジタル信号、CL…ク
ロツク信号、Ｓ…送信系、Ｒ，R′…受信系。
な信号スペクトラムを示す図、第２図は第１図の
搬送波再生用信号Crに帯域制限が加えられる場合
の信号スペクトラムを示す図、第３図は本発明を
説明するための信号スペクトラムを示す図、第４
図はコサインロールオフフイルタの特性を示すグ
ラフ、第５図は本発明の方式を実現するための送
信系の構成例を示すブロツク図、第６図は本発明
の方式を実現するための受信系の第１構成例を示
すブロツク図、第７図は本発明の方式を実現する
ための受信系の第２構成例を示すブロツク図、第
８図は第５図の回路の動作を明らかにするための
信号スペクトラムを示す図、第９図は第６図の回
路の動作を明らかにするための信号スペクトラム
を示す図、第１０図は第７図の回路の動作を明ら
かにするための信号スペクトラムを示す図であ
る。 ５１…特定のフイルタ、５２，５６…変調器、
５４…クロツク発生器、５５…分周器、５７…搬
送波発生器、６２…検波器、６３，６７…バンド
パスフイルタ、６４…変調器、６５…ビツトタイ
ミング再生回路、６６…分周器、７１，７２，７
４…バンドパスフイルタ、７３，７５…分周器、
O…搬送波の周波数、CL…クロツク周波数、O1，
O2…信号スペクトラムの抑圧された領域、Cr，
C′r…搬送波再生用信号、Sput…変調波、Sio…受
信された変調波、Ｄ…デイジタル信号、CL…ク
ロツク信号、Ｓ…送信系、Ｒ，R′…受信系。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信系において周波数Oを有する搬送波を、
所定のクロツク周波数CLを有するデイジタル信
号で位相変調した変調波を受信系に送信し、該受
信系で該変調波を受信し且つこれより前記搬送波
を抽出して、抽出された該搬送波を用いて前記デ
イジタル信号を再生する無線通信システムにおい
て、 前記送信系に特定のフイルタを備え、該特定の
フイルタは前記変調波の信号スペクトラム上に前
記周波数Oと前記クロツク周波数CLの和に相当
する周波数（O＋CL）およびその差に相当する
周波数（O−CL）よりも周波数Oに近い周波数
（O＋a）および（O−a） （ただしaはｍ／ｎ×CLであり、ｍ，ｎはそれぞ れ２以上の整数でかつｎ＞ｍ）において前記信号
スペクトラムの抑圧された２つの領域を形成し、 かつ、 前記２つの領域の少なくとも一方に、前記周波
数（O＋a）および（O−a）のうちの対応する
少なくとも一方の周波数を有する搬送波再生用信
号を挿入して前記変調波となし、 前記受信系では前記搬送波再生用信号から前記
搬送波の周波数Oを抽出して前記デイジタル信号
の再生を行うことを特徴とする無線通信方式。 ２ 前記特定のフイルタが、前記周波数aに前記
信号スペクトラムの抑圧された領域を有するコサ
インロールオフフイルタからなる特許請求の範囲
第１項記載の無線通信方式。 ３ 前記送信系より送出される前記搬送波再生用
信号が周波数（O＋a）または（O−a）の周波
数を有し、また前記受信系において受信した前記
変調波から、一方においてビツトタイミング再生
回路により前記クロツク周波数CLのクロツク信
号を得たのち、ｍ／ｎ分周器により前記周波数aの 信号を生成し、他方において前記周波数（O＋
a）または前記周波数（O−a）の前記搬送波再
生用信号を生成してこれらを変調器に加えること
によつて前記周波数Oの搬送波を生成し、該搬送
波および前記クロツク信号を用いて前記デイジタ
ル信号を再生する特許請求の範囲第１項記載の無
線通信方式。 ４ 前記受信系において受信した前記変調波か
ら、一方において前記周波数（O＋a）の第１の
前記搬送波再生用信号を得、他方において前記周
波数（O−a）の第２の前記搬送波再生用信号を
得、これらを変調器に加えて周波数2Oの信号を
生成し、該周波数2Oの信号より１／２分周器を介し て前記周波数Oの搬送波を生成する特許請求の範
囲第１項記載の無線通信方式。 ５ 前記特定のフイルタとして前記周波数aに信
号スペクトラムの抑圧された領域を有するガウス
形のフイルタを用いる特許請求の範囲第１項記載
の無線通信方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58059227A JPS59201563A (ja) | 1983-04-06 | 1983-04-06 | 無線通信方式 |
| US06/594,987 US4606048A (en) | 1983-04-06 | 1984-03-29 | Radio communication system |
| DE8484302355T DE3485098D1 (de) | 1983-04-06 | 1984-04-06 | Radio-kommunikationssystem. |
| EP84302355A EP0122127B1 (en) | 1983-04-06 | 1984-04-06 | Radio communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58059227A JPS59201563A (ja) | 1983-04-06 | 1983-04-06 | 無線通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59201563A JPS59201563A (ja) | 1984-11-15 |
| JPH0586097B2 true JPH0586097B2 (ja) | 1993-12-09 |
Family
ID=13107274
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58059227A Granted JPS59201563A (ja) | 1983-04-06 | 1983-04-06 | 無線通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59201563A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5139810B2 (ja) * | 1971-11-04 | 1976-10-29 |
-
1983
- 1983-04-06 JP JP58059227A patent/JPS59201563A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59201563A (ja) | 1984-11-15 |
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