JPH0455014B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ 通信媒体の通過帯域内に存在する複数の搬送
波で構成されたアンサンブルを利用して該通信媒
体を介してパケツト形態で発信源情報を送信し且
つ宛先情報を受信するモデムであつて、 前記発信源情報を含む信号を前記通信媒体に印
加する送信変調器手段と、前記通信媒体に印加さ
れる信号から前記宛先情報を抽出する受信復調器
手段とを備え、 前記送信変調器手段は、 (a) 前記通過帯域内の周波数を有する搬送波のア
ンサンブルを直接表わす複数の第１のデジタル
値を発生する手段と、 (b) 前記搬送波の第１の符号化されない直交信号
による変調を直接表わす第２のデジタル値を前
記第１のデジタル値から発生し、前記搬送波を
前記情報とともに別個の振幅および位相偏差の
形態で符号化する手段であつて、前記偏差は前
記搬送波の前記選択されたものについてパケツ
ト内のデジタルデータを規定する手段と、 (c) 別個のエポツク期間について前記搬送波の前
記変調の持続時間を正確に制御する手段と、 (d) 前記第２のデジタル値を、前記搬送波のアン
サンブルの前記周波数をもつ変調搬送波として
前記通信媒体に印加されるべきアナログ信号に
変換する手段と から構成され、 前記受信復調器手段は、 (a) 前記通信媒体を介して受信されるアナログ信
号を直接表わす複数の第３のデジタル値を発生
する手段であつて、前記第３のデジタル値は、
前記通信媒体に印加される前記変調搬送波を表
わす信号を既知の振幅および位相をもつ第２の
直交信号を表表わす複数の信号と乗算すること
により発生される手段と、 (b) 前記第１の直交信号とほぼ同一である符号化
されない直交信号の周波数および位相を決定す
るために時間に対して正確に前記第３のデジタ
ル値を積分し、それから前記第２の直交信号を
発生する手段と、 (c) 前記第３のデジタル信号を第４のデジタル信
号と比較する手段であつて、前記第４のデジタ
ル信号は、前記宛先情報を復合するために前記
搬送波の中の前記選択されたものにより搬送さ
れる可能な符号化データのパターンを表わす手
段と、 (d) 送信時にそこなわれた前記データのパケツト
を検出する手段と から構成され、 前記搬送波のそれぞれについて前記通信媒体の
送信特性を測定する手段は、 (a) 前記搬送波の選択されたものを所定の期間に
わたり送信する手段と、 (b) 受信されるデータパターンを既知の良いデー
タパターンと比較することにより、前記宛先情
報を搬送する受信搬送波に対する通信媒体障害
に起因する信号損失を分析する分析手段と、 (c) 前記搬送波の中の前記選択されたものがデー
タの送信に影響する前記通信媒体への障害を受
けていることを前記分析手段が指示する場合
に、データ送信のために前記搬送波の中の選択
された少なくとも１つの使用を回避する手段と から構成されることを特徴するパケツト化アンサ
ンブルモデム。

２ 前記通信媒体は振幅および位相のひずみを受
ける帯域制限電話回線である請求の範囲第１項に
記載のパケツト化アンサンブルモデム。

３ 前記第１の符号化されない直交信号は、互い
に90度位相がずれている一対の正弦波である請求
の範囲第１項に記載のパケツト化アンサンブルモ
デム。

４ 受信搬送波のそれぞれについて振幅および位
相のひずみを基準搬送波に関して補正する手段を
さらに具備し、前記基準搬送波は複数の別個の送
信搬送波の１つである請求の範囲第１項に記載の
パケツト化アンサンブルモデム。

５ 前記搬送波は高速チヤンネルを形成する第１
の搬送波群と、低速逆方向チヤンネルを形成する
第２の搬送波群とに分割される請求の範囲第１項
に記載のパケツト化アンサンブルモデム。

６ 複数のデータ入力源からの複数の入力データ
信号は、発信源情報の個々の誤り保護単位を形成
するために複数のエポツク周期にわたりマルチプ
レクスされる請求の範囲第１項に記載のパケツト
化アンサンブルモデム。

７ 高速チヤンネルを形成する前記第１の搬送波
群は64の搬送波を含み、低速逆方向チヤンネルを
形成する第２の搬送波群は９つの搬送波を含み、
前記誤り保護データパケツトは、それぞれ、各搬
送波についてエポツク期間ごとに５ビツトの符号
かデータから構成される請求の範囲第１項に記載
のパケツト化アンサンブルモデム。

８ 前記受信復調器により受信されるときに第１
の通信媒体によりそこなわれる送信搬送波の位
相、振幅および雑音特性を測定する手段と、 複数のエポツク期間にわたり前記送信搬送波の
それぞれについて前記測定された位相、振幅およ
び雑音特性を統計的に平均化する手段と、 前記送信搬送波のそれぞれについて前記統計的
に平均化された位相、振幅および雑音特性を構成
する情報をパケツト化し、診断のために前記パケ
ツト化された情報を第２の通信媒体を介して離れ
た場所へ送信する手段と をさらに具備する請求の範囲第１項に記載のパケ
ツト化アンサンブルモデム。

９ 前記第１の通信媒体は誤り保護データパケツ
トの送信のために利用され、 前記第２の通信媒体は前記統計的に平均化され
た診断情報の送信および音声通信のために利用さ
れる、請求の範囲第１項に記載のパケツト化アン
サンブルモデム。

１０ 通信媒体の通過帯域内に含まれる複数の搬
送波を利用して、通信媒体を介して発信源デジタ
ル情報を送信し且つ宛先デジタル情報を受信する
ために利用されるパケツト化アンサンブルモデム
において、 前記通信媒体の送信特性を測定する手段は、 (a) 前記搬送波の中の選択されたものにのせて前
記発信源デジタル情報を所定の振幅レベルで所
定の期間にわたり送信する手段と、 (b) 受信されるデータパターンを既知の良いデー
タパターンと比較することにより前記宛先デジ
タル情報を搬送する受信搬送波に対する通信媒
体障害に起因する信号損失を分析する手段と、 (c) 前記搬送波の中の選択された１つがデータの
送信に影響する前記通信媒体への障害を受けて
いることを前記分析手段が指示する場合に、前
記発信源デジタル情報の送信のために前記搬送
波の選択された少なくとも１つの使用を回避す
る手段と から構成されるものから成ることを特徴とするパ
ケツト化アンサンブルモデム。

発明の背景 発明の分野 本発明はデータ通信の分野に関し、特に高速全
二重モデムとして適用される。

先行技術の説明 従来、電話回線は音声通信を搬送するのみであ
つたが、長年を経て現在はデジタルデータを電話
網を介して搬送することは一般的になつている。
しかしながら、この開発は大きな技術的制限及び
障害を伴なつていた。たとえば、通常の「ダイア
ルアツプ」電話回線の帯域幅はわずか約３キロヘ
ルツ（ｋHz）であり、これは回線のデータ転送速
度の上限となる。さらに、ダイアル呼出しネツト
ワークの障害又は性能限界は、ネツトワークの高
速でデジタルデータを確実に転送する能力を著し
く制限した。たとえば： ・ 電話回線は周波数ひずみ、すなわち、利用可
能な3kHz帯域幅の両側の高周波数及び低周波
数の減衰に影響される。

・ 利用可能な3kHz帯域幅の両側の各周波数成
分について位相ひずみ、すなわち時間遅延の差
が存在するのが普通である。

・ 受信される成分周波数を送信される成分周波
数に関してシフトするヘテロダインオフセツト
が発生されることが多い；これは電話会社のヘ
テロダイン発振器間の周波数偏差に起因する。

・ 振幅ひずみは一般的であり、電話会社のＡ／
Ｄ変換器の非直線増幅により発生されることが
多い。

・ パルス雑音は一般的であり、回線「ヒツト」
（すなわち電撃）又は他の電話回路からのダイ
アル「クリツク」に起因することが多い。

・ 漏話はまれな現象ではない；漏話は１本の回
線から別の回線への音声の「リーキング」であ
る。

・ 搬送波の位相飛越し（すなわち、時間遅延又
は位相の瞬間的変化）は一般的である。

・ 振幅飛越し（すなわち、一般にマイクロ波リ
ンクの交互切替えの結果としての振幅の瞬間的
変化）は一般的である。

・ ガウス雑音は常に存在し、全ての電気系統を
防げる障害である。

・ 非常に長い距離の音声通信を可能にするため
に電話会社によりエコー抑制器が設置される
が、長距離データ二方向通信に際してはエコー
抑制器をデイスエーブルしなければならない。

・ 通常、高速モデムは幾分のハイブリツド損
失、すなわち送信信号の一部の局部受信機チヤ
ンネルへの望ましくない復帰を受ける。

・ 電話回線におけるエコーは、通常は長距離通
信において起こる送信信号の受信側チヤンネル
への復帰という現象である。

・ 衛星遅延は、電話信号が静止衛星に向けて発
生されたときに進む距離によつて発生する遅延
に起因するもう１つの回線障害である。

以上のものに加え、たとえば毎秒9600ビツト
（9600bps）でのデジタルデータ遠隔通信を考え
るときには他のいくつかの要因を考慮に入れなけ
ればならない、まず、ダイアル呼出し回線につい
て確実に9600bpsを達成することは実際に前例を
みない。電話回線について確実に9600bpsを得る
ためには、調整が必要である場合が多い、調整回
線は、ユーザーがプレミアムを支払い、電話会社
により回線の雑音特性が低く（又は注文通りに）
なるように保証される回線である。

調整は高速モデムメーカーの仕様に合わせて行
なわれ、ダイアル呼出し回線について調整を得る
こと（すなわち、全ての回線を調整すること）は
不可能である。第２に、9600bpsの全二重動作
は、先行技術のモデムの場合、２本の回線（すな
わち４線）を利用しなければ得られず、１本のチ
ヤンネルや、ダイアル呼出し回線については全く
得ることができない。第３に、調整回線について
9600bpsを達成するよう動作する先行技術のモデ
ムでは、損傷が存在するときは性能は穏やかに劣
化しない。すなわち、調整回線は障害ゼロを保証
せず、統計的に見て障害の確率を低下させるにす
ぎない。しかも、先行技術の9600bpsモデムに不
可避の現象である雑音が発生すると、モデムは、
確実な通信が再び成立されるまで、送信デー速度
を7200bps、4800bps、2400bps、1200bpsと次々
に落としていくのが普通である。しかし、電話回
線の障害は特定の周波数帯域幅に限定されること
が多く、従つて、正味データ速度を通常二分の一
又は四分の一まで減少することは不要であり、利
用可能な電話通過帯域の無駄使いとなる。

先行技術の高速デジタルモデムの１つは、
Gandalf Data・Inc.製造のSM9600Super
Modemである。SM9600は公称では、ダイアル
呼出し回線を介して動作することができる全二重
9600bpsモデムである。しかしながら、SM9600
のデータシートは回線の調整を勧告している。障
害が存在するとき、SM9600はその送信データ速
度を4800bps又は2400bpsまで「ギアシフト」、す
なわち低下させる。さらに、SM9600は１本のチ
ヤンネルを介して9600bpsで全二重動作すること
はできず、１本のチヤンネルしか利用できない場
合には逆方向チヤンネルとして利用可能なスペク
トルの一部を割当てななければならず、あるい
は、第２の回線（すなわち合わせて４線）を全二
重動作のために利用しなければならない。さら
に、SM9600は通過帯域内の単一の又は複数の余
剰トーンを処理することができない。

先行技術の最も一般的な等級の9600bpsデジタ
ルデータモデムはAT＆Ｔから市販されている
（モデル2096A）。この等級のモデムはパルス雑音
（すなわち、ダイアルクリツク及び電撃）に対し
てきわめて敏感である。しかし、５Hzの周波数ヘ
テロダインオフセツトを許容し、9600bpsを得る
ために調整回線の使用を必要とする。さらに、こ
の等級のモデムは漏話に対してきわめて感度が高
く、装置は誤り抑制の能力を全く有していない。

Robinson他の米国特許第3706929号には、モデ
ム／ボコーダ組合せ、パイプラインプロセツサが
記載されている。Robinsobにおいては、モデム
機能は16本の周波数分割マルチプレクスチヤンネ
ルを使用して実行され、データは各チヤンネルに
沿つて各搬送波の位相シフトキーイング変調によ
つて搬送される。しかしながら、Robinsonは全
二重動作を達成するために逆方向チヤンネルとし
て４線式回路又は全く別の回線を必要とし、回線
の調整は高いデータ転送速度を得るために不可欠
である。

Keasler他の米国特許第4206320号には、交換
網と組合せて動作するのに適する高速モデムが記
載されている。しかしながら、Keaslerは全二重
動作を得るために、全く別の逆方向チヤンネルを
必要とする。さらに、情報を周波数分割マルチプ
レクス方式で搬送するために32の搬送波を利用す
る一方で、Keaslerは、符号間ひずみの効果を最
小限に抑えるために各変調副期間の開始時と終了
時に「ホール」すなわち遅延を形成する効率の悪
いメカニズムを採用する。変調期間の短縮によ
り、隣接するチヤンネルの間に望ましくない漏話
が発生する。

その他のいくつかの面は、上述のものを含めて
先行技術の全ての高速デジタルデータモデムを役
に立たなくしている。先行技術のモデムは、いず
れも、同期システムと非同期システムの双方で機
能することができない。同期送信は電話回線を介
するデータ通信の旧式の標準形態である。しかし
ながら、パケツト化形態の非同期通信はモデムの
誤り性能を著しく改善する。パケツト送信におい
ては、データは複数のブロツク（たとえば、それ
ぞれ０から256個の文字）に形成され、それらの
ブロツクは自蔵パケツトとして送信される。各パ
ケツトはフレーミング、経路指示、誤り検出など
のためのハウスキーピング情報を含む。このハウ
スキーピング情報はパケツトの見出しフイールド
を後書きフイールドに配置される。この数年間
に、パケツト切替え通信の国際規格−国際規格機
構X.25が前例になく迅速に採用された。X.25は
マルチレベルプロトコルであり、その低レベルの
みが現在明確に定義されているデータ自体の送信
を取扱つている。明白なインターネツト通信に関
してX.25のプロトコルと矛盾しない能力をもつ
高速モデムを有することは大きな利点である。さ
らに、X.25以外のプロトコル（各コンピユータ
会社はX.25に先立つて独自のプロトコルを定め
ている）を利用してインターネツトを介して通信
することができるモデムを有することも大きな利
点である。パケツト交換網と両立し（言うまでも
なく、複数パケツト交換インターネツトプロトコ
ルに適合し）、同期モードと非同期モードの双方
で信号マルチプレキシングを介して同時に動作す
るような先行技術の高速デジタルデータモデムは
存在しない。

以上に加え、先行技術のモデムは、モデム又は
通信媒体に対して誤り性能を低下させる原因を分
離又はその他の方法により正確に指摘することが
できないという欠点を有する。先行技術の高速モ
デムは、一般に、モデム自体で発生する原因と、
電話回路から発生する原因とを合わせた複合デー
タ誤り率を計算する。データ通信管理者は最も煩
わしい問題の責任の所在を常に通信性能の低さに
負わせることでその問題の原因を決定するが、何
らかの遷移故障が機器に起因することを直ちに否
定するのは電話会社の常である。遷移故障は、そ
の性質上、時間とともに消滅する傾向があり、後
になつて大まかに測定しても実際には電話回路に
何ら悪いところが見つからないことは多い。さら
に、回路障害が残つていたとしても、電話会社に
より実施される測定は、多くの場合、起こりうる
障害の範囲に比べて完全ではない。モデムの性能
誤りを電話回路の損傷から分離することができる
先行技術のモデムはない。さらに、モデムの性能
誤りを電話回路の障害から分離することができる
先行技術のモデムはない。さらに、モデムのユー
ザーが電話会社による電話回路の修理を適切に指
示できるようにユーザーによる電話回路の完全な
特性づけを可能にする先行技術のモデムは全くな
い。

発明の概要 従つて、本発明の目的は、ダイアル呼出し電話
回線に沿つて9600bpsを越えるデータ転送速度で
全二重モードで動作することができるデジタル高
速データモデムを提供することである。

本発明の別の目的は、同期モード、非同期モー
ド及びパケツトモードで動作することができるデ
ジタル高速データモデムを提供することである。

本発明の別の目的は、先行技術のモデムにより
許容されていたのより高い位相誤差及び周波数減
衰ロールオフを示す電話回線について動作するこ
とができるデジタル高速データモデムを提供する
ことである。

本発明の別の目的は、ダイアル呼出し回線に沿
つて9600bpsを越える速度で全二重モードで動作
することができ且つ先行技術のモデムと比較して
低いコスト対性能比で製造することができるデジ
タル高速データモデムを提供することである。

本発明のさらに別の目的は、一般にパツケツト
交換網とともに使用されているような複数の高水
準プロトコルに従つて動作することができるデジ
タル高速データモデムを提供することができる。

本発明の別の目的は、電話回線の障害に応答し
て送信データ転送速度を小さな増分ずつ低下する
デジタル高速データモデムを提供することであ
る。

本発明のさらに別の目的は、9600bpsで動作は
するが、先行技術のモデムより著しく低い誤り率
を示すデジタル高速データモデムを提供すること
である。

本発明のさらに別の目的は、データ入力フオー
マツトの多様性、並びに非同期フオーマツト、同
期フオーマツト及びパケツトフオーマツトの複数
のデータ源のほぼ誤りのない混合を可能にするこ
とである。

本発明のさらに別の目的は、モデムのデータ特
性のアーテイフアクトとしてではなく、送信媒体
による損失に関してのみチヤンネルの雑音、周波
数減衰、位相ずれ及び周波数オフセツトを特性づ
けることにより誤りを正しく指摘するために局部
診断又は遠隔診断を明確な方法で実行することを
可能にすることである。

本発明のさらに別の目的は、誤りが発生したと
きに電話回線又はモデムのいずれが故障している
かを決定するとともに、問題の特性点を測定され
た量に関してデータとトーンの双方まバツクアツ
プを伴なつて遠隔場所に明確に通知することであ
る。

本発明の好ましい実施例においては、64の直交
変調搬送波のアンサンブルがデジタル方式で発生
される。そのようなそれぞれの搬送波又はトーン
は５ビツトを含むように個々に変調される。64の
アンサンブルの中の１つの搬送波は、本発明のモ
デムの送信機部分と受信機部分とを正確に協調さ
せるためのパイロツトトーンとして使用される。
このトーンは電話網の搬送波ヘテロダイン誤差又
は送信経路の長さの変化とは無関係にタイミング
及び周波数の校正又は「アラインメント」を維持
する。本発明のモデムの送信機部分及び受信機部
分は、使用されている電話チヤンネルの性能に関
する情報を取出すために互いに協調方式で関連し
て動作する。全ての重要な信号パラメータが測定
され、補正信号は同時逆方向チヤンネルに沿つて
発信元モデムへ戻される。一般に使用可能なスペ
クトの終端に位置し（ただし、常にそうであると
は限らない）、任意の数の原因によつてそこなわ
れた搬送周波数はアンサンブルから除去される。
本発明のモデムにおいては、１本の２線式ダイア
ル呼出し電話回線に沿つて一方向への9600bps以
上の送信（好ましい実施例では12000bpsもの高
速）と、逆方向への300bpsの送信とを同時に可
能にするように、スペクトル間隔はできる限り狭
くされる。

本発明のモデムの受信機部分と送信機部分との
間では、最大限の誤りのないデータ転送を可能に
するために、いくつかのレベルの緊密な相互作用
及び協調が重要である。データパケツトは送信部
分と受信部分との間で交換され、インターリーブ
周期冗長検査（CRC_s）を使用する。誤り検出時
には、中継送信が採用される。これにより、デー
タ、ハウスキーピング情報（たとえばパケツトの
順序づけ）及び診断信号を誤りなく搬送すること
ができる。この構成においては、チヤンネルにつ
いてできる限り有効な誤り発生なし速度でデータ
送信を達成するために搬送波の変調を適合させる
ことができる。障害の場合、実際のデータスルー
プツト容量は、誤り発生なし転送の新たな平衡点
に達するまで欠陥のある個々の搬送波を欠落させ
ることにより、徐々に減少する。従つて、電話回
線の障害が存在するときに、送信データ転送速度
を二分の一又は四分の一に「ギアシフト」してし
まう先行技術のモデムとは異なり、本発明のモデ
ムはスループツトデータ転送速度をステツプごと
にその容量の約1/64しか減少しないことがわか
る。通常、データスループツトの１ステツプの減
少で、大半の障害を克服するには十分である。

本発明は、電話回線の振幅変動、振幅ヒツト、
周波数オフセツト、位相ドリフト及び位相ヒツト
の補正を実行するためのパルスパイロツトトーン
の使用をさらに含む。周波数ひずみは、本発明の
モデムにおいては、アンサンブルの中の64個のト
ーンのそれぞれについて局部発振器等価回路の振
幅の変調によりほぼ除去される。位相ひずみ及び
チヤンネル漏話は、既知のテストパターンの初期
送信に基づく計算を処理することにより除去され
る。

本発明のモデムの、先行技術に対する重要な進
歩は全てのデータとハウスキーピング情報をパケ
ツト化したことである。本発明のモデムは全ての
データをパケツトベースで処理し、複数のデー
タ・ストリームの混合が可能である。各データ・
ストリームはパケツト化によつてほぼどのような
速度又はプロトコル組合せでも動作できるので、
これまで達成されなかつたようなフレキシビリテ
イが得られる。好ましい実施例においては、各周
波数アンサンブルの持続時間は１秒の2/75であ
る。この期間中に、データと誤り検出手段の双方
を含む１つのアンサンブルパケツトとして最高
320個ののビツトが送信される。これにより、送
信側モデムと受信側モデムとの間に新しい誤り発
生なし知能に基づく閉ループフイードバツクが得
られる。

本発明のモデムにおけるパケツト化及び広範囲
の試験信号構成により、試験データのみを含むパ
ケツトを容易に使用することもできる。そのよう
なパケツトは遠隔診断を実行するため及び送信故
障を指摘するために有用である。本発明のモデム
は大きなアンサンブルの周波数のそれぞれについ
て振幅、雑音、位相遅延及び周波数オフセツトを
測定する。これらの測定パラメータは通信回路の
みの特性であり、モデムの特性ではない。そのよ
うな測定値は、遠隔モデム又は診断センターに送
信回線の問題を明確に限定する形態で動作統計値
を提供するために一連の期間にわたつて記憶され
る。高速回線故障診断のプロセスを補助するため
に、自動的に遠隔データセンターに接続する別の
電話回線を利用することができる。この別個の回
路は統計値を読出すための送信経路を形成すると
ともに、モデム側の操作員が接続されるモデム又
は遠隔診断センターと通信できるようにする音声
相互通信機構を形成する。

本発明の好ましい実施例においては、64の異な
る周波数のそれぞれについての正弦ベクトル及び
余弦ベクトルが搬送波ごとに発生される。それぞ
れはデジタル方式で取出される。記号送信期間は
１秒の2/75であり、各記号は位相及び振幅変調の
32の組合せを使用して５つのビツトを搬送する。
位相と振幅の組合せの定義は「コンステレーシヨ
ン」と呼ばれ、本発明においては、電話回線に発
生するリアルタイム障害の特性の関数として選択
される。

好ましい実施例は正弦波搬送周波数に関して説
明される。しかしながら、本発明は理論の上では
それに限定されない。従来の正弦波の代わりに他
の直交波形を利用することができるであろう。詳
細には、偽似ランダムで、しかも直交する雑音流
れを代わりに使用することができるであろう。各
偽似ランダム波形は読出し専用記憶装置
（ROM）に記憶されると考えられる。波形は１
エポツクの長さであり、振幅変調することができ
ると考えられる。波形の分離は、受信機において
拡散スペクトル送信概念としての雑音の使用によ
り同じ一組の波形と乗算することによつて行なわ
れる。各チヤンネルが相対的に長いエポツク期間
にわたつて特定の波形を予想している、本発明の
このモデムにおける検出プロセスの性質は、その
結果として、偽似雑音チヤンネルの同時アンサン
ブルの送信という形となる。この機構はプライバ
シーを確保するのに特に適している。

従つて、本発明の利点は、周波数間の漏話なし
に隣接する搬送波の間隔をできる限り狭くして、
電話通過帯域内のデータチヤンネルの数を多くす
ることにより、ダイアル呼出し電話回線を介して
9600bpsを越えるデータ転送速度で全二重モード
で確実に動作することができるデジタルデータモ
デムを提供することである。

本発明の別の利点は、電話回線の障害が存在す
るときのデータスループツトの劣化が漸進的であ
り、回線障害の特定の形態に適合されることであ
る。

本発明の別の利点は、以前可能であつたより著
しく高い位相誤差及び周波数減衰ロールオフを有
するダイアル呼出し電話回線を利用できることで
ある。

本発明のさらに別の利点は、データ及びハウス
キーピング機能のパケツト化の形で非同期データ
の送信及び受信を利用することである。

本発明のさらに別の利点は、複数の信号のマル
チプレクスが非同期と同期の双方で同時に可能な
ことである。

本発明のさらに別の利点は、広範囲のデータ通
信プロトコルを使用する動作が可能なことであ
る。

本発明のこれらの目的並びにその他の目的と利
点は好ましい実施例の説明と関連して図面を参照
することにより明らかになるであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の高速モデムの高レベルブロツ
ク線図、第２図は本発明の送信及び受信アンサン
ブルを表わす図、第３図は本発明の高速モデムの
信号発生器／ハイブリツドの機能ブロツク線図、
第４図は本発明の高速モデムの信号抽出器の機能
ブロツク線図、第５図は本発明の高速モデムのベ
クトル限定器の機能ブロツク線図、第６図は本発
明の高速モデムの漏話低減回路の機能ブロツク線
図、第７図は本発明の高速モデムの基準補正器／
発生器の機能ブロツク線図、第８図は本発明の高
速モデムのコンステレータの機能ブロツク線図、
第９図は本発明のローデイングドツク及びシツピ
ング部の機能ブロツク線図、第１０Ａ図は本発明
の２つの時間エポツクの間に64の搬送波のそれぞ
れについて送信されるビツトを表わす図、第１０
Ｂ図は本発明の２つの時間エポツクの間に９つの
周波数のそれぞれについて逆方向チヤンネルを送
信されるビツトを表わす図、第１１Ａ図は本発明
の好ましい実施例に従つて640ビツトパケツトを
送信するための２つのエポツクにわたる２進信号
と時間との関係を示す図、第１１Ｂ図は本発明の
好ましい実施例に従つた仮定上の１つのパケツト
に対するハウスキーピング及びデータの割当てを
示す図、及び第１１Ｃ図は本発明の好ましい実施
例に従つて例として１つのパケツトから構成され
る各フイールドにおけるビツトの数を示す図であ
る。

好ましい実施例の説明 第１図において、本発明の好ましい実施例によ
る高速モデムは図中符号１０により示されてい
る。高速モデム１０は、電話回線１２を介して、
この電話回線１２の反対側の端部の遠隔位置に配
置される同様の高速モデム１０′（図示せず）と
関連して送信機能と受信機能の双方を実行する。
通常は300〜3100Hzのダイアル呼出し電話チヤン
ネルである電話回線１２は、送信路を受信路から
分離するための信号発生器／ハイブリツド１４に
接続する。信号発生器／ハイブリツド１４の中に
は、第３図に関して以下に詳細な説明される送信
信号発生回路も含まれる。

信号発生器／ハイブリツド１４により受信され
る信号は信号抽出器１６に供給される。信号抽出
器１６の内部において、望ましくない送信信号の
それぞれの成分は複合受信波形から除去される。
信号抽出器１６の出力はベクトル限定器１８に供
給される。ベクトル限定器１８は受信正弦波信号
の２つの値を演算する。これら２つの値を以後、
ｘベクトル成分及びｙベクトル成分、あるいは正
弦チヤンネル及び余弦チヤンネルと呼ぶ。ベクト
ル限定器１８の出力は２本の経路に分岐する。一
方の経路は、受信するｘベクトル及びｙベクトル
を密接に適合し、おそらく予期される信号の組合
わせに整合するコンステレータ２０に至る。ベク
トル限定器１８から他方の経路は、基準信号の周
波数、時間及び振幅特性が抽出され、その期待値
と比較され、相応して補正が実行される基準補正
器２２に至る。

コンステレータ２０の出力は、送信及び受信モ
デムの調整と、診断の目的のために必要な性能情
報を抽出する診断分岐器２４に送られる。診断分
岐器２４は、いずれかの周波数チヤンネルが過剰
雑音レベルを示しているか否かを決定するなどの
機能を実行する。診断分岐器２４は、個々のチヤ
ンネルの位相遅延、振幅ひずみ、雑音などの統計
的推定量をさらに発生する。診断分析器２４から
の情報はパケツトとして形成され、シツピング部
２６に送られる。シツピング部２６は送信のため
に情報をパケツトに編成するとともに、情報受信
の場合にパケツトを分解する機能を有する。パケ
ツト交換及び情報のパケツト化自体は、従来のデ
ータ通信技術で良く知られている。ここではパケ
ツト交換方式について説明しないが、本発明の高
速モデム１０の内部の情報は、送信側高速モデム
１０と遠隔位置にある受信側高速モデム１０′と
の間の情報転送を容易にするハウスキーピングデ
ータとともに見出しをそれぞれ含む標準サイズの
情報パケツトの形態で転送されることに注目すべ
きである。内部インターレース誤り補正記号によ
り、誤りを高い確実度で検出することができる。
一般に、誤りは欠陥をもつて受信されたパケツト
の反復送信により補正される。シツピング部２６
と、外界（すなわち、高速モデム１０が接続され
るコンピユータシステム）との間のパケツトは１
つ又は複数のローデイングドツク２８により送受
信される。各ローデイングドツク２８は、データ
ユーザーの機能の正確なインタフエース条件に適
合するように、通常はソフトウエア指令により仮
編成される。たとえば、多数のデータ端子は標準
のRS−232−Ｃコネクタ及び電圧レベルを利用す
る。ローデイングドツク２８の１つはこのような
RS−232−Ｃインターフエースに接続するために
使用されると考えられる。ローデイングドツク２
８は、出力直列データ・ストリームが送信機への
入力として、パケツト交換方式自体により要求さ
れる付加情報の可視度をもつてユーザーに対して
現われるように、ハウスキーピングデータをパケ
ツトから除去し、また、パケツトに追加する。

アンサンブル説明 第２図に関して説明する。本発明の高速モデム
１０のための送信アンサンブル及び受信アンサン
ブルを形成する送信チヤンネル及び受信チヤンネ
ルが概略的に示されている。高速モデム１０は周
波数のアンサンブル３０を送信すると同時に、周
波数のアンサンブル３２を受信する。好ましい実
施例においては、高速モデム１０は４線式電話回
路（すなわち回線２本）又は２線式電話回路（す
なわち回線１本）とともに、動作するように設計
される。４線式回路接続（図示せず）の場合、
300Hzから3KHzまでの全スペクトルを両方向に同
時に利用することができる。２線式の場合（第２
図に示される）には、送信アンサンブル３０と受
信アンサンブル３２との分離は不完全である。従
つて、２つの方向を分離するために周波数分割が
使用される。第２図は、約600Hzから3kHzの帯域
を占める64の異なる周波数から組成される送信ア
ンサンブル３０を示す。第２図に示される受信ア
ンサンブル３２は、約300Hzから500Hzの帯域のみ
を占める比例して狭い帯域幅のものである。この
特定の周波数割当ての設定は、重いデータ流れは
一般に１つの方向に起こり、逆方向の流れは少な
いという統計的事実を利用している。受信チヤン
ネル又は受信アンサンブル３２は、ユーザーデー
タを搬送するとともに、送信パケツトが実際に正
しく受信されたという肯定応答を搬送するために
利用される。肯定応答が受信されなければ、先に
送信されたパケツトアンサンブルが再び送信され
る。

第２図において、複数本の垂直線３４は各アン
サンブルを１秒の１／37.5ずつの、以後は「エポ
ツク」と呼ばれる複数の時間増分に分離する。各
エポツク又はエポツク期間は異なるコードの周波
数アンサンブルを送信するために使用され、その
際、各トーン又は各周波数は複数個のビツトを搬
送するために位相及び振幅に関して符号化され
る。好ましい実施例においては、各トーンは５つ
の情報ビツトにより符号化され、これにより、位
相と振幅の32の異なる組合せ（すなわち、良く知
られている「コンステレーシユヨン」）が形成さ
れる。送信アンサンブル３０を含む複合64チヤン
ネル容量は１つのエポツク、すなわち１秒の１／
37・５の間に最高320ビツトを搬送することがで
きる。これは12000bpsと同等である。しかしな
がら、好ましい実施例においては、送信アンサン
ブル３０のチヤンネル＃32は基準の目的のために
のみ利用される。すなわち、チヤンネル＃32は１
つのエポツクについて最高の強さで送信し、２つ
のエポツクについてオフし、１つのエポツクにつ
いてオンし、２つのエポツクについてオフすると
いう周期的送信を行なう。チヤンネル＃32の振幅
は振幅基準を設定する。チヤンネル＃32の送信の
開始と終了は１エポツクの時間境界を正確に設定
する。さらに、遠隔位置にある高速モデム１０′
により受信されるチヤンネル＃32の周波数は、電
話会社の搬送システムを通過するときにしばしば
起こるヘテロダイン周波数オフセツトを修正する
ために利用される基準情報を提供する。

第２の基準信号３５は戻り受信アンサンブル３
２において全く同様に使用される。４線式回路接
続を有する高速モデム１０を使用する場合、戻り
チヤンネルは、そうでなければ使用されないと考
えられる500Hzから3kHzまでの全帯域幅を占め
る。従つて、４線式接続においては公称で
1200bpsが両方向に同時に可能であり、基準チヤ
ンネル及び内部ハウスキーピング機能のために使
用される容量は小さくなる。高品質ダイアル呼出
し電話回線の場合、本発明の高速モデム１０は
11000bps程度を達成するべきである。しかしな
がら、回線の品質によつてそれが不可能である
（すなわち、障害の存在）ならば、障害を受けた
チヤンネルの一部は切断されてしまうので、チヤ
ンネルごとに1/64の１ずつ正味データスループツ
トは低下される。本発明の高速モデム１０に関す
る正味データスループツトのこの「グレースフ
ル」な劣化は、わずかな障害が正味データスルー
プツトを50％以上低下させる先行技術のモデムに
利用される急激な「ギヤシフテイング」構成と良
い対照を成す。

信号発生器／ハイブリツド 第３図を参照して、信号発生器／ハイブリツド
を詳細に説明する。先に第１図に関連して簡単に
説明したように、信号発生器／ハイブリツド１４
は連続するデジタル値から構成される送信アンサ
ンブル３０を発生し、その各デジタル値は一群の
等価アナログ発振器回路の信号値成分と同一のア
ナログ信号値を表示する。送信アンサンブル３０
を構成する全てのトーンは信号発生器／ハイブリ
ツド１４の内部において共通の水晶発振器３６か
ら取出される。高速モデム１０は実際には受信モ
デムと送信モデムの２台のモデムであるが、水晶
発振器３６は双方の機能に対して主タイミング情
報を提供する。従つて、２台のモデムは完全なタ
イミング関係を維持する。わずかな例外を除い
て、送信モデムと受信モデムとの絶対タイミング
差は、それぞれの電話呼出しの持続時間について
一定のままである長距離電話網の伝播遅延を表示
する尺度である。

水晶発振器３６は、カウンタ３９と関連して高
速モデム１０を通して使用される複数のタイミン
グ信号を提供するタイミング信号発生器３８に接
続されている。以下に説明されるトーンのデジタ
ル値を発生する方法は、先行技術の電子楽器にお
いてトーンのアンサンブルを発生するために採用
される方法と同様である。図示されるような周波
数１から64は時分割読出し専用記憶装置
（ROM）４２と、加算器４４と、正弦／余弦テ
ーブルROM４６との使用によりインターリーブ
方式で発生される。ROM４２の出力は一連のデ
ジタル値である。それぞれの値は周波数のアンサ
ンブルのパルス符号変調（PCM）値を発生する
ために使用される角度増分に対応していればよ
い。標準のPCM方式の場合と同様に、サンプリ
ングされるべき周波数の少なくとも２倍の速度、
すなわち（ナイキスト速度）であるサンプリング
間隔が使用される。ROM４２の内部の64の異な
る場所に、タイミング信号４０から取出されるべ
き64の周波数に対応する複数の増分値４３が記憶
される。各増分値４３は、積分器として動作する
加算器４４において、それまでの和に加算され
る。加算器４４からの下位ビツトは正弦／余弦テ
ーブルROM４６に対する入力アドレス４５を形
成する。タイミング信号４０を構成するパルスは
アドレスカウンタ３９においてカウントされる。
アドレスカウンタ３９の内部の値が順次増分され
るにつれて、ROM４２の異なる場所が順次アド
レスされて、64個の音声又は搬送波のそれぞれを
発生する。

正弦／余弦ROM４６は正弦及び次に連続する
アドレス、余弦に対応する値を含む。高速モデム
１０の内部の信号は２つのベクトル成分を発生す
ることにより送信される。第１のベクトル成分は
正弦値４８であり、第２のベクトル成分は余弦値
５０である。送信されるべきデータは点５２に入
力され、それぞれ５ビツトを含む複数のグループ
に編成される。各５ビツトグループはベクトル座
標の特定の１つの組合せを表示する。５ビツトの
とき、送信には32の別個の値又は複合ベクトルが
要求される。これらのベクトルのそれぞれに関し
て角度及び大きさの選択が理想的であるか否かは
使用される通信回線の性質により幾分左右される
ので、選択肢をパラメータ化し、必要に応じて読
出し専用記憶装置から選択してもよい。このこと
は第３図にスイツチ５４として概略的に示されて
いる。スイツチ５４は、複数個の５ビツト入力
ｘ、ｙベクトル振幅ROM５６の中の１つを選択
する。各ベクトル振幅又はコンステレーシヨン
ROM５６の出力は乗算器６２により受信され
る。乗算器６２の内部において、ｘ値５８は正
弦／余弦ROM４６からの正弦値４８と乗算され
る。その後間もなく、ベクトルROM５６からの
ｙ値６０は乗算器６２の内部において正弦／余弦
ROM４６からの余弦値５０と乗算される（第３
図にはＸ値のみを示す）。このプロセスは、送信
されるべき次の５ビツトにより変調される次の周
波数について繰返される。これは、64の周波数の
全てを使用して320個のビツトが全て送信される
まで継続される。本発明の好ましい実施例におい
ては、サンプル点ごとの時間は非常に短い。１つ
のエポツク期間中に、各周波数は512回サンプリ
ングされる。これは毎秒、周波数ごとに19200個
のサンプル獲得に対応する。

乗算器６２のデジタル出力６４はデジタル／ア
ナログ（DIA）変換器６６により受信される。
Ｄ／Ａ変換器６６はデジタル信号６４をアナログ
値６８に変換する。低域フイルタ７０は望ましく
ない高周波数積を除去し、フイルタを通過したア
ナログ信号７２は次にハイブリツド７４に送られ
る。ハイブリツド７４はアナログ信号を電話回線
１２を介して送信する機能を有する。送信機能に
加えて、ハイブリツド７４は、さらに、２線式回
路の場合に受信信号７６を電話回線１２から分離
する。ハイブリツド７４は、異なる電話回線イン
ピーダンスが発生されるごとにハイブリツド７４
の調節に差を生じるようなブリツジ平衡デバイス
である。ハイブリツド７４に対する大まかな一次
修正はＤ／Ａ変換器８０を介してデジタル信号７
８により提供される。Ｄ／Ａ変換器８０のアナロ
グ出力８２は、送信信号が受信チヤンネルとの間
に最小限の漏話を有するようにハイブリツド７４
の利得を調節する。一次チヤンネル分離メカニズ
ムは、２つの周波数帯域が重なり合わないため
に、送信チヤンネルと受信チヤンネルとの間の周
波数分割であることに注目すべきである。ハイブ
リツド７４の調節は、スプリアスエネルギーの受
信をさらに減少するための二次修正にのみ使用さ
れる。

信号抽出器 第４図に関して説明する。第４図には、信号抽
出器１６の詳細な機能図が示されている。受信信
号７６は信号抽出器１６に入力され、まず、使用
可能なスペクトル通過帯域の外側の余剰周波数を
除去するように構成される帯域フイルタ８４によ
りフイルタ処理される。帯域フイルタ８４の出力
信号８６は乗算器８８においてＤ／Ａ変換器９２
からの乗数信号９０と乗算される。Ｄ／Ａ変換器
９２は受信チヤンネル信号８６全体の振幅を大ま
かに調節するためのアナログ乗算器として動作す
る。乗算器８８における利得調節の後、受信信号
９４は局部発振器乗算器９６に供給される。乗算
器信号９０の振幅値は、Ｄ／Ａ変換器９２への入
力信号が乗算器８８の直線最高限度を越えないよ
うに保証するピーク検出器９３によりＤ／Ａ変換
器９２によつて抑制される。

局部発振器乗算器９６には、送信される周波数
と同様であるが一定振幅の一連の周波数から構成
される複数のトーン９８が供給される。一定振幅
は、電話回線１２の損失によりそこなわれる受信
信号８６の積に対して、各局部発振器のトーン９
９をチヤンネル利得制御増幅器１００において
個々に調節することにより得られる。本発明に独
自の特徴として、64の搬送波のそれぞれに対する
個々のチヤンネル利得特性に関連する情報はチヤ
ンネル利得ランダムアクセス記憶装置（RAM）
１０２に記憶される。RAM１０２の内部に蓄積
され、複数の異なるアドレス１０４に記憶される
情報は、ダイアル呼出し接続開始中に既知の振幅
を送信する搬送波のそれぞれについて個々の利得
測定値から取出される。開始後、受信された値は
いくつかの既知の振幅値の中の１つに量子化され
るので、利得は確実に正確に維持される。各チヤ
ンネル利得調節定数はRAM１０２から同期的に
呼出され、局部発振器信号を処理する利得制御増
幅器１００の利得を瞬間的に調節するために使用
される。これは受信信号９４の強度を変調するこ
とと同等である。

送信信号と受信信号との間に電話搬送システム
に起因する周波数オフセツトが存在することは電
話回線に共通する損失である。信号抽出器１６
は、オフセツト制御信号１０６を増分加算器４４
に導入することにより、電話システムのこのヘテ
ロダインオフセツト誤差を考慮する。先に信号発
生器／ハイブリツド１４に関連して説明したよう
に、ROM４２は局部発振器の周波数１から64に
ついて選択されるべき値を含む。それらの値は割
当てられる送信周波数の間でインターリーブされ
る周波数を発生するために選択される。ROM４
２から選択された周波数は増分加算器４４に供給
される。第２の共通デジタル値、すなわちオフセ
ツト制御信号は、周波数オフセツト制御信号を形
成するために各加算器回路４４に加算される。オ
フセツト制御信号は基準補正器／発生器２２から
取出される。オフセツト制御信号の値は、正弦／
余弦ROM４６の出力（すなわち、正弦値４８及
び余弦値５０）が送信アンサンブル３０のそれら
の値に厳密に整合するように正確に決定される。
これは、実際には、基準周波数（すなわち周波数
＃32）がその正確な予想値に達するまで基準周波
数を変化させることにより達成される。好ましい
実施例においては、この方式により、電話システ
ムにおいて可能であると考えられるより大きいプ
ラス18Hz又はマイナス18Hz程度の大きなヘテロダ
インオフセツトの補正が可能である。この広いヘ
テロダイン補正範囲は、より大きな周波数オフセ
ツトが発生しうる単側波帯無線チヤンネルにおい
て有用である。また、移動局がドツプラーシフト
を発生させるような無線チヤンネルを採用する状
況においても有用である。

ベクトル限定器 第５図に関して説明する。第５図には、ベクト
ル限定器１８の詳細な機能図が示されている。ベ
クトル限定器１８は整合フレームコヒーレント検
出を実行するために使用される。ベクトル限定器
１８に対する入力信号１０８は信号抽出器１６か
ら受信される。各サンプルは既に局部発振器／乗
算器９６により乗算されており、従つて、積分さ
れるべきそれぞれ異なる周波数を表示する。各信
号１０８は推定値のデジタル値であるので、積分
は容易に実行される。入力信号１０８は複数個の
サンプル積分器１１０に印加される。サンプル積
分器１１０は、実際には、それぞれ別個の搬送波
又は周波数に対する個々の正弦積分器１１２及び
余弦積分器１１４（すなわち好ましい実施例の場
合には64個）から構成される。当然のことなが
ら、信号１０８は無関係のチヤンネル並びに所望
の特定のチヤンネルからのエルネギーを含むの
で、各サンプル積分器１１０に印加される信号の
中には多くのバツクグラウンドノイズが存在す
る。この形態の検出プロセスの基本となるのは、
所望の信号エネルギーは正弦積分器１１２及び余
弦積分器１１４の内部においてそれぞれ別個の積
分加算値と加算され、一方、望ましくない信号
（少なくとも特定の積分器に関して）は直交して
発生するという前提である。すなわち、望ましく
ない信号は、正弦積分器１１２及び余弦積分器１
１４における値に時に加算され、統計学に基づけ
ばそれと全く同じ頻度でそれらの値から減算され
る。これは、所望の信号を雑音から抽出すること
を可能にする多数のサンプルを使用することであ
る。積分プロセスの後、積分器１１２及び１１４
からの出力信号は複数個のバツフア１１６を通過
する。

先に簡単に説明したように、基準周波数（すな
わち、好ましい実施例においては周波数＃32）は
１エポツクについて全振幅でパルス発生され、２
エポツクについてゼム振幅でパルス発生される。
基準チヤンネルのこのパルス発生の端部は、サン
プル積分器１１０により必要とされる基本タイミ
ング情報、すなわち、いつスタートし、いつダン
プすべきかを提供する。しかしながら、タイミン
グ、より適正にいえば位相ひずみに関連して解決
されなければならない二次的な問題がある。本発
明の高速モデム１０においては、各エポツクの持
続時間は約26.7ミリ秒である。電話回線の位相遅
延は一般に２ミリ秒以上である。さらに、この位
相遅延は3kHz通過帯域の端部の付近では著しく
悪化する。従つて、各積分器１１０（すなわち、
正弦積分器１１２及び余弦積分器１１４）が同時
に始動した場合、通過帯域の端部に位置するチヤ
ンネルは、通常、最大移相誤差を示すであろう。
積分器１１０によつては値の誤差が10％にもなつ
てしまう（すなわち、そのような積分器１１０は
その値の10％もの部分を先のエポツク期間からの
エネルギーからのものとして含む）ことは明らか
である。そのような位相ひずみは、ここに記載さ
れるような高性能モデムにおいては許容されな
い。

3kHz通過帯域にわたつて変化するこの位相ひ
ずみを補正するために利用される方法は、64の搬
送周波数のそれぞれの基準チヤンネルに関するれ
位相遅延の測定値を位相補正係数として使用する
ものである。これにより、各サンプル積分器１１
０が各エポツクの時間境界で正確に始動され、停
止されたかのように、64の搬送波のそれぞれにつ
いて別個に補正係数を発生することができる。従
つて、ベクトル限定器１８の一部は第５図に示さ
れるように位相ひずみ補正器として機能する。位
相ひずみ補正プロセスは、積分器１１２及び１１
４からの先行値を維持するために各バツフア１１
６の出力を遅延線１１８を介して送ることによつ
て始まる。積分器１１２及び１１４からの実際値
は複数個の乗算器１２０において複数の個々補正
数１２２と個々に乗算される。各補正定数１２２
の値（すなわち、第５図のK1からK64）は、電
話接続が最初に成立する時点又は「ホツト」再始
動（たとえば、誤差率が許容限度を越えた後の再
始動）の時点で自動的に決定される。本発明の高
速モデム１０の好ましい実施例においては、通過
帯域位相ひずみを測定するために使用される方法
は、１エポツクについて２つおきに搬送波をター
ンオンし、次に後続するエポツクに含まれるエネ
ルギーを測定するものである。後続するエポツク
の間に「ハンギングオーバー」エネルギーはエポ
ツクタイミング決定の使用される基準チヤンネル
に対する位相遅延を表わす尺度である（すなわ
ち、位相遅延に直接比例する。） 従つて、乗算器１２０の出力は複数個の減算器
１２４においてバツフア１１６から受信される値
から遅延線１１８により先のエポツクから適切に
遅延される。本発明の好ましい実施例において
は、遅延線１１８は実際にはランダムアクセス記
憶装置として構成される。すなわち、値は実際に
はランダムアクセス記憶装置に記憶され、適正な
時点で呼出されて、従来の遅延線の機能を有効に
実行する。位相ひずみ補正プロセスは図示される
ようにエポツクごとに起こる。許容しうる精度を
得るには、毎秒約4800回の補正で十分である。

位相補正ｘ値１２６及び位相補正ｙ値１２８
は、それ以降の処理のための極座標値を発生する
ことが求められる。半径ベクトルの大きさは二乗
演算１３０と、二乗値の和１３２と、ｘ成分及び
ｙ成分の二乗値の和について実行される平方根演
算１３４とにより計算差される。実際には、それ
らの動作は計算又はルツクアツプROMに記憶さ
れるテーブルの使用により実行されればよい。同
様に、半径ベクトルの角度はｘ値をｙ値で除算し
たもののアークタンジエントを計算することによ
り決定される。ｘ成分のｙ成分による除算は動作
１３６において実行され、アークタンジエントは
動作１３８において決定される。除算動作とアー
クタンジエント決定の双方は期待値をルツクアツ
プテーブルROMに記憶することにより又は演算
により実行されればよい。

漏〓低減回路 第６図に関して説明する。第６図には、オプシ
ヨンの漏話低減回路の全体が図中符号１４０によ
り示されている。漏話低減回路１４０は、１つの
周波数搬送波から隣接する周波数搬送波の中へ
「リーク」信号に対して第２レベルの補正を提供
する（隣接するチヤンネルを越えて漏話が発生す
ることはありえるが、隣接チヤンネル間の漏話は
主要な成分である）。当然のことながら、チヤン
ネル間漏話を最少限に抑えるために、個々の搬送
波帯域の中心は約37.5Hzずつ離間している。第６
図には、64の周波数搬送波のグループ全体を代表
するものとして、２つのベクトル（すなわちｘ１
１，ｙ１１，ｘ１２，ｙ１２，ｘ１３，ｙ１３）
をそれぞれ有する３つの代表周波数が示されてい
る。各ベクトルはRAMバツフア１４２に記憶さ
れる。この値はRAMバツフア１４４に記憶され
る補正係数Ｋと乗算される。実際の補正は複数個
の加算器１４６において行なわれる。従つて、回
路１４０は、概念の上ではベクトル限定器１８に
利用される位相補正回路と同様の方法で達成され
る程度の漏話低減を提供する。すなわち、最初の
電話接続の時点で、１エポツクについて２つおき
に周波数チヤンネルが全振幅でターンオンされ
る。その他の休止する隣接するチヤンネルにおい
て検出されるエネルギーの大きさは隣接チヤンネ
ル漏話に比例し、基準として使用される。次に、
この情報はRAMバツフア１４４に記憶され、補
正係数Ｋを形成するために使用され、補正係数Ｋ
はベクトル限定器１８の位相ひずみ補正回路の出
力と乗算され、次にそれから減算（負加算によ
り）される。このプロセスは、RAMが特定の電
話接続についていずれか１つのチヤンネルから隣
接チヤンネルへの隣接チヤンネル漏話の大きさを
記憶するまで、64本のチヤンネルのそれぞれにつ
いて繰返される。

漏話低減回路１４０は、補正済みｘ値１２６及
び補正済みｙ値１２８について動作する位相ひず
み補正回路の後、ベクトル限定器１８の矩形／極
変換回路の前に配置される。

２つのベクトル（ｘ１，ｙ１，ｘ２，ｙ２，…
……，Ｘ６４，ｙ６４）として搬送される64の搬
送波のそれぞれは、対応する出力ベクトルｘ１′，
ｙ１′，ｘ２′，ｙ２′，………，ｘ６４′，ｙ６
４′を発生するために漏話低減回路への入力を形
成する。

基準補正器／発生器 第７図に関して説明する。第７図には、本発明
の高速モデム１０のための基準補正器／発生器２
２の全体が図中符号２２により示されている。基
準補正器／発生器２２は、ベクトル限定器１８の
サンプル積分器１１０がエポツクの境界で正確に
積分を開始し、リセツトするように、入力タイミ
ング情報を使用する。基準補正器／発生器２２に
対する基本入力は基準信号２０２（すなわち、好
ましい実施例においては搬送周波数32）である。
ランダムスタート位置から、基準信号２０２のエ
ネルギーは３つの連続するエポツクに関して測定
される。適正にタイミングが決定されている場
合、中心のエポツクはエネルギーの全てを含むは
ずであり、第１の（すなわち早い）エポツクはゼ
ロエネルギーを含むはずであり、最後の（すなわ
ち遅い）エポツクはゼロエネルギーを含むはずで
ある。モジユーロー−３カウンタ２０４はAND
ゲート２０６、ANDゲート２０８及びANDゲー
ト２１０を順次開成する。モジユーロー−３カウ
ンタ２０４の決定に従つてANDゲート２０６，
２０８及び２１０が「オン」であるとき、エネル
ギーは早期ゲート２１２，後期ゲート２１４及び
正規ゲート２１６にそれぞれ蓄積される。入力信
号２０２がモジユーロー−３カウンタ２０４に関
して適正にタイミング決定されているならば、全
てのエネルギ−は正規ゲート２１６の内部にあ
る。正規ゲートインターバルからの出力は、エポ
ツク積分期間の開始と終了をマークするためにベ
クトル限定器１８のにより使用されるタイミング
信号２１７を形成する。

閾値検出器２１８及び閾値検出器２２０は、早
期ゲート２１２及び後期ゲート２１４に受信され
たエネルギーを蓄積する。いずれか一方の値が所
定の閾値を越えると、共通計数チエーン２２２に
より非常に大まかな調節が実行される。しかしな
がら、高速モデム１０が最近同期状態にあつた場
合又は早期ゲート２１２及び後期ゲート２１４の
エネルギーが十分に少ない場合には、漸進的な位
相ずれ補正のみが要求される。これは、第８図に
示されるように、電圧制御発振器２２４による計
数チエーン２２２への補正入力によつて実行され
る。ただし、処理の全てがデジタル領域の内部で
行なわれるわけではなく、Ｄ／Ａ変換器２２６
は、わずかな短期間摂動に影響されない長期間定
数補正を発生するような、電圧制御発振器２２４
の発振周波数に対する帰還補正のために、減算器
２２８からデジタル入力を受信する。

コンステレータ 第６図に関して説明する。第６図には、コンス
テレータ回路２０の詳細な機能図が示されてい
る。コンステレータ２０の機能は、ベクトル限定
器１８から得られる位相値及び振幅値を分析し、
それらの位相値及び振幅値（すなわち限定された
ベクトル）を特定のデータパターンに対応する。
ROMに記憶された最も近い値（すなわちコンス
テレーシヨンベクトル）と整合させることであ
る。これは最近接適合テーブル索引プロセスであ
る。さらに詳細にいえば、本発明の好ましい実施
例においては、位相情報は１つのエポツクｔと次
のエポツクとの位相の差を測定することにより復
号される。差動位相ずれ変調の方法を利用するこ
とにより、64本のチヤンネルのそれぞれについて
非常に長い期間にわたり正確且つ絶対的な位相関
係を維持する必要はなくなる。

第８図において、特定の１つのエポツクに対す
る位相信号２５２はベクトル限定器１８から得ら
れる。先行エポツクからの位相信号値は時間遅延
RAM２５４に記憶される。現在のエポツクと先
行エポツクとの位相差は減算器２５６において計
算される。次に、差信号２４８は位相ドリフト補
正器２６０に供給される。位相ドリフト補正器２
６０は、先に除去されなかつた二次ドリフトの全
てを考慮するために基準補正器／発生器２２から
得られる位相補正信号（図示せず）に関して差信
号２５８を少量だけ補正する減算器である。

その後、補正された位相値２６４は、ベクトル
限定器１８から取出される振幅値２６６とともに
コンステレータROM２６８に供給される。
ROM２６８の内部における対の値の比較は、そ
の後取出された振幅値２６６及び補正された位相
値２６４との間で実行される。ROM２６８内部
に記憶される最近接位相角２７０及び最近接振幅
値２７２は、特定のデータパターンに対応する特
定のベクトルを形成する。高速モデム１０の好ま
しい実施例においては、各データチヤンネルの各
エポツクで５ビツドが符号化される。従つて、32
対の振幅値及び位相値、すなわち32個のベクトル
がROM２６８の内部に記憶されている。簡単な
アルゴリズムが整合を実行し、１つのデータパタ
ーンを出力する。記憶されるベクトル対のいずれ
もが受信され、限定されたベクトルと整合しない
場合又は受信されたベクトル値が記憶値から余り
に離れている場合に、結果として誤りが生じるこ
とは明らかであろう。１つの誤りを別として、本
発明の高速モデム１０は記憶された角度と受信さ
れた角度との角度差又は位相差の誤りを監視する
機能を有する。記憶された振幅と受信された振幅
との差についても同じことがいえる。この情報は
高速モデム１０の性能の診断分析及び電話接続の
特性の分析には重要である。第８図によれば、最
近接位相角２７０と測定（すなわち受信）位相角
２６４は位相減算器２７４により受信される。そ
の後、位相誤り信号２７６は誤り監視のために利
用される。高レベルの位相誤りは、１本又は複数
本のチヤンネルが高い確率で誤りを有するため
に、それを無視すべきであるという情報を提供す
る。この論理は、個々のチヤンネル性能特性を含
むパケツトを接続されるモデム１０′に送信する
マイクロプロセツサ（図示せず）において提供さ
れる。同様に、最近接振幅値２７２と取出された
振幅値２６６は振幅減算器２７８に供給される。
振幅差が計算され、その後、振幅誤り信号２８０
は個々のチヤンネル利得値１０４を修正するため
に利用される。

パケツト送信 第９図に関して説明する。第９図には、パケツ
ト３００及びパケツト３００′の形態で送信側モ
デム１０とそれと対をなす受信側モデム１０′が
示されている（図解を容易にするため、モデム１
０′の中でモデム１０の同等の構造に対応する構
造は図中符号の後に′を付して示される。）ハウス
キーピング情報とユーザーデータの双方が送信さ
れる。ハウスキーピングは、使用不可能なチヤン
ネル周波数の限定及び誤り検出検査合計の故障な
どの情報を含む。誤り検出検査合計（たとえば周
期冗長検査）は、データ送信全体をほぼ誤りなく
確保するために使用される。図中符号２８により
示される複数の別個のローデイングドツクに接続
される複数のデータ源からの信号をマルチプレク
スするときに、付加ハウスキーピング情報が必要
とされる。各ローデイングドツク２８は独自のア
ドレス値を有し、本発明の好ましい実施例におい
ては、ローデイングドツクは０から15まで番号づ
けされる（後述する４ビツトアドレスにより設定
される）。第９図において、特定のローデイング
ドツク０（LD0）は図中符号３０２により示され
ている。同様に、特定のローデイングドツク１及
び２（LD1及びLD2）は図中符号３０４及び３０
６にそれぞれ示されている。モデム１０の内部の
各ローデイングドツク２８は、モデム１０′の内
部の対応するローデイングドツク２８′と物理的
に接続されるような錯覚（すなわち「仮想」接
続）を与える。すなわち、ローデイングドツク３
０２はローデイングドツク３０２′に接続される
かのように動作する。同様に、ローデイングドツ
ク３０２及び３０６はローデイングドツク３０
４′及び３０６′とそれぞれ物理的に接続されるか
のように動作する。モデム１０の内部の内部アド
レスされるパケツトは仮想ローデイングドツク３
０２から仮想ローデイングドツク３０２′へ送ら
れる。データのパケツト化により複数のデータ源
を効率良く送信することができ、各データ源は時
に応じて異なるデータ転送速度を有することがで
きる。さらにデータをパケツト化することによ
り、補正不可能な経時変化摂動を受ける通信チヤ
ンネルであつても、有効にデータを送信すること
ができる。

第１０Ａ図には、送信チヤンネル３０の２つの
別個のエポツク期間の瞬間的状態が示されてい
る。モデム１０からモデム１０′に至る情報は64
の周波数のアンサンブルの形態で搬送される。先
に簡単に説明したように、各周波数搬送は５ビツ
トを含むために３２の状態に（位相及び振幅）変
調される。従つて、各エポツクはそれぞれ５ビツ
トから成る64の搬送波を送信し、総ビツト数は３
２０である。

第１０Ａ図において、本発明の好ましい実施例
においてデータには使用されないが、同期化のた
めに使用されることを示すために、周波数３２は
黒く塗りつぶして示されている。図解のために、
隣接する電話ワイヤケーブルからの漏話によつて
データチヤンネルとしては欠落した周波数３７も
黒く塗りつぶして示されている。さらに、周波数
６３及び６４も、過剰雑音（通過帯域の端部に発
生される）のために同様にデータを搬送するアン
サンブルから欠落しているので、黒く塗りつぶし
て示されている。

第１０Ｂ図には、逆方向アンサンブル３２が示
されている。本発明の好ましい実施例において
は、通常300Hzから500Hzの帯域に配置される９つ
の搬送波は逆方向チヤンネルを構成する。逆方向
チヤンネル３２においては、送信チヤンネル３０
と同様に、各搬送周波数は５ビツトを搬送する。
第１０Ｂ図に示される逆方向チヤンネル３２の場
合、周波数７３は基準の目的のために利用される
ので黒く示され、すなわちデータ送信に利用する
ことはできない。

第１１Ａ図は第１０Ａ図のアンサンブルからの
出力データ・ストリームの連続図である。アンサ
ンブル３３０及びアンサンブル３３１はエポツク
ｉとエポツクｉ＋１の中でそれぞれ送信される。
アンサンブル３３０及び３３１の連結は、好まし
い実施例においては合わせて640のビツトを含む
単一のパケツト３３４を構成する。パケツトの長
さが増すにつれて、各パケツトと関連するオーバ
ーヘツド機能に起因する正味データ転送速度の損
失は減少される。

第１１Ｂ図には第１１Ａ図の640ビツトパケツ
トの内部構造が示されている。第１のデータグル
ープは、好ましい実施例においては能動通話側の
ローデイングドツクに独自に割当てられる４ビツ
トアドレス３４６である。第１１Ｂ図において、
ローデイングドツク３０２のアドレス（すなわち
0000）は第１のアドレスフイールド３４６の中に
あると考えられる。パケツト３３４の内部では、
ローデイングドツクアドレス３４６の後に、ロー
デイングドツク３０２により受信されるべきパケ
ツトのデータ部分の中に含まれる４ビツトグルー
プ、すなわち「ニブル」の数に対応するフイール
ド３４８がある。能動通話側の全てのローデイン
グドツクの独自のアドレス３４６に続いて、実際
のデータフイールド（後述する）の中に見出され
る４ビツトニブルの数を指示するフイールド３４
８がある。本発明のモデム１０の好ましい実施例
においては全てのフイールド３４８は８ビツトを
含む（８ビツドとすることにより、256の４ビツ
ドニブル、すなわち1024ビツドのデータをドツク
ごとに送ることができる。１パケツトは合わせて
わずか640ビツドであるので、８ビツトフイール
ドで十分なことは明らかである）。終端３５０は
連続して交番するローデイングドツク３４６及び
ニブルフイールド３４８の終了を指示する。終端
３５０は、存在しないローデイングドツクのアド
レスを構成する４ビツトを含み、それにより、送
るべき情報を有するローデイングドツク２８のス
トリームケの終了を受信側モデム１０′に通知す
る。

終端３５０に続いて、２ビツトモジユーロ−４
シーケンス番号３５２（すなわち０，１，２又は
３）がある。これに続いて、正しく受信された最
新のパケツトのシーケンス番号のために予約され
る別の２ビツトフイールド３５４がある。動作
中、各パケツトには独自のシーケンス番号又は通
し番号３５２が割当てられる。シーケンス番号３
５２はモジユーロ−４パターンで送られる各パケ
ツトについて１つずつ増分し続ける。フイールド
３５４は正しく受信された最新のパケツトの２ビ
ツトシーケンス番号を含むので、フイールド３５
４の内容は肯定応答として使用される。フイール
ド３５４が送信された最後のパケツトのシーケン
ス番号以外の値を含む場合、送信側モデム１０は
最後のパケツトを再び送信しなければならない。

フイールド３５４に続いて、複数のデータフイ
ールド３５６がある。各データフイールド３５６
は特定の１つのローデイングドツク３４６に対応
し、フイールド３４８の内部のデータのニブル数
を正しく含む。本発明の先行技術のモデムに比べ
て重要な面は、データフイールド３５６を分離す
るために別個の見出しを必要としないことであ
る。これは、モデム１０及び１０′がパケツトを
厳密にエポツクの境界で送信するために完全に周
期されるからであり、パケツトの見出し情報（す
なわちフイールド３４６及び３４８）は期待され
るデータビツトの数を正しく受信側モデム１０′
に通知するので、各データフイールド３５６は隣
接するフイールドから識別される。本発明のモデ
ムの先行技術を比べて重要なもう１つの面は、一
連のデータ入力（すなわち異なるローデイングド
ツク２８からの入力）をマルチプレクスされる各
チヤンネルについて目に見える遅延時間をできる
限り短くしてマルチプレクスする能力である。こ
の結果は、本発明のモデムにおいては各データ源
について別個のパケツトを必要とせず、情報はバ
ツフアを充填するために待機するのではなく、各
ローデイングドツクから利用可能となつたときに
送られるために達成される。

本発明の高速モデム１０の標準パケツトの中に
はさらに２つのフイールドがあるる。データフイ
ールド３５６に続いて周期冗長検査３５８
（CRC）がある。モデム１０の適切な誤りのない
性能を確保するには16ビツト又は24ビツトの
CRCで十分である。最後に、パケツト３３４が
合わせて340ビツトを有するように、CRCに充填
フイールド３６０が付加される。

第１１Ｃ図には、本発明の好ましい実施例によ
る仮定上のパケツトの略図が示されている。第１
のフイールドは４ビツトから成るローデイングド
ツクアドレスフイールド３４６である。次のフイ
ールドは、先に指示されたローデイングドツクに
より送られるデータのニブル数を限定する８ビツ
トフイールド３４８である。第１１Ｃ図において
はフイールド３４６及び３４８が繰返されてい
る。この例では、２つのローデイングドツク２８
のみが送るべき能動データを有する。フイールド
３４８に続いて、最後のフイールド３４８の終了
を限定する４ビツトフイールド３５０がある。フ
イールド３５０の後にシーケンスフイールド３５
２及び肯定応答フイールド３５４（それぞれ２ビ
ツト）がそれぞれ続いている。パケツト３３４の
中の次の順番は２つのデータフイールド３５６で
あり、第１のフイールドはそれぞれ４ビツトから
成るデータの５つのニブル（すなわち、第１のロ
ーデイングドツク送信データからの合わせて20ビ
ツト）であり、第２のフイールドはそれぞれ４ビ
ツトから成るデータの６つのニブル（すなわち第
２のローデイングドツク送信データからの合わせ
て24ビツト）である。24ビツトのCRC３５８が
データフイールド３５６に続き、最後に、540ビ
ツトフイールドが640パケツトを充填する。

第１１Ａ図、第１１Ｂ図及び第１１Ｃ図に示さ
れるパケツト３３４の配置においては、パケツト
は１エポツクおきに１つずつ送られ、部分的に充
填された複数のパケツトが送られることに注意す
べきである。これにより、パイプ充填遅延時間は
確実に最少限に抑えられ、パケツトの使用可能な
データ部分の終端で発生したならば再送信を要求
するようなあらゆる誤りの効果は除去される。こ
の構成は、電話回路１２がいくつかの欠陥周波数
チヤンネルを含む場合の高速モデム１０の使用を
簡単にする。雑音又はその他の理由により１本の
周波数チヤンネルが使用不能になると、単一の周
波数搬送波が欠落し、従つて、正味データ転送速
度は１エポツクにつき５ビツト、すなわち１パケ
ツトにつき10ビツトとなる。

遠隔診断 本発明の高速モデム１０の大きな利点の１つ
は、電話チヤンネルを従来は実際に不可能であつ
た程度まで完全に特性づけること及びそのように
測定された複数個の障害のそれぞれを有効に補正
することができる点である。この情報はコンステ
レータ２０の内部で、特に位相減算器信号２７４
及び振幅減算器信号２７８により発生される。こ
の情報は上述の仮想ローデイングドツク２８の概
念によつて容易にアクセスされる。仮想ローデイ
ングドツク３０２（LD0）は、一方のモデム１０
の性能データを別のモデム１０′に対して交換す
るために、遠く離れた対応するローデイングドツ
ク３０２（LD0）にパケツトを送る能力を有す
る。

従つて、本発明の各モデム１０（又は１０′）
は完全な一組の測定値を別の同様のモデムと交換
することができる。搬送波として使用される周波
数のそれぞれに対して、振幅、位相遅延、雑音及
び周波数オフセツトを限定する個々の測定値が存
在する。この構成は送信側モデムと受信側モデム
との間で性能情報を交換するとともに、第３の遠
隔モデムとの間で交換するのに有効である。この
目的のために、独立する診断チヤンネル（図示せ
ず）を使用することができる。この独立する診断
チヤンネルは別個の電話回路から構成され、AT
＆Ｔ１０３Ａのような先行技術の従来の300bps
周波数シフトモデムを使用してもよい。AT＆Ｔ
級のモデムは自動応答及び自動ダイアルを採用
し、遠隔診断センターからの入力呼出しは仮想ロ
ーデイングドツク送信診断データからパケツトを
読出すように接続することができる。診断情報が
交換されている期間中にダイアル呼出し接続が存
在するので、同じ余分の電話回路を共用し、本発
明の電話回線又はモデム１０の整備を補助するた
めの音声通信回路として使用してもよい。ただ
し、２線式ダイアル呼出し電話回路にわたつて
9600bpsを越えるデータ転送速度での完全な二重
動作という基本的な目的を達成するためには、そ
のようなオプシヨンの診断電話回路の使用は全く
不要である。しかしながら、これは本発明の高速
モデム１０の興味ある利点である。

説明を明瞭且つ容易にするために、以上、本発
明の特定の実施例を説明したが、本発明の範囲は
以下に記載される請求の範囲により判断されるべ
きものである。本発明が適用される技術分野の当
業者は、ここで説明される論理プロセスを実行す
るための１台又は複数の台のマイクロプロセツサ
の使用を含めて、好ましい実施例の構造変形を伴
なつて本発明を実施することができることは明白
である。以下の請求の範囲内のそのような同等の
変形は全て本発明の一部を成すと考えられるべき
ものである。