JPS61501063A - パケット化アンサンブルモデム - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 パケット化アンサンプルモデム 発明の背景 発明の分野 本発明はデータ通信の分野に関し、特に高速全二重モデムとして適用される。

先行技術の説明 従来、電話回線は音声通信を搬送するのみであったが、長年を経て現在はデジタ ルデータを電話網を介して搬送することは一般的になっている。しかしながら、 この開発は大きな技術的制限及び障害を伴なっていた。たとえば、通常の：ダイ アルアップ二電話回線の帯域幅はわずか約３キロヘルツ（ｋＨｚ）であり、これ は回線のデータ転送速度の上限となる。ざらに、ダイアル呼出しネットワークの 障害又は性能限界は、ネットワークの高速でデジタルデータを確実に転送する能 力を著しく制限した。たとえば： ・電話回線は周波数ひずみ、すなわち、利用可能な３ｋＨ７帯賊幅の両側の高周 波数及び低周波数の減衰に影響される。

・利用可能な３　ｋＨ２帯域幅の両側の各周波数成分について位相ひずみ、すな わち時間遅延の差が存在するのが普通である。

・受信される成分周波数を送信される成分周波数に関してシフトするヘテロダイ ンオフセットが発生されることが多い：口れは電話会社のへテロダイン発系器間 の周波数偏差に起因する。

・撮幅ひずみは一般的であり、電話会社のへ、／Ｄ変換器の非直線増幅により発 生されることが多い。

・パルス雑音は一般的であり、回線「ヒツト≦　（すなわち電撃）又は他の電話 回路からのダイアルこクリック。

に起因することか多い。

・漏話はまれな現象ではない：漏話は１本の回線から別の回線への音声の「リー キング」で必る。

・搬送波の位相飛越しくすなわら、時間遅延又は位相の瞬間的変化）は一般的で ある。

・振幅飛越しくすなわら、一般にマイクロ波リンクの交互切替えの結果としての １辰幅の瞬間的変化〉は一般的で必る。

・ガウス１ｇは常に存在し、全ての電気系統を防げる障害である。

・非常に長い距離の音声通信を可能にするために電話会社によりエコー抑制器が 設置されるが、長距離データ二方向通信に際してはエコー抑制器をディスエーブ ルしなければならない。

・通常、高速モデムは幾分のハイブリッド損失、すなわち送信信号の一部の局部 受信機チャンネルへの望ましくない復帰を受【プる。

・電話回線におけるエコーは、通常は長距離通信において起こる送信信号の受信 側チャンネルへの復帰という現象である。

・衛星遅延は、電話信号が静止４１星に向けて発生されたときに進む距離によっ て発生する遅延（Ｊ起因するもう１つの回線障害である。

以上のものに加え、たとえば＠秒９６００ピッ（〜（９６００ｂｐｓ　）でのデ ジタルデータ遠隔通信を考えるときには他のいくつかの要因を考慮に入れなけれ ばならない、まず、ダイアル呼出し回線について帆叉玉９６００ｂｐｓを達成す ることは実際に前例をみない。電話回線について確実に９６００ｂＤＳを得るた めには、調整が必要でおる場合が多い、調整回線は、ユーザーがプレミアムを支 払い、電話会社により回線の雑音特性が低く（又は注文通りに）なるように保証 される回線である。

調整は高速モデムメーカーの仕様に合わせて行なわれ、ダイアル呼出し回線につ いて調整を得ること（すなわち、全ての回線を調整すること）は不可能でおる。

第２に、９６００ｂｐｓの全二重動作は、先行技術のモデムの場合、２本の回線 くすなわち４線）を利用しなければ得られず、１本のチャンネルや、ダイアル呼 出し回線については全く得ることができない。第３に、調整回線について９６０ Ｑ　ｂｐｓを達成するよう動作する先行技術のモデムでは、損傷が存在するとき は性能は穏やかに劣化しない。

すなわち、調整回線は障害ゼロを保証せず、統計的に見て障害の確率を低下させ るにすぎない。しかも、先行技術の９６００ｂｐｓモデムに不可避の現象である 雑音が発生すると、モデムは、確実な通信が再び成立されるまで、送信データ速 度を７２００ｂｐｓ、４８０Ｑ　ｂｐｓ、２４００ｂｐｓ　、１２０Ｑ　ｂｐｓ と次々に落としていくのが普通である。しかし、電話回線の障害は特定の周波数 帯域幅に限定されることが多く、従って、正味データ速度を通常二分の−又は四 分の−まで減少することは不要であり、利用可能な電話通過帯域の無駄使いとな る。

先行技術の高速デジタルモデムの１つは、Ｇ　ａｎｄａ　ｌ　ｆ［）ａｔａ　、 Ｔ　ｎｃ、　’ＩＩ造の５Ｍ９６００Ｓｕｐｅｒ　Ｍｏｄｅｍである。５Ｍ９６ ００は公称では、ダイアル呼出し回線を介して動作することができる全二重９６ ００ｂｐｓモデムである。しかしながら、５Ｍ９６００のデータシートは回線の 調整を勧告している。障害が存在するとき、５Ｍ９６００はその送信データ速度 を４８００ｂｌ）Ｓ又は２４００　ｂｐｓまで「ギアシフト１、すなわち低下さ せる。

ざらに、５Ｍ９６００は１本のチャンネルを介して９６００ｂｐｓで全二重動作 することはできず、１本のチャンネルしか利用できない場合には逆方向チャンネ ルとして利用可能なスペクトルの一部を割当てなければならず、あるいは、第２ の回線（すなわち合わせて４線）を全二重動作のために利用しなければならない 。ざらに、５Ｍ９６０Ｑは通過帯域内の単一の又は複数の余剰トーンを迫理する ことができない。

先行技術の最も一般的な等キルの９６００ｂｐｓデジタルデータモデムはＡ　’ Ｔ　＆　Ｔから市販されている（モデル２０９６Ａ）。この等級のモデムはパル ス雑音（すなわち、ダイアルクリック及び電撃）に対してきわめて敏感である。

しかし、５Ｈ２の周波数ヘテロゲインオフセットを許容し、９６００ｂｐｓを得 るために調整回線の使用を必要とする。ざらに、この等級のモデムは漏話に対し てきわめて感度が高く、装置は誤り抑制の能力を全く有していない。

Ｒｏｂ　ｉ　ｎ５Ｏｎ他の米国特許第３．７０６．９２９＠には、モデム／ボコ ーダ組合せ、パイプラインプロセッサが記載されている。Ｒｏｂ　ｉ　ｎ５ｏｎ においては、モデム機能は１６本の周波数分割マルチプレクスチャンネルを使用 して実行され、データは各チャンネルに沿って各搬送波の位相シフトキーインク 変調によって搬送される。しかしながら、Ｒｏｂ　ｉ　ｎ５ｏｎは全二重動作を 達成するために逆方向チャンネルとして４線式回路又は全く別の回線を必要とし 、回線の調整は高いデータ転送速度を得るために不可欠である。

Ｋｅａｓ＋ｅｒ他の米国特許第４，２０６，３２０号には、交換網と組合せて動 作するのに適する高速モデムが記載されている。しかしながら、Ｋｅａｓｌｅｒ は全二重動作を得るために、全く別の逆方向チャンネルを必要とする。ざらに、 情報を周波数分割マルチプレクス方式で搬送するために３２の搬送波を利用する 一方で、Ｋｅａｓｌｅｒは、符号間ひずみの効果を最小限に抑えるために各変調 副期間の開始時と終了時に「ホール」すなわら遅延を形成する効率の悪いメカニ ズムを採用する。変調期間の短縮により、隣接するチャンネルの間に望ましくな い漏話が発生する。

その他のいくつかの面は、上述のものを含めて先行技術の全ての高速デジタルデ ータモデムを役に立たなくしでいる。先行技術のモデムは、いずれも、同期シス テムと非同期システムの双方で機能することができない。同期送信は電話回線を 介するデータ通信の旧式の標準形態である。しかしながら、パケット化形態の非 同期通信はモデムの誤り性能を著しく改善する。パケット送信においては、デー タは複数のブロック（たとえば、それぞれＯから２５６個の文字）に形成され、 それらのブロックは自蔵パケットとして送信される。各パケットはフレーミング 、経路指示、誤り検出などのためのハウスキーピング情報を含む。このハウスキ ーピング情報はパケットの児出しフィールドを後書きフィールドに配置される。

この数年間に、パケット切替え通信の国際規格−国際規格機ｌＸ、２５が前例に なく迅速に採用された。Ｘ。

２５はマルチレベルプロトコルであり、その低レベルのみが瑛在明確に定義され ているデータ自体の送信を取扱っている。明白なインターネット通信に関して× ７２５のプロトコルと矛盾しない能力をもつ高速モデムを有することは大きな利 点である。ざらに、Ｘ、２５Ｄ外五プロトコル（各コンピュータ会社はＸ、２５ に先立って独自のプロトコルを定めている）を利用してインターネットを介して 通信することができるモデムをｉする口とも大ぎな利点である。パケット交換網 と両立しく′８うまでもなく、複数パケット交換インターネットプロトコルに適 合し）、同期モードと非同期モードの双方で信号マルチプレキシングを介して同 時に動作するような先行後（・トｉの高速デジタルデータモデムは存在しない。

以上に加え、先行技術のモデムは、モデム又は通信媒体に対して誤り性能を低下 させる原因を分離又はその他の方法により正確に指摘することができないという 欠点を有する。先行技術の高速モデムは、一般に、モデム自体で発生する原因と 、電話回路から発生する原因とを合わせた複合データ誤り率を計算する。データ 通信管理者は最も煩わしい問題の責任の所在を常に通信性能の低さに負わせるこ とでその問題の原因を決定するが、何らかの遷移故障か機器に起因することを直 ちに否定するのは電話会社の常である。遷移故障は、その性質上、時間とともに 消ｔｉする傾向があり、後になって大まかに測定しても実際には電話回路に何ら 悪いところが見つからないことは多い。ざらに、回路障害が残っていたとしても 、電話会社により実施される測定は、多くの場合、起こりうる障害の範囲に比べ て完全ではない。モデムの性能誤りを電話回路の損傷から分離・することができ る先行技術のモデムは％　ＧＮ。ざらに、モデムの性能誤りを電話回路の障害か ら分離することができる先行技術のモデムはな虻。ざらに、モデムのユーザーが 電話会社による電話回路の修理を適切に指示できるようにユーザーによる電話回 路の完全な特性づけを可能にする先行技術のモデムは従って、本発明の目的は、 ダイアル呼出し電話回線に沿って９６００ｂｐｓを越えるデータ転送速度で全二 重モードで動作することができるデジタル高速データモデムを提供することであ る。

本発明の別の目的は、同期モード、非同期モード及びパケットモードで動作する ことができるデジタル高速データモデムを提供することである。

本発明の別の目的は、先行技術のモデムにより許容されていたのより高い位相誤 差及び周波数減衰ロールオフを示す電話回線について動作することができるデジ タル高速データモデムを提供することである。

本発明の別の目的は、ダイアル呼出し回線に治って９６００ｂｐｓを越える速度 で全二重モードで動作することができ且つ先行技術のモデムと比較して低いコス ト対性能比で製造することができるデジタル高速データモデムを提供することで 必る。

本発明のさらに別の目的は、一般にパラケラト交換網とともに使用されているよ うな複数の高水準プロトコルに従って動作することができるデジタル高速データ モデムを提供することができる。

本発明の別の目的（ま、電話回線の障害に応答して送信データ転送速度を小ざな 増分ずつ低下するデジタル高速データモデムを提供することである。

本発明のざらに別の目的は、９６００　ｂｐｓで動作はするが、先行技術のモデ ムより著しく低い誤り率を示すデジタル高速データモデムを提供することである 。

本発明のざらに別の目的は、データ入力フォーマツ１〜の多様性、並びに非同期 フォーマット、同期フォーマット及びパケットフォーマットの複数のデータ源の ほぼ誤りのない混合を可能にすることである。

本発明のざらに別の目的は、モデムのデータ持重のアーティファクトとしてでは なく、送信媒体による損失に関してのみチャンネルの雑音、周波数減衰、位相ず れ及び周波数オフセットを特性づけることにより誤りを正しく指摘するために局 部診断又は遠隔診断を明確な方法で実行することを可能にすることである。

本発明のざらに別の目的は、誤りが発生したときに電話回線又はモデムのいずれ が故障しているかを決定するとともに、問題の特性点を測定された量に関してデ ータとトーンの双方まバックアップを伴なって遠隔場所に明確に通知することで ある。

本発明の好ましい実施例においては、６４の直交変調搬送波のアンサンプルがデ ジタル方式で発生される。そのようなそれぞれの搬送波又はトーンは５ビツトを 含むように個々に変調される。６４のアンサンプルの中の１つの＠送波は、本発 明のモデムの送信機部分と受信該部分とを正確に協調させるためのパイロットト ーンとして使用される。このトーンは電話網の搬送波へテロゲイン誤差又は送信 経路の長さの変化とは無関係にタイミング及び周波数の校正又は「アラインメン ト２を維持する。

本発明のモデムの送信機部分及び受信じ部分は、使用されＣいる電話チャンネル の性能に関する情報を取出すために互いに協調方式で関連して動作する。全ての 重要な信号パラメータが測定され、補正信号は同時逆方向チャンネルに沿って発 信元モデムへ戻される。一般に使用可能なスペクトの終端に位置しくただし、常 にそうであるとは限らない）、任意の数の原因によってそこなわれた搬送周波数 はアンサンプルから除去される。本発明のモデムにおいてｔよ、１本の２線式ダ イアル呼出し電話回線に沿って一方向への９６００ｂｐＳ以上の送信（好ましい 実施例では１２００Ｏｂｐｓもの高速）と、逆方向への３００ｂｐｓの送信とを 同時に可能にするように、スペクトル間隔はできる限り狭くされる。

本発明のモデムの受信機部分と送信機部分との間では、最大限の誤りのないデー タ転送を可能にするために、いくつかのレベルの緊密な相互作用及び協調が重要 である。

データパケットは送信部分と受信部分との間で交換され、インターリーブ周期冗 長検査（ＣＲＣＳ）を使用する。

誤り検出時には、中継送信が採用される。これにより、データ、ハウスキーピン グ情報（たとえばパケットの順序づけ）及び診断信号Ｓ：誤りなく搬送すること ができる。

この構成においては、チャンネルについててきる限り有効な誤り発生なし速度で データ送信を達成するために搬送波の変調を適合させることがＣ′きる。障害の １易合、実際のデータスループット容量は、誤り発生なし転送の新たな平衡点に 達するまで欠陥のめる個々の搬送波を欠落させることにより、徐々に減少する。

従って、電話回線の障害か存在するときに、送信データ転送速度を部分の−又は 四分の−に１ギアシフト−してしまう先行技’＋ＰＪのモデムとは異なり、本発 明のモデムはスループットデータ転送速度をステップごとにその容量の約１／６ ４Ｌか減少しないことがわかる。通常、データスル、−プツトの１ステツプの減 少で、大半の障害を克服するには十分である。

本発明は、電話回線の振幅変動、振幅ヒツト、周波数オフセット、位相ドリフト 及び位相ビットの補正を実行するためのパルスパイロットトーンの使用をざらに 含む。

周波数ひずみは、本発明のモデムにおいては、アンサンプルの中の６４　ＩＩ！ ｉｔのトーンのそれぞれについて局部発娠器等価回路の振幅の変調によりほぼ除 去される。位相ひずみ及びチャンネル漏話は、既知のテストパターンの初期送信 に基づく計算を処理することにより除去される。

本発明のモデムの、先行技術に対する重要な進歩は全てのデータとハウスキーピ ング情報をパケット化したことである。本発明のモデムは全てのデータをパケッ トベースて処理し、複数のデータ・ストリームの混合が可能である。各データ・ ストリームはパケット化によってほぼとのような速度又はプロトコル組合せでも 動作できるので、これまで達成されなかったようなフレキシビリティが得られる 。好ましい実施例においては、各周波数アンサンプルの持続時間は１秒の２．７ ’　７５である。この期間中に、データと誤り検出手段の双方を含む］つのアン サンプルパケットとして最高３２０個ののビットが送信される。これにより、送 信側モデムと受信側モデムとの間に新しい誤り発生なし知能に基づく閉ループフ ィードバックが得られる。

本発明のモデムにあけるパケット化及び広範囲の試膿信号溝成により、試験デー タのみを含むパケットを容易に使用することもできる。そのようなパケットは速 隔診断を実行するため及び送信故障を指摘するために有用で必る。本発明のモデ ムは大きなアンサンプルの周波数のそれぞれについて振幅、雑音、位相遅延及び 周波数オフセットを測定する。これらの測定パラメータは通信回路のみの特性で あり、モデムの特性ではない。そのような測定値は、遠隔モデム又は診断センタ ーに送信回線の問題を明確に限定する形態で動作統計値を提供するために一連の 期間にわたって記憶される。高速回線故障診断のプロセスを補助するために、自 動的に遠隔データセンターに接続する別の電話回線を利用することができる。こ の別個の回路は統計値を読出すための送信経路を形成するとともに、モデム側の 操作員が接続されるモデム又は遠隔診断センターと通信できるようにする音声相 互通信機構を形成する。

本発明の好ましい実施例においては、６４の異なる周波数のそれぞれについての 正弦ベクトル及び余弦ベクトルが搬送波ごとに発生される。それぞれはデジタル 方式で取出される。記号送信期間は１秒の２／７５であり、各記号は位相及び振 幅変調の３２の組合せを使用して５つのビットを搬送する。位相と振幅の組合せ の定義は「コンステレ−ジョン」と呼ばれ、本発明においては、電話回線に発生 するリアルタイム障害の特性の関数として名訳される。

好ましい実施例は正弦波搬送周波数に関して説明される。しかしながら、本発明 は理論の上ではそれに限定されない。従来の正弦波の代わりに他の直交波形を利 用することができるであろう。詳細には、偽似ランダムで、しかも直交する唯音 流れを代わりに使用することができるであろう。各為似ランダム波形は読出し専 用記１置（ＲＯＭ）に記憶されると考えられる。波形は１エポツクの長さで必り 、（辰幅変調することができると考えられる。波形の分離は、受信機において拡 散スペクトル送信概念としての雑音の使用により同じ一組の波形と乗算すること によって行なわれる。各チャンネルが相対的に長いエポック期間にわたって特定 の波形を予想している、本発明のこのモデムにお（づ−る検出プロセ、λの性質 は、その結果として、偽似雑音チャンネルの同時アンサンブルの送信という形と なる。この開溝はプライバシーを確保するの（こ１寺に適している。

従って、本発明の利点は、周波数間の漏話なしに隣接する搬送波の間隔をできる 限り狭くして、電話通過帯域内のデータチャンネルの数を多くすることにより、 ダイアル呼出し電話回線を介して９６００　ｂｐｓを越えるデータ転送速度で全 二重モードで確実に動作することができるデジタルデータモデムを提供すること で必る。

本発明の別の利点は、電話回線の障害が存在するときのデータスループットの劣 化が漸進的であり、回線障害の特定の形態に適合されることである。

本発明の別の利点は、以前可能であったより著しく高い位相誤差及び周波数減衰 ロールオフを有するダイアル呼出し電話回線を利用できることである。

本発明のざらに別の利点は、データ及びハウスキーピング機能のパケット化の形 で非同期データの送信及び受信を利用することでおる。

本発明のざらに別の利点は、複数の信号のマルチプレクスが非同期と同期の双方 で同時に可能なことである。

本発明のざらに別の利点は、広範囲のデータ通信プロトコルを使用する動作が可 能なことである。

本発明のこれらの目的並びにその他の目的と利点は好ましい実施例の説明と関連 して図面を参照することにより明らかになるでおろう。

第１図は本発明の高速モデムの高レベルブロック線図、第２図は本発明の送信及 び受信アンサンプルを表わす図、 第３図は本発明の高速モデムの信号発生器２′ハイブリツドの機能ブロック線図 、 第４図は本発明の高速モデムの信号抽出器の機能ブロック線図、 第５図は本発明の高速モデムのベクトル限定器の機能ブロック線図、 第６図は本発明の高速モデムの漏話低減回路の機能ブロック線図、 第７図は本発明の高速モデムの基準補正器／発生器の機能ブロック線図、 第８図は本発明の高速モデムのコンステレータの機能ブロック線図、 第９図は本発明のローディングドック及びシツピング部の機能ブロック線図、 第１０Ａ図は本発明の２つの時間エポックの間に６４の搬送波のそれぞれについ て送信されるビットを表わす図、 第１０Ｂ図は本発明の２つの時間エポックの間に９つの周波数のそれぞれについ て逆方向チャンネルを送信されるピッ１〜を表わす図、 第１１Ａ図は本発明の好ましい実施例に従って６４０ビツトパケツトを送信する ための２つのエポックにわたる２送信号と時間との関係を示す図、 第１１Ｂ図は本発明の好ましい実施例に従った仮定上の１つのパケットに対する ハウスキーピング及びデータの割当てを示す図、及び 第１１Ｃ図は本発明の好ましい実施例に従って例として１つのパケットから偶成 される各フィールドにおけるビットの数を示す図である。

好ましい実施例の説明 第１図において、本発明の好ましい実施例による高速モデムは図中符号１０によ り示されている。高速モデム１０は、電話回線１２を介して、この電話回線１２ の反対側の端部の遠隔位置に配置される同様の高速モデム１Ｑ′（図示せず）と 関連して送信芸能と受信機能の双方を実行する。通常は３００〜３１００Ｈ２の ダイアル呼出し電話チャンネルである電話回線１２は、送信路を受信路から分離 するための信号発生器／ハイブリッド１４に接続する。信号発生器／ハイブリッ ド１４の中には、第３図に関して以下に詳細な説明される送信信号発生回路も含 まれる。

信号発生器／ハイブリッド１４により受信される信号は信号抽出器１６に供給さ れる。信号抽出器１６の内部において、望ましくない送信信号のそれぞれの成分 は複合受信波形から除去される。信号抽出器１６の出力はベクトル限定器１８に 供給される。ベクトル限定器１８は受信正弦波信号の２つの値を演算する。これ ら２つの値を以後、χベクトル成分及びｙベクトル成分、あるいは正弦チャンネ ル及び余弦チャンネルと呼ぶ。ベクトル限定器１８の出力は２本の経路に分岐す る。一方の径路は、受信するχベクトル及びｙベクトルを密接に適合し、おそら く予期される信号の組合わせに整合するコンステレータ２０に至る。ベクトル限 定器１８から他方の経路は、基準信号の周波数、時間及び振幅特性が抽出され、 その期待値と比較され、相応して補正が実行される基準補正器２２に至る。

コンステレータ２０の出力は、送信及び受信モデムの調整と、診断の目的のため に必要な性能情報を抽出する診断分岐器２４に送られる。診断分岐器２４は、い ずれかの周波数チャンネルが過剰雑音レベルを示しているか否かを決定するなど の機能を実行する。診断分岐器２４は、個々のチャンネルの位相遅延、振幅ひず み、雑音などの統計的推定量をざらに発生する。診断分析器２４からの情報はパ ケットとして形成され、シツピング部２６に送られる。シツピング部２６は送信 のために情報をパケットに編成するとともに、情報受信の場合にパケットを分解 する芸能を有する。バケツ１〜交換及び情報のパケット化自体は、従来のデータ 通信技術で良く知られている。ここではパケット交換方式について説明しないが 、本発明の高速モデム１０の内部の情報は、送信側高速モデム１０と遠隔位置に おる受信側高速モデム１０′　との間の情報転送８容易にするハウスキーピ〉・ グデータとともに見出しをそれぞれ含む標準サイズの情報パケットの形態で転送 されることに注目すべき−Ｃある。内部インターレース誤り補正記号により、誤 りを高い確実度で検出することができる。一般に、誤りは欠陥をもって受信され たパケットの反復送信により補正される。シツピング部２６と、外界（￥なわち 、高速モデム１０が接続される」ンピュータシステム）との間のパケットは１つ 又は複数のローディングドック２８により送受信される。各ローディングドック ２８は、データユーザーの機能の正確なインタフェース条件に適合するように、 通常はソフトウェア指令により仮編成される。たとえば、多数のデータ端子は標 準のＲ３−２３２−Ｃコネクタ及び電圧レベルを利用する。ローディングドック ２８の１つはこのようなＲ３−２３２−Ｃインターフェースに接続するために使 用されると考えられる。ローディングドック２８は、出力直列データ・ストリー ムが送信搬への入力として、パケット交換方式自体により要求される付加情報の 可視度をもってユーザーに対して現われるように、ハウスキーピングデータをパ ケットから除去し、また、パケットに追加する。

アンサンプル説明 第２図に関して説明する。本発明の高速モデム１Ｑのための送信アンサンプル及 び受信アンサンプルを形成する送信チャンネル及び受信チャンネルが概略的に示 されている。高速モデム１０は周波数のアンサンプル３０を送信すると同時に、 周波数のアンサン１ル３２を受信する。好ましい実施例においては、高速モデム １０は４線式電話回路（ずなわら回線２本〉又は２線式電話回路（すなわち回線 １本）とともに、動作するように設計される。４線式回路接続（図示せず）の場 合、３００日２から３　ｋＨ２までの全スペクトルを両方向に同時に利用するこ とができる。２線式の場合（第２図に示される）には、送信アンサンプル３０と 受信アンサンプル３２どの分離は不完全である。従って、２つの方向を分離する ために周波数分割が使用される。第２図は、約６００Ｈ２から３　ｋＨｚの帯域 を占める６４の異なる周波数から組成される送信アンサンプル３０を示す。第２ 図に示される受信アンサンプル３２は、約３００Ｈ２から５００Ｈｚの帯域のみ を占める比例゛して狭い帯域幅のものである。この特定の周波数割当ての設定は 、重いデータ流れは一般に１つの方向に起こり、逆方向の流れは少ないという統 計的事実を利用している。受信チャンネル又は受信アンサンプル３２は、ユーザ ーデータを搬送するとともに、送信パケットが実際に正しく受信されたという肯 定応答を搬送するために利用される。肯定応答が受信されなければ、先に送信さ れたパケットアンサンプルが再び送信される。

第２図において、複数本の垂直線３４は各アンサンプルを１秒の１／３７．５ず つの、以後は「エポック」と呼ばれる複数の時間増分に分離する。各エポック又 はエポック期間は異なるコードの周波数アンサンプルを送信するために使用され 、その際、各トーン又は各周波数は複数個のビットを搬送するために位相及び娠 幅に関して符号化される。好ましい実施例においては、各トーンは５つの情報ビ ットにより符号化され、これにより、位相と全幅の３２の異なる組合せ（すなわ ち、良く知られている［コンステレーシュヨン」）が形成される。送信アンサン プル３０を含む複合６４チヤンネル容量は１つのエポック、すなわち１秒の１／ ３７．５の間に最高３２０ビツトを搬送することができる。これは１２００Ｑ　 ｂｐｓと同等である。しかしながら、好ましい実施例においては、送信アンサン プル３０のチャンネル＃３２は基準の目的のためにのみ利用される。すなわち、 チャンネル＃３２は１つのエポックについて最高の強さで送信し、２つのエポッ クについてオフし、１つのエポックについてオンし、２つのエポックについてオ フするという周期的送信を行なう。チャンネル；３２の全幅は娠幅基準を設定す る。チャンネル＃３２の送信の開始と終了は１エポツクの時間境界を正確に設定 する。ざらに、遠隔位置にある高速モデム１０’　により受信されるチャンネル ＃３２の周波数は、電話会社の搬送システムを通過するときにしばしば起こるヘ テロダイン周波数オフセットを経正するために利用される基準情報を提供する。

第２の基準信号３５は戻り受信アンサンプル３２において全く同様に使用される 。４線式回路接続を有する高速モデム１０を使用する場合、戻りチャンネルは、 そうでなければ使用されないと考えられる５００Ｈ２から３ｋＨ２までの全帯域 幅を占める。従って、４線式接続においては公称で１２００ｂｐｓが両方向に同 時に可能でおり、基準チャンネル及び内部ハウスキーピング機能のために使用さ れる容量は小さくなる。高品質ダイアル呼出し電話回線の場合、本発明の高速モ デム１０は１１００Ｑ　ｂｐｓ程度を連成するべきである。しかしながら、回線 の品質によってそれが不可能である（すなわち、障害の存在）ならば、障害を受 けたチャンネルの一部は切断されてしまうので、チャンネルごとに］／６４の１ ずつ正味データスルーブツトは低下される。本発明の高速モデム１０に関する正 味データスループットのこの「ブレースフル」な劣化は、わずかな障害が正味デ ータスループットを５０％以上低下させる先行技術のモデムに利用される急激な 「ギヤシフティング」構成と良い対照を成す。

信号発生器／ハイブリッド 第３図を参照して、信号発生器／ハイブリッドを詳細に説明する。先に第１図に 関連して簡単に説明したように、信号発生器／ハイブリッド１４は連続するデジ タル値から構成される送信アンサンプル３０を発生し、その各デジタル値は一部 の等価アナログ発搬器回路の信号値成分と同一のアナログ信号値を表示する。送 信アンサンプル３０を構成する全てのトーンは信号発生器／ハイブリッド１４の 内部において共通の水晶発撮器３６から取出される。高速モデム１０は実際には 受信モデムと送信モデムの２台のモデムであるが、水晶発（辰器３６は双方の機 能に対して王タイミング情報を提供する。従って、２台のモデムは完全なタイミ ング関係を維持する。わずかな例外を除いて、送信モデムと受信モデムとの絶対 タイミング差は、それぞれの電話呼出しの持続時間について一定のままである長 距離電話網の伝播遅延を表示する尺度である。

水晶発娠器３６は、カウンタ３９と関連して高速モデム１０を通して使用される 複数のタイミング信号を提供するタイミング信号発生器３８に接続されている。

以下に説明されるトーンのデジタル値を発生する方法は、先行技術の電子楽器に おいてトーンのアンサンプルを発生するために採用される方法と同様でおる。図 示されるような周波数１から６４は時分割読出し専用記憶装置（ＲＯＭ＞４２と 、加算器４４と、正弦／余弦テーブルＲＯＭ４６との使用によりインターリーブ 方式で発生される。ＲＯＭ４２の出力は一連のデジタル値である。それぞれの値 は周波数のアンサンプルのパルス符号変調（ＰＣＭ）値を発生するために使用さ れる角度増分に対応していればよい。標準のＰＣＭ方式の場合と同様に、サンプ リングされるべき周波数の少なくとも２倍の速度、すなわち（ナイキスト速度） であるサンプリング間隔が使用される。ＲＯＭ４２の内部の６４の異なる場所に 、タイミング信号４０から取出されるべき６４の周波数に対応する複数の増分値 ４３が記憶される。各増分値４３は、積分器として動作するｈＯ算器４４におい て、それまでの和に１ノロ算される。８口算器４４からの下位ビットは正弦／余 弦テーブルＲＯＭ４６に対する入力アドレス４５を形成する。タイ・ミンク信号 ４０を構成するパルスはアドレスカウンタ３つにおいてカウントされる。アドレ スカウンタ３９の内部の値が順次増分されるにつれて、ＲＯＭ４２の異なる場所 が順次アドレスされて、６４個の音声又は搬送波のそれぞれを発生する。

正弦／余弦ＲＯＭ４６は正弦及び次に連続するアドレス、余弦に対応する値を含 む。高速モデム１０の内部の信号は２つのベクトル成分を発生することにより送 信される。第１のベクトル成分は正弦値４８であり、第２のベクトル成分は余弦 値５０でおる。送信されるべきデータは点５２に入力され、それぞれ５ビツトを 含む複数のグループに編成される。各５ビツトグループはベクトル座標の特定の １つの組合せを表示する。５ビツトのとき、送信には３２の別個の値又は複合ベ クトルが要求される。

これらのベクトルのそれぞれに関して角度及び大きざの選択が理想的であるか否 かは使用される通信回線の性質により幾分左右されるので、選択肢をパラメータ 化″し、必要に応じて読出し専用記憶装置から選択してもよい。

このことは第３図にスイッチ５４として慨略的に示されている。スイッチ５４は 、複数個の５ビツト人力χ、ｙベクトル振幅ＲＯＭ５６の中の１つを選択する。

各ベクトル１辰幅又はコンステレ−ジョンＲＯＭ５６の出力は乗算器６２により 受信される。乗算器６２の内部において、χ値５８は正弦／余弦ＲＯＭ４６から の正弦値４８と乗算される。その後間もなく、ベクトルＲＯＭ５６からのｙ値６ ０は乗算器６２の内部において正弦／余弦ＲＯＭ４６からの余弦値５０と乗算さ れる（第３図にはＸ値のみを示す）。このプロセスは、送信されるべき次の５ビ ツトにより変調される次の周波数について繰返される。

これは、６４の周波数の全てを使用して３２０個のビットが全て送信されるまで 継続される。本発明の好ましい実施例においては、サンプル点ごとの時間は非常 に短い。

１つのエポック明間中に、各周波数は５１２回サンプリングされる。これは毎秒 、周波数ごとに１９２００個のサンプル獲得に対応する。

乗算器６２のデジタル出力６４はデジタル／アナログ（ＤＩＡ＞変換器６６によ り受信される。Ｄ／Ａ変換器６６はデジタル信＠６４をアナログ値６８に変換す る。

低域フィルタ７０は望ましくない高周波数積を除去し、フィルタを通過したアナ ログ信＠７２は次にハイブリッド７４に送られる。ハイブリッド７４はアナログ 信号を電話回線１２を介して送信する機能を有する。送信機能に加えて、ハイブ リッド７４は、ざら【こ、２線式回路の場合に受信信号７６６：電話回線１２か ら分離する。ハイブリッド７４は、異なる電話回線インピーダンスが発生される ごとにハイブリッド７４の調節に差を生じるようなブリッジ平衡デバイスである 。ハイブリッド７４に対する大まかな一次修正はＤ　／　Ａ変換器８０を介して デジタル信号７８により提供される。Ｄ／Ａ変換器８０のアナログ出力８２は、 送信信号が受信チャンネルとの間に最小限の漏話を有するようにハイブリッド７ ４の利得を調節する。−次チヤンネル分離メカニズムは、２つの周波数帯域が重 なり合わないために、送信チャンネルと受信チャンネルとの間の周波数分割であ ることに注目すべきである。ハイブリッド７４の調節は、スプリアスエネルギー の受信をざらに減少するための二次証正にのみ使用４図に関して説明する。第４ 図には、信号抽出器１６の詳細な機能図が示されている。受信信号７６は信号抽 出器１６に入力され、まず、使用可能なスペクトル通過帯域の外側の余剰周波数 を除去するように構成される帯域フィルタ８４によりフィルタ遮理される。帯域 フィルタ８４の出力信号８６は乗算器８Ｂにおいてり、／Ａ変換器９２からの乗 数信号９０と乗算される。Ｄ／Ａ変換器９２は受信チャンネル信号８６仝体の振 幅を大まかに調節するためのアナログ乗算器として動作する。乗算器８８にあけ る利得調節の後、受信信号９４は局部発撮器乗算器９６に供給される。乗算器信 号９０の全幅値は、Ｄ／Ａ変換器９２への入力信号が乗算器８８の直線Ｒ高限度 を越えないように保証するピーク検出器９３によりＤ　、′Ａ変換器９２によっ て抑制される。

局部発振器乗算器９６には、送信される周波数と同様でおるが一定振幅の一連の 周波数から溝成される複数のトーン９８が供給される。一定搬幅は、電話回線１ ２の損失によりそこなわれる受信信号８６の積に対して、各局部発（辰器のトー ン９９をチャンネル利得制ｉＩｌ増幅器１００において個々に調節することによ り得られる。本発明に独自の特徴として、６４の搬送波のそれぞれに対する個々 のチャンネル利得特性に関連プる情報はチャンネル利得ランダムアクセス記憶装 置（ＲＡＭ）１０２に記憶される。ＲＡＭ１０２の内部に蓄積され、槽数の異な るアドレス１０４に記憶される情報は、ダイアル呼出し接続開始中に既知の振幅 を送信する搬送波のそれぞれについて個々の利得測定値から取出される。“開始 後、受信された値はいくつかの既知の振幅値の中の１つに量子化されるので、利 得は確実に正確に維持される。各チャンネル利得調節定数はＲＡＭ１０２から同 期的に呼出され、局部発循器信号を迫理する利１ｑ制御増幅器１００の利得を瞬 間的に調節するために使用される。これは受信信号９４の強度を変調することと 同等である。

送信信号と受信信号との間に電話搬送システムに起因する周波数オフセットが存 在することは電話回線に共通する損失でおる。信号抽出器１６は、オフセット制 御信号１０６を増分加算器４４に導入することにより、電話システムのこのヘテ ロダインオフセット誤差を考慮する。

先に信号発（辰器７′ハイブリット］４に関連して説明したように、ＲＯＭ４２ は局部発振器の周波数１から６４について選択されるべき（直を含む。それらの 値は割当てられる送信周波数の間でインターリーブされる周波数を発生するため に選択される。ＲＯＭ４２から選択された周波数は増分加算器４４に供給される 。第２の共通デジタル値、すなわちオフセット制硼信号は、周波数オフセット制 御信号を形成するために各υＤ算器回路４４に加算される。オフセット制御信号 は基準補正器／発生器２２から取出される。オフセット制御信号の値は、正弦／ 余弦ＲＯＭ４６の出力（すなわち、正弦値４８及び余弦１直５０）が送信アンサ ンプル３０のそれらの値に厳密に整合するように正確に決定される。これは、実 際には、基準周波！ａ（すなわち周波数＃３２）がその正確な予想値に遠するま で基準周波数を変化させることにより達成される。好ましい実施例においては、 この方式により、電話システムにおいて可能であると考えられるより大きいプラ ス１８Ｈｚ又はマイナス１８Ｈ２程度の大きなヘテロダインオフセットの補正が 可能である。この広いヘテロゲイン補正範囲は、より大きな周波数オフセントが 発生しうる単側波帯無線チャンネルにおいて有用である。

また、移動局がドツプラーシフトを発生させるような無線チャンネルを採用する 状況においても有用である。

ベクトル限定器 第５図に関して説明する。第５図には、ベクトル限定器１Ｂの詳細な微能図が示 されている。ベクトル限定器１８は整合フレームコヒーレント検出を実（うする ために使用される。ベクトル限定器１８に対する入力信号１０８は信号抽出器１ ６から受信される。各サンプルは既に局部発娠器、／東算器９６により乗算され てあり、従って、積分されるべきそれぞれ異なる周波数を表示する。

各信号１０８は推定値のデジタル値であるので、積分は容易に実行される。入力 信号１０８は複数個のサンプル積分器１１０に印加される。サンプル積分器１１ ０は、実際には、それぞれ別個の搬送波又は周波数に対する個々の正弦積分器１ １２及び余弦積分器］１４（すなわち好ましい実施例の場合には６４個）から溝 成される。当黙のことながら、信号１０８は無関係のチャンネル並びに所望の特 定のチャンネルからのエルネギ−を含むので、各サンプル積分器］１０に印加さ れる信号の中には多くのバックグラウンドノイズが存在する。この形態の検出プ ロセスの基本となるのは、所望の信号エネルギーは正弦積分器１１２及び余弦積 分器１１４の内部においてそれぞれ別個の積分加算値と加算され、一方、望まし くない信号（少なくとも特定の積分器に関して）は直交して発生するという前提 でおる。すなわら、望ましくない信号は、正弦積分器１１２及び余弦積分器１１ ４にあける値に時に加算され、統計学に基づけばそれと全く同じ頻度でそれらの 値から減算される。これは、所望の信号を雑音から抽出することを可能にする多 数のサンプルを使用することである。積分プロセスの後、積分器１１２及び１１ ４がらの出力信号は複数個のバッファ］］６を通過する。

先に簡単に説明したように、基準周波数（すなわち、好ましい実施例においては 周波数七３２）はコニポックについて全振幅でパルス発生され、２エポツクにつ いてゼム振幅でパルス発生される。基準チャンネルのこのパルス発生の端部は、 サンプル積分器１１０により必要とされる基本タイミング情報、すなわら、いつ スタートし、いつダンプすべきかを提供する。しかしながら、タイミング、より 適正にいえば位相ひずみに関連して解決されなければならない二次的な問題がお る。本発明の高速モデム１０１．：おいては、各エポックの持続時間は約２６゜ ７ミリ秒で必る。電話回線の位相遅延は一般に２ミリ秒以上である。ざらに、こ の位相遅延は３　ｋＨ２通過帯域の端部の付近では著しく悪化する。従って、各 積分器１１０（すなわち、正弦積分器１１２及び余弦積分器１１４）が同時に始 動した場合、通過帯域の端部に位置するチャンネルは、通常、最大移相誤差を示 すでのろう。

積分器１１０によっては値の誤差が１０％にもなってしまう（すなわち、そのよ うな積分器１１０はその値の１０％もの部分を先のエポック期間からのエネルギ ーからのものとじて含む）ことは明らかである。そのような位相ひずみは、ここ に記載されるような高件能モデムにおいては評容されない。

３　ｋＨ２通過帯１或にわたって変化するこの位十目ひずみを補正するために利 用される方法は、６４の搬送周波数のそれぞれの基準チャンネルに関するれ位相 遅延の測定値を位相補正係数として使用するものである。これにより、各サンプ ル積分器１１０が各エポックの時間境界で正確に始動され、停止されたかのよう に、６４の搬送波のそれぞれについて別個に補正係数を発生することかできる。

従って、ベクトル限定器］８の一部は第５図に示されるように位相ひずみ補正器 として機能する。位相ひずみ補正プロセスは、積分器１１２及び１１４からの先 行値を維持するために各バッファ１１６の出力を遅延線１１８を介して送ること によって始まる。積分器１１２及び１１４からの実際１直は複数個の乗算器１２ ０において複数の個々補正定数１２２と個々に乗算される。各補正定数１２２の 値（すなわち、第５図のに１からに６４）は、電話接続か最初に成立する時点又 は「ホット」再始動（たとえば、誤差率が許容限度を越えた後の再始動）の時点 で自動的に決定される。本発明の高速モデム１０の好ましい実施例においては、 通過帯域位相ひずみを測定するために使用される方法は、１エポツクについて２ つあきに搬送波をターンオンし、次に後続するエポックに含まれるエネルギーを 測定するものである。後続するエポックの間に「ハンギングオーバー」エネルギ ーはエポックタイミング決定の使用される基準チャンネルに対する位相遅延を表 わす尺度であるくすなわち、位相遅延に直接比例する。） 従って、乗算器１２０の出力はＰｆ’数個の減算器１２４に５いてバッフ１１１ ６から受信される値から遅延線１１Ｂにより先のエポックから適切に遅延される 。本発明の好ましい実施例（こおいては１．遅延線１１Ｂは実際（こはランダム アクセス記”Ｗ＝Ｈ置として溝成される。ずなわら、値は実際にはランダムアク セス記”に装置に２怠され、適正な時点で呼出されて、従来の遅延線の機能を有 効に実行する。位相ひずみ補正プロセスは図示されるようにエポックごとに起こ る。許容しうる精度を得るには、毎秒約４８００回の補正で十分である。

位相補正χ値１２６及び位相補正ｙ値１２８は、それ以降の処理のための極座標 値を発生することをめられる。半径ベクトルの大きさは二乗演算１３０と、二乗 値の和１３２と、χ成分及びｙ成分の二乗値の和について実行される平方根演算 １３４とにより計算差される。実際には、それらの動作は計算又はルックアップ ＲＯＭに記憶されるテーブルの使用により実行されればよい。同様に、半径ベク トルの角度はχ値をｙ値で除算したもののアークタンジェントを計算することに より決定される。

χ成分のｙ成分による除算は動作１３６において実行され、アークタンジェント は動作１３８において決定される。除算動作とアークタンジェント決定の双方は 明侍値をルックアップテーブルＲＯＭに記″患することにより又は演算により実 行されればよい。

漏話低減回路 第６図に関して説明する。第６図には、オプションの漏話低減回路の全体が図中 符号１４０により示されている。漏話低減回路１４０は、１つの周波数搬送波か ら隣接する周波数搬送波の中へ７リーク」信号に対して第２レベルの補正を提供 するく隣接するチャンネルを越えて漏話が発生することはありえるが、隣接チャ ンネル間の漏話は主要な成分である）。当然のことながら、チャンネル間漏話を 最少限に抑えるために、個々の搬送波帯域の中心は約３７．５Ｈ２ずつ離間して いる。第６図には、６４の周波数搬送波のグループ全体を代表するものとして、 ２つのベクトル（すなわらχ１１．Ｖ１Ｌ　χ１２゜ｙ１２．χ１３．ｙｉ３＞ をそれぞれ有する３つの代表周波数が示されている。各ベクトルはＲＡＭバッフ ァ１４２に記・巳される。この値はＲＡ　Ｍバッファ１４４に記憶される補正係 数にと乗算される。実際の補正は複数個のｈＯ譚器１４６において行なわれる。

従って、回路１４０は、慨念の上ではベクトル限定器１８に利用される位相補正 回路と同様の方法で達成される程度の漏話低減を提供する。すなわら、最初の電 話接続の時点で、１エポツクについて２つあきに周波数チャンネルが全１辰幅で ターンオンされる。その他の休止する隣接するチャンネルにおいて検出されるエ ネルギーの大きさは隣接チャンネル漏話に比例し、基準として使用される。次に 、この情報はＲ△〜１バッファ１４４に配置され、補正器￥ｌＫを形成するため に使用され、補正係数にはベクトル限定器１８の位相ひずみ補正回路の出力と乗 算され、次にそれから減算（負加算により）される。このプロセスは、ＲＡＭが 特定の電話接続についていずれか１つのチャンネルから隣接チャンネルへの隣接 チャンネル漏話の大きざを記憶するまで、６４本のチャンネルのそれぞれについ て繰返される。

漏話低減回路１４０は、補正済みχ値］２６及び補正済みｙ値１２８について動 作する位相ひずみ補正回路の後、ベクトル限定器１Ｂの矩形、・′極変換回路の 前に配置される。

２つのベクトル（χ１．ｙ１．χ２．Ｖ２．・・・・・−・・・。

χ６４．ｙ６４）として搬送される６４の搬送波のそれぞれは、対応する出力ベ クトルχ１’　、ｙ１’　、χ２′。

ｙ２′、・・・・・・・・・、χ６４’　、ｙ６４’　を発生するために漏話低 減回路への入力を形成する。

基準補正器、／発生器 第７図に関して説明する。第７図には、本発明の高速モデム１０のための基準補 正器／発生器２２の全体が図中符号２２により示されている。基準補正器／発生 器２２は、ベクトル限定器１８のサンプル積分器１．１０がエポックの境界で正 確に積分を開始し、リセットするように、入力タイミング情報を使用する。基準 補正器、／発生器２２に対する基本人力は基準信号２０２（すなわち、好ましい 実施例においては搬送周波数３２）である。うンダムスタート位置から、基準（ 言号２０２のエネルギーは３つの連続するエポックに関して測定される。適正に タイミング決定されている場合、中・ひのエポックはエネルギーの全てを含むは ずであり、第１の（すなわら早い）エポックはゼロエネルギーを含むはずであり 、最後の。

（すなわち遅い）エポックはゼロエネルギーを含むはずである。モジューロー− ３カウンタ２０４はＡＮＤゲート２０６．△１＼Ｄゲート２０８及びＡＮＤゲー ト２１０を順次開成する。モジューロー−３カウンタ２０４の決定に従ってＡ１ ＼Ｄゲート２０６，２０８及び２１０が７オン」であるとき、エネルギーは早期 ゲート２１２゜後期ゲート２１４及び正規ゲート２１６にそれぞれ蓄積される。

入力信号２０２がモジューロー−３カウンタ２０４に関して適正にタイミング決 定されているならば、全てのエネルギーは正規ゲート２１６の内部にある。正規 ゲートインターバルからの出力は、エポック積分期間の開始と終了をマークする ためにベクトル限定器１８のにより使用されるタイミング信号２１７を形成する っ閾値検出器２１８及び閾値検出器２２０は、早期ゲート２］２及び後期ゲート ２１４に受信されたエネルギーを蓄積する。いずれか一方の値が所定の閾値を越 えると、共通計数チェーン２２２により非常に大まかな調節が実行される。しか しながら、高速モデム１０が最近同期状態にあった場合又は早期ゲート２１２及 び後期ゲート２１４のエネルギーが十分に少ない場合には、漸進的な位相ずれ補 正のみが要求されるっ口れは、第８図に示されるように、電圧制ｉＩ１発振器２ ２４による計数チェーン２２２への補正入力によって実行される。ただし、速理 の全てがデジタル頭載の内部で行なわれるわけではなく、Ｄ／Ａ変換器２２６は 、わずかな癌期間摂動に影響されない長期間定数補正を発生するような、電圧制 御発振器２２４の発振周波数に対する帰還補正のために、減算器２２８からデジ タル入力を受信する。

コンステレータ 第６図に関して説明する。第６図には、コンステレータ回路２０の詳細な機能図 が示されている。コンステレータ２０の機能は、ベクトル限定器１８から得られ る位相値及び振幅１直を分析し、それらの位相値及び振幅値（すなわち限定され たベクトル）を特定のデータパターンに対応する。ＲＯＭに記憶された最も近い 値（すなわちコンステレ−ジョンベクトル）と整合させることである。これは最 近接適合テーブル索引プロセスでおる。ざらに詳細にいえば、本発明の好ましい 実施例においては、位相情報は１つのエポックｔと次のエポックとの位相の着を 測定することにより復号される。差Ｕ位相ずれ変調の方法を利用することにより 、６４本のチャンネルのそれぞれについて非常に長い期間にわたり正確且つ絶対 的な位相関係を維持する必要はなくなる。

第８図において、特定の１つのエポックに対する位相信号２５２はベクトル限定 器１８から得られる。先行エポックからの倍相信号値は時間遅延ＲＡＭ２５４に ２民される。現在のエポックと先行エポックとの位相差は減算器２５６において 計算される。次に、差信号２４８は位相ドリフト補正器２６０に供給される。位 相ドリフト補正器２６０は、先に除去されなかった二次ドリフトの全てを考慮す るために基準補正器／発生器２２から得られる位相補正信号（図示せず）に関し て差信号２５８を少量だけ補正する減算器である。

その後、補正された位相値２６４は、ベクトル限定器１Ｂから取出される振幅値 ２６６とともにコンステレータＲＯＭ２６８に供給される。ＲＯＭ２６８の内部 における対の値の比較は、その後取出された振幅値２６６及び補正された位相値 ２６４との間で実行される。ＲＯＭ２６８内部に記憶される最近接位相角２７０ 及び最近接（膜幅ｆｌＩＩ２７２は、特定のデータパターンに対応する特定のベ クトルを形成する。高速モデム１０の好ましい実施例においては、各データチャ ンネルの各エポックで５ピツドが符号化される。従って、３２対の振幅値及び位 相値、すなわち３２個のベクトルがＲＯＭ２６８の内部に記憶されている。簡単 なアルゴリズムが整合を実行し、１つのデータパターンを出力する。２臣される ベクトル対のいずれもが受信され、限定されたベクトルと整合しない場合又は受 信されたベクトル値が記憶値から余りに離れている揚台に、結果として誤りが生 じることは明らかであろう。１つの誤りを別として、本発明の高速モデム１０は 記′怠された角度と受信された角度との角度差又は位相差の誤りを監視する瀘能 を有する。記憶された１辰幅と受信された振幅との差についても同じことがいえ る。

この情報は高速モデム１０の性能の診断分析及び電話接続の特性の分析には重要 で必る。第８図によれば、最近接位相角２７０と測定（すなわち受信〉位相角２ ６４は位相減算器２７４により受信される。その後、位相誤り信号２７６は誤り 監視のために利用される。高レベルの位相誤りは、１本又は復数本のチャンネル が高い確率で誤りを有するために、それを無視すべきであるという情報を提供す る。この論理は、個々のチャンネル性能特性を含むパケットを接続されるモデム １０′に送信するマイクロプロセッサ（図示せず）において提供される。同様に 、最近接系幅値２７２と取出された振幅値２６６は糸幅減算器２７８に供給され る。全幅差が訓碑され、その後、振幅誤り信号２８０は個々のチャンネル利得値 １０４を隘正するために利用される。

パケット送信 第９図に関して説明する。第９図には、パケット３００及びパケット３００’　 の形態で送信側モデム］０とそれと対をなす受信側モデム１０’　が示されてい る（図解を容易にするため、モデム１０’　の中でモデム１０の同等の構造に対 応する構造は図中符号の後に′を付して示される。）ハウスキーピング情報とユ ーザーデータの双方か送信される。ハウスキーピングは、使用不可能なチャンネ ル周液数の限定及び誤り検出検査合計の故障などの情報を含む。誤り検出検査合 計（たとえば周期冗長検査）は、データ送信全体をほぼ誤りなく確保するために 使用される。図中符号２８により示される複数の別個のローディングドックに接 続される複数のデータ源からの信号をマルチプレクスするときに、付カロハウス キーピング情報か必要とされる。各ローディングドック２８は独自のアドレス埴 を有し、本発明の好ましい実施例においては、ローディングドックは○から１５ まで番号づけされる（後述する４ビツトアドレスにより設定される）。第９図に おいて、特定のローディングドック０（ＬＤ○）は図中符号３０２により示され ている。同様に、特定のローディングドック］及び２　（ＬＤｌ及びＬＤ２＞は 図中符号３０４及び３０６にそれぞれ示されている。モデム１０の内部の各ロー ディングドック２８は、モデム１０′の内部の対応するローディングドック２８ ′　と物理的に接続されるような錯覚（すなわち［仮想二接続）を与える。すな わら、ローディングドック３０２はローディングドック３０２′に接続されるか のように動作する。同様に、ローディングドック３０２及び３０６はローディン グドック３０４′及び３０６′とそれぞれ物理的に接続されるかのように動作す る。モデム１０の内部の内部アドレスされるパケットは仮想ローディングドック ３０２から仮想ローディングドック３０２′へ送られる。データのパケット化に より複数のデータ源を効率良く送信することがひき、各データ源は時に応じて異 なるデータ転送速度を有−ｊ゛る口とができる。

ざらｔこデータをバケツ１〜化することにより、補正不可能な経時変化摂動を受 ける１Ｉｉｌ！ｌ信チヤンネルであっても、イｊ効にデータを送イ＝することか てきる。

第１０Ａ図には、送信チャンネル３０の２つの別個のエポック期間の瞬間的状態 が示されている。モデム１０からモデム１０′に至る情報は６４の周波数のアン サンプルの形態でｌｌＩ送される。先に簡単に説明したように、各周波数搬送は ５ビツトを含むために３２の状態に（位相及び搬幅）変調される。従って、各エ ポックはそれぞれ５ビツトから成る６４の搬送波を送信し、総ヒツト数は３２０ である。

第１０Ａ図において、本発明の好ましい実施例においてデータには使用されない が、同期化のために使用されることを示すために、周波数３２は黒く塗りつ７恭 して示されている。図解のために、隣接する電話ワイヤケーブルからの漏話によ ってデータチャンネルとしては欠落した周波数３７も黒く塗りつぶして示されて いる。ざらに、周波数６３及び６４も、過剰雑音（通過帯域の端部に発生される ）のために同様にデータを搬送するアンサンプルから欠落しているので、黒く塗 りつぶして示されている。

第１０８図には、逆方向アンサンプル３２が示されている。本発明の好ましい実 施例においては、通常３００Ｈ２から５００Ｈ２の帯域に配置される９つの搬送 波は逆方向チャンネルを構成する。逆方向チャンネル３２においては、送信チャ ンネル３０と同様に、各搬送周波数は５ビツトを搬送する。第１０Ｂ図に示され る逆方向チャンネル３２の場合、周波数７３は基準の目的のために利用されるの で黒く示され、すなわちデータ送信ｔこ利用することはできない。

第１１Ａ図は第１０Ａ図のアンサンプルからの出力データ・ストリームの連続図 である。アンサンプル３３０及びアンサンプル３３１はエポックｉとエポックｉ →−１の中でそれぞれ送信される。アンサンプル３３０及び３３］の連結は、好 ましい実施例においては合わせて６４０のビット３含む単一のパケット３３４を 構成する。

パケットの長さが増すにつれて、各パケットと関連するオーバーヘッド搬能に起 因する正味データ転送速度の損失は減少される。

第１１８図には第１１Ａ図の６４０ビツトパケツトの内部構造か示されている。

第１のデータグループは、好ましい実施例においては能動通話側のローディング ドックに独自に割当てられる４ビツトアドレス３４６である。

第１１Ｂ図において、ローディングドック３０２のアドレス（すなわちＯ○００ ）は第１のアドレスフィールド３４６の中にあると考えられる。パケット３３４ の内部では、ローディングドックアドレス３４６の後に、ローディングドック３ ０２により受信されるべきパケットのデータ部分の中に含まれる４ビツトグルー プ、すなわち「ニブルｆの数に対応するフィールド３４Ｂがある。能動通話側の 全てのローディングドックの独自のアドレス３４６に続いて、実際のデータフィ ールド（後述する）の中に見出される４ビツトニブルの数を指示するフィールド ３４８がある。本発明のモデム］○の好ましい実施例においては全てのフィール ド３４８は８ビツトを含む（８ヒツトとすることにより、２５６の４ピツドニブ ル、すなわち１０２４ビツトのデータをドックごとに送ることができる。１パケ ツトは合わぜてわずか６４０ピツドであるので、８ビツトフイールドで十分なこ とは明らかである〉。終１３５０は連続して交番するローディングドック３４６ 及びニブルフィールド３４８の終了を指示する。終Ｇａ３５０は、存在しないロ ーディングドックのアドレスを構成する４ビツトを含み、それにより、送るべき 情報を有するローディングドック２８のストリームケの終了を受信側モデム１０ ’　に通知する。

ｔ４端３５０に続いて、２ビットモジューロ−４シ一ケンス番号３５２（すなわ ら０，１．２又は３〉がめる。

これに続いて、正しく受信された最新のパケットのシーケンス番号のために予約 される別の２ビツトフイールド３５４がある。動作中、各パケットには独自のシ ーケンス番号又は通し番号３５２が割当てられる。シーケンス番号３５２はモジ ューロ−４パターンで送られる各パケットについて１つずつ増分し続ける。フィ ールド３５４は正しく受イ言されたＲ新のパケットの２ビツトシーケンス番号を 含むので、フィールド３５４の内容は高定応答として使用される。フィールド３ ５４が送信された最後のパケットのシーケンス番号■Ａの値を含む場合、送１吉 側モデム１０は最後のパケットを再び送１言己なければならない。

フィールド３５４に続いて、複数のデータフィールド３５６かある。各データフ ィールド３５６は特定の１つのローディングドック３４６に対応し、フィールド ３４８の内部のデータのニブル数を正しく含む。本発明の先行技術のモデムに比 べて重要な面は、データフィートを厳密にエポックの境界で送信するために完全 に周期されるからであり、パケットの児出し情報（すなわちフィールド３４６及 び３４８）は期待されるデータビットの数を正しく受信側モデム１０’　に通知 するので、各データフィールド３５６は隣接するフィールドから試別される。本 発明のモデムの先行技術を比へて重要なもう１つの面は、−遠のデータ入力（す なわち異なるローディングドック２８からの入力）をマルチプレクスされる各チ ャンネルについて目に見える遅延時間をできる限り短くしてマルチブレクスする 能力である。この結果は、本発明のモデムにおいては各データ源について別個の パケットを必要と隻工、情報はバッファを充填するために侍眼フるのではなく、 各ローディングドックから利用可能となったときに送られるために達成される。

本発明の高速モデム１０（７）標準パケットの中にはざらに２つのフィールドが あるる。データフィールド３５６に続いて周期冗長検査３５８　（ＣＲＣ＞があ る。モデム１０の適切な誤りのない［生能を確保するには１６ビツト又は２４ビ ツトのＣＲＣで十分である。最後に、パケット３３４が合わせて３４０ビツトを 有するように、ＣＲＣに充填フィールド３６０が付加される。

第１１Ｃ図には、本発明の好ましい実施例による仮定上のパケットの略図が示さ れている。第１のフィールドは４ビツトから成るローディングドックアドレスフ ィールド３４６である。次のフィールドは、先に指示されたローディングドック により送られるデータのニブル数を限定する８ビツトフイールド３４８である。

第１１Ｃ図においてはフィールド３４６及び３４８が繰返されている。この例で は、２つのローディングドック２８のみが送るべき能動データを有する。フィー ルド３４８に続いて、最後のフィールド３４Ｂの終了を限定する４ビツトフイー ルド３５０がある。フィールド３５０の後にシーケンスフィールド３５２及び肯 定応答フィールド３５４（それぞれ２ビツト）がそれぞれ続いている。パケット ３３４の中の次の順番は２つのデータフィールド３５６であり、第１のフィール ドはそれぞれ４ビツトから成るデータの５つのニブル（すなわら、第１のローデ ィングドック送信データからの合わせて２０ビツト）であり、第２のフィールド はそれぞれ４ビツトから成るデータの６つのニブル（すなわち第２のローディン グドック送信データからの合わせて２４ビツト）である。２４ビツトのＣＲＣ３ ５８がデータフィールド３５６に続き、最後に、５４０ビツトフイールドが６４ ０パケツトを充填する。

第１１Ａ図、第１１Ｂ図及び第１１Ｃ図に示されるパケット３３４の配置におい ては、パケットは１エポツクあきに１つずつ送られ、部分的に充填された複数の パケットが送られることに注意すべきである。これにより、パイプ充填遅延時間 は確実に最少限に抑えられ、パケットの使用可能なデータ部分の終端で発生した ならば再送信を要求するようなあらゆる誤りの効果は除去される。

この構成は、電話回路１２がいくつかの欠陥周波数チャンネルを含む場合の高速 モデム１０の使用を簡単にする。

雑音又はその他の理由により１本の周波数チャンネルが使用不能になると、単一 の周波数搬送波が欠落し、従って、正味データ転送速度は１エポツクにつき５ビ ツト、すなわち１パケツトにつき１０ビツトとなる。

遠隔診断 本発明の高速モデム１０の大きな利点の１つは、電話チャンネルを従来は実際に 不可能で５った程度まで完全に特性づけること及びそのように：制定された複数 個の陽害のそれぞれを有効に補正覆ることができる点である。

この情報はコンステレータ２０の内部で、特に位相減算器信号２７４及び（膜幅 減算器信号２７８により発生される。この情報は上述の仮想ローディングドック ２８の概念によって容易にアクセスされる。仮想ローディングドック３０２　（ ＬＤＯ＞は、一方のモデム１０の性能データを別のモデム１０’　に対して交換 するために、遠く離れた対応するローディングドック３０２　（ＬＤＯ）にパケ ットを送る能力を有する。

従って、本発明の各モデム１０（又は１０′）は完全な一祖の測定値号器の同様 のモデムと交換することができる。搬送波として使用される周波数のそれぞれに 対して、搬幅、位相遅延、雑音及び周波数オフセットを限定する個々の測定値が 存在する。この構成は送信側モデムと受信側モデムとの間で性能情報を交換する と亙血≦、第３の遠隔モデムとの間で交換するのに有効である。この目的のため に、独立する診断チャンネル（図示せず）を使用することができる。この独立す る診断チャンネルは別個の電話回路から構成され、ＡＴ＆Ｔ１０３Ａのような先 行技術の従来の３００　ｂｐｓ周波数シフトモデムを使用してもよい。ＡＴ＆Ｔ ｆｕのモデムは自動応答及び自動ダイアルを採用し、遠隔診断センターからの入 力呼出しは仮想ローディングドック送信診断データからパケットを読出すように 接続することができる。診断情報が交換されている期間中にダイアル呼出し接続 が存在するので、同じ余分の電話回路を共用し、本発明の電話回線又はモデム１ ０の整備を補助するための音声通信回路として使用してもよい。ただし、２線式 ダイアル呼出し電話回路にわたって９６００ｂｐｓを越えるデータ転送通、度で の完全な二重動作という基本的な目的を達成するためには、そのようなオプショ ンの診断電話回路の使用は全く不要である。しかしなから、これは本発明の高速 モデム］Ｏの興味ある利点である。

説明を明瞭且つ容易にするために、以上、本発明の特゛；の実施例を説明したが 、本発明の範囲は以下に記載される請求の範囲により判断されるべきものでおる 。本発明が適用される技術分野の当業者は、ここで説明される論理プロセスを実 行するための１台又は複数の台のマイクロプロセッサの使用を含めて、好ましい 実施例の構造変形を伴なって本発明を実施することができることは明白でめる。

以下の請求の範囲内のそのような同等の変形は全て本発明の一部を成すと考えら れるへきものである。

国際調査報告

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．ある通過帯域を有する通信媒体を介して周波数のアンサンブルによりパケッ ト形態で発信源情報を送信し員つ宛先情報を受信するモデムであって、前記発信 源情報を含む信号を前記通信媒体に印加する送信変調器手段であって、 前記通過帯域の中の周波数を有する搬送波のアンサンブルを直接表わす複数の第 １のデジタル値を発生する送信変調器手段と、 前記搬送波の第１の符号化されない直交信号による変調を直接表わす第２のデジ タル値を前記第１のデジタル値から発生し、前記搬送波を前記情報とともに別個 の振幅及び位相偏差の形態で符号化する手段であって、前記偏差は前記搬送波の 前記選択されたものについてパケット内のデジタルデータを規定する手段と、別 個のエポック期間について前記搬送波の前記変調の持続時間を正確に制御する手 段と、 前記第２のデジタル値を、前記搬送波のアンサンブルの前記周波数をもつ変調搬 送波として前記通信媒体に印加されるべきアナログ信号に変換する手段とから構 成されるものと、 前記通信媒体に印加される信号から前記宛先情報を抽出する受信復調器手段であ って、前記通信媒体を介して受信されるアナログ信号を直接表わす複数の第３の デジタル値を発生する手段であって、前記第３のデジタル値は、前記通信媒体に 印加される前記変調搬送波を表わす信号を既知の振幅及び位相をもつ第２の直交 信号を表わす複数の信号と乗算することにより発生される手段と、前記第１の直 交信号とほぼ同一である符号化されない直交信号の周波数及び位相を決定するた めに時間に対して正確に前記第３のデジタル値を積分し、それから前記第２の直 交信号を発生する手段と、 前記第３のデジタル信号を第４のデジタル信号と比較する手段であって、前記第 ４のデジタル信号は、前記宛先情報を復合するために前記搬送波の中の前記選択 されたものにより搬送される可能な符号化データのパターンを表わす手段と、 送信時にそこなわれた前記データのパケットを検出する手段とから構成されるも ので、 前記送信搬送波のそれぞれについて前記通信媒体の送信特性を測定する手段であ って、前記搬送波の中の選択されたものを所定の振幅レベルで、所定の期間にわ たり送信する手段と、 受信されるデータパターンを既知の良いデータパターンと比較することにより、 前記宛先情報を搬送する受信搬送波に対する通信媒体障害に起因する信号損失を 分析する手段と、 前記搬送波の中の前記選択されたものがデータの送信に影響する前記通信媒体へ の障害を受けていることを前記分析手段が指示する場合に、データ送信のために 前記搬送波の中の選択された少なくとも１つの使用を回避する手段とから構成さ れるものを具備するモデム。
2. ２．前記通信媒体は振幅及び位相のひずみを受ける帯域制限電話回線である請求 の範囲第１項に記載のパケット化アンサンブルモデム。
3. ３．前記第１の符号化されない直交信号は、互いに９０度位相がずれている一対 の正弦波である請求の範囲第１項に記載のパケット化アンサンブルモデム。
4. ４．受信搬送波のそれぞれについて振幅及び位相のひずみを基準搬送波に関して 補正する手段をさらに具備し、前記基準搬送波は複数の別個の送信搬送波の中の １つである請求の範囲第１項に記載のパケット化アンサンブルモデム。
5. ５．前記搬送波は高速チャンネルを形成する第１の搬送波群と、低速逆方向チャ ンネルを形成する第２の搬送波群とに分割される請求の範囲第１項に記載のパケ ット化アンサンブルモデム。
6. ６．複数のデータ入力源からの複数の入力データ信号は、発信源情報の個々の誤 り保護単位を形成するために複数のエポック周期にわたりマルチプレクスされる 請求の範囲第１項に記載のパケット化アンサンブルモデム。
7. ７．高速チャンネルを形成する前記第１の搬送波群は６４の搬送波を含み、 低速逆方向チャンネルを形成する第２の搬送波群は９つの搬送波を含み、 前記誤り保護データパケットは、それぞれ、各搬送波についてエポック期間ごと に５ビットの符号化データから構成される請求の範囲第１項に記載のパケット化 アンサンブルモデム。
8. ８．通信媒体の通過帯域内に含まれる複数の搬送波を利用して、通信媒体を介し て発信源デジタル情報を送信し且つ宛先デジタル情報を受信するために利用され るモデムにおいて、 前記通信媒体の送信特性を測定する手段であって、前記搬送波の中の選択された ものにのせて前記発信源デジタル情報を所定の振幅レベルで所定の期間にわたり 送信する手段と、 受信されるデータパターンを既知の良いデータパターンと比較することにより前 記宛先デジタル情報を搬送する受信搬送波に対する通信媒体障害に起因する信号 損失を分抗する手段と、 前記搬送波の中の選択された１つがデータの送信に影響する前記通信媒体への障 害を受けていることを前記分析手段が指示する場合に、前記発信源デジタル情報 の送信のために前記搬送波の選択された少なくとも１つの使用を回避する手段と 、 から構成されるものから成る改良。
9. ９．前記受信復調器により受信されるときに第１の通信媒体によりそこなわれる 送信搬送波の位相、振幅及び雑音特性を測定する手段と、 複数のエポック期間にわたり前記送信搬送波のそれぞれについて前記測定された 位相、振幅及び雑音特性を統計的に平均化する手段と、 前記送信搬送波のそれぞれについて前記統計的に平均化された位相、振幅及び雑 音特性を構成する情報をパケット化し、診断のために前記パケット化された情報 を第２の通信媒体を介して離れた場所へ送信する手段と、をさらに具備する請求 の範囲第１項に記載のパケット化アンサンブルモデム。
10. １０．前記第１の通信媒体は誤り保護データパケットの送信のために利用され、 前記第２の通信媒体は前記統計的に平均化された診断情報の送信及び音声通信の ために利用される、請求の範囲第１項に記載のパケット化アンサンブルモデム。