JPH0458763A - 安定化電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は、１つの直流電源から少なくとも２つの負荷に
安定化された異なる電圧を供給するための安定化電源装
置に関する。

［従来の技術］ スイッチングレギュレータの出カドランスに第１及び第
２の出力巻線を設け、それぞれに整流平滑回路を介して
第１及び第２の負荷を接続することは既に行われている
。

［発明が解決しようとする課題］ しかし、第１の負荷（主負荷）の電圧を検出し、この電
圧のみが一定になるようにトランス１次側の主スイツチ
ング素子を制御するので、第２の負荷（副負荷）の電圧
の安定化を高精度に達成することができないという問題
があった。

この種の問題を解決するために、第２の出力巻線と第２
の負荷との間に独立に電圧制御回路を設けることがある
。しかし、独立に電圧制御回路を設けると、必然的にコ
ストが高くなる。

そこで、本発明の目的は、コストの低減が可能であり且
つ安定化された複数出力を得ることができる安定化電源
装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、１つの直流電源か
ら少なくとも第１及び第２の負荷に安定化された異なる
電圧を供給するための電源装置において、前記直流電源
と前記第１の負荷との間に設けられた第１の制御素子と
、前記直流電源と前記第１の制御素子との間又は前記第
１の制御素子と前記第１の負荷との間に直列又は並列に
接続されたトランス又はリアクトルと、前記トランス又
はリアクトルと前記第１の負荷との間に設けられた第１
の整流ダイオードと、前記第１の負荷に対して並列に接
続された第１の平滑用コンデンサと、前記第１の負荷の
電圧を一定に保つように前記第１の制御素子を制御する
第１の制御回路と、前記トランス又はリアクトルに電磁
結合された出力巻線と、前記出力巻線と前記第２の負荷
との間に接続された第２の整流ダイオードと、前記第２
の負荷に対して並列に接続された第２の平滑用コンデン
サと、前記第１の制御素子と前記第１の平滑用コンデン
サとの間に直列又は並列に接続された第２の制御素子と
、前記第２の負荷の電圧の変化に対応して前記第１の負
荷の電圧が変化するように前記第２の負荷の電圧に基づ
いて前記第２の制御素子を制御する第２の制御回路とを
備えていることを特徴とする安定化電源装置に係わるも
のである。

本発明は、オン・オフ型（リバース型）スイッチングレ
ギュレータ、オン・オン型（フォワード型）スイッチン
グレギュレータ、自励型スイッチングレギュレータ、他
励型スイッチングレギュレータ、−石型スイッチングレ
ギュレータ、プッシュプル型コンバータ、降圧型チョッ
パ回路、昇圧型チョッパ回路、極性反転型チョッパ回路
、インバータを含むＤＣ−ＤＣコンバータ等の種々の回
路に適用することができる。

［作　用コ 本発明の第１の制御素子は第１の負荷の電圧が一定にな
るように制御される。第２の制御素子は第１の負荷に並
列に接続された平滑用コンデンサの充電時間を制御する
。第１の負荷の電圧に対応して第２の負荷の電圧が変化
するので、−結局両方の負荷の電圧を安定化することが
できる。

［第１の実施例］ 次に、第１図及び第２図を参照して本発明の第１の実施
例に係わる他励のリバース型（オン・オフ型）スイッチ
ングレギュレータを説明する。

第１図において、直流電源１は商用交流電源に接続され
た整流平滑回路から成り、非安定の電圧を供給する。

トランジスタから成る第１の制御素子としてのスイッチ
ング素子２はトランス３の１次巻線４を介して直流電源
１の一端と他端との間に接続されている。従って、スイ
ッチング素子２のオン・オフによって直流電源電圧が断
続される。

トランス３は第１及び第２の出力巻線（２次巻線）５．
６を有する。リバース型（フライバック型）であるため
に、スイッチング素子２がオンの期間に出力巻線５．６
に下向きの電圧が発生し、オフの期間に上向きの電圧が
発生する。

第１の出力巻線５の上端と出力端子７ａとの間には第２
の制御素子として巻線８ａと角形比の大きい可飽和磁心
８ｂとから成る可飽和リアクトル８が接続され、更にこ
れに直列に第１の整流ダイオード９が接続されている。

また一対の出力端子７ａ、７ｂ間には第１の平滑用コン
デンサ１０及び第１の負荷１１が接続されている。

第２の出力巻線６と第２の出力端子１２ａとの間には第
２の整流ダイオード１３が接続されている。一対の出力
端子１２ａ、１２ｂの間には第２の平滑用コンデンサ１
４と第２の負荷１５とが接続されている。第１の負荷１
１のための出力端子７ｂと第２の負荷１５のための出力
端子１２ｂは共通に接続され且つグランドに接続されて
いる。

第１の負荷１１が接続されている出力端子７ａとスイッ
チング素子２の制御端子（ベース）との間にフィードバ
ック定電圧制御するための第１の制御回路１８が接続さ
れている。第１の制御回路１８を詳しく説明すると、第
１の出力端子７ａ、７ｂ間に電圧検出用の分圧抵抗１６
．１７か接続されている。誤差増幅器１つの一方の入力
端子は抵抗１６．１７の分圧点に接続され、他方の入力
端子は基準電圧源２０に接続されている。誤差増幅器１
９の出力端子とグランドとの間には発光ダイオード２１
が接続されている。発光ダイオード２１はホトトランジ
スタ２２に光結合されている。

従って、誤差増幅器１９の出力は発光ダイオード２１と
ホトトランジスタ２２とから成るホトカプラを介してＰ
ＷＭパルス形成回路２３に送られる。

ＰＷＭパルス形成回路２３はスイッチング素子２をオン
・オフ制御するためのＰＷＭパルスを形成して、スイッ
チング素子２に送る。

可飽和リアクトル８を制御するための第２の制御回路２
４は、誤差増幅器としての機能を有するトランジスタ２
５と、基準電圧を得るための抵抗２６及びツェナーダイ
オード２７と逆流阻止用ダイオード２８と抵抗２９とか
ら成る。ツェナーダイオード２７は、抵抗２６を介して
＋２４Ｖの出力端子７ａとグランド端子１２ｂとの間に
接続され、２４Ｖよりも低い基準電圧（定電圧）を発生
している。ＰＮＰ型トランジスタ２５のエミッタはツェ
ナーダイオード２７のカソードに接続され、コレクタは
ダイオード２８と抵抗２９を介して可飽和リアクトル８
の出力側端子に接続され、べ一一スは＋５ｖの出力端子
１２ａに接続されている。

［動　作］ 第１の制御回路１８からスイッチング素子２にＰＷＭパ
ルスを与えると、これに対応してスイッチング素子２は
第２図（Ａ）に示すようにオン・オフ動作する。リバー
ス型であるので、スイッチング素子２がオンの期間には
出力巻線５．６に下向きの電圧が発生し、ダイオード９
．１３が逆バイアス状態（オフ状態）になるので、出力
巻線５．６から第１及び第２の平滑用コンデンサ１０．
１４及び第１及び第２の負荷１１．１５に電力が供給さ
れない。

第２図のｔｌからｔｌまでのスイッチング素子２のオン
時間幅ＴＩは、第１の負荷１１の両端電圧の検出に基づ
いて制御される。即ち、第１の負荷１１の電圧が抵抗１
６．１７から成る分圧回路で検出され、誤差増幅器１９
から検出電圧ＶＯと基準電圧Ｖｒとの差に対応した出力
電圧が発生し、これに対応した信号が発光ダイオード２
１とホトトランジスタ２２とを介してＰＷＭパルス形成
回路２３に与えられる。ＰＷＭパルス形成回路２３は周
知の方法でＰＷＭパルスを形成する。即ち、検出電圧ｖ
Ｏが基準電圧Ｖｒよりも高くなった時にはオン時間幅Ｔ
ｌが基準より（短い制御パルスをスイッチング素子２に
与え、逆に検出電圧ＶＯが基準電圧Ｖｒよりも低くなっ
た時には、オン時間幅ＴＩが基準よりも長い制御パルス
をスイッチング素子２に与える。なお、スイッチング素
子２は、第２図（Ａ）に示すように一定周期Ｔでオン・
オフ制御される。

スイッチング素子２はｔｌ−ｔｌまでオン制御された後
に、ｔ２〜ｔ４においてオフ制御される。

スイッチング素子２がｔｌでオフになると、オン期間に
トランス３に蓄積されたエネルギーの放出が開始する。

第２の出力巻線６から第２の平滑用コンデンサ１４及び
第２の負荷１５への電力供給は、スイッチング素子２の
オフ期間の開始と同時に始まる。しかし、第１の出力巻
線５からの第２の平滑用コンデンサ１０及び第２の負荷
１１への電力供給は、可飽和リアクトル８に基づく遅れ
を有して開始する。即ち、可飽和リアクトル８が飽和す
るまでは、第１の出力巻線５と第１の平滑用コンデンサ
１０との間が高インピーダンスの可飽和リアクトル８て
実質的に遮断された状態にあり、第１の出力巻線５から
第１の平滑用コンデンサ１０及び第１の負荷１１に電力
即ちエネルギーが実質的に供給されない。可飽和リアク
トル８が第２図（Ｂ）に示すようにｔ３で飽和すると、
このイン−ダンスが実質的に零になり、第１の出力巻線
５の電圧によって第１の平滑用コンデンサ１ｏ及び第１
の負荷１１への電ノコ供給即ちエネルギーの供給が開−
始する。

オフ期間Ｔ２の始まり時点ｔ２から可飽和リアクトル８
が飽和する時間ｔ３までの時間幅Ｔａはトランジスタ２
５を介して可飽和リアクトル８に加えられる逆方向の電
圧の大きさと印加時間の積に比例する。可飽和リアクト
ル８に対する逆方向のエネルギーの蓄積は１次側のスイ
ッチング素子２のにオン期間に生じる。スイッチング素
子２のオン期間ＴＩには第１の出力巻線５に下向きの電
圧Ｖ１が発生している。この結果、第１の出力巻線５と
第１の平滑用コンデンサ１０と抵抗２６とトランジスタ
２５とダイオード２８と抵抗２９と可飽和リアクトル８
とから成る閉回路が形成され、可飽和リアクトル８に逆
方向電圧が印加され、磁心８ｂがヒステリシスループに
従って磁束リセット（逆方向の磁化）される。磁束リセ
ット量は、トランジスタ２５によって制御される。即ち
、トランジスタ２５はリニア動作するように制御されて
おり、このエミッタ・コレクタ間の電圧変化によって可
飽和リアクトル８の逆方向の印加電圧値が変化する。ト
ランジスタ２５０ベースは＋５ｖの出力端子ユ２ａに接
続されているので、出力端子１２ａの電圧が変化すると
、トランジスタ２５のエミッタ・コレクタ間の電圧が変
化する。第２の負荷１５の電流変化によって出力端子１
２ａの電圧が所定出力電圧（５ｖ）よりも低くなったと
すれば、トランジスタ２５のベース電位が下り、トラン
ジスタ２５のエミッタ・コレクタ間の電圧が小さくなり
、可飽和リアクトル８に大きな逆方向電圧が印加される
。スイッチング素子２のオフ期間Ｔ２の始点ｔ２から可
飽和リアクトル８か飽和する時点ｔ３までの時間幅Ｔａ
は、オン期間ＴＩにトランジスタ２５を介してなされた
可飽和リアクトル８の磁束リセットの量に比例する。即
ち、磁束リセット量が大きいほど、正方向の飽和状態を
得るまでの時間幅Ｔａが長くなる。

第２図でｔ３時点で可飽和リアクトル８が飽和し、この
インピーダンスが実質的に零になると、第１の整流ダイ
オード９が導通し、出力巻線５の電圧による平滑用コン
デンサ１０の充電が開始し、その後ｔ４時点になると、
スイッチング素子２が強制的にオン制御される。第２図
のｔ４時点はトランス３の蓄積エネルギーの放出が終了
するよりも前に決定されている。

スイッチング素子２がｔ４がオンになるとｔ１〜ｔ４と
同様な動作が再び開始する。

第２の負荷１５の電圧が基準値（５Ｖ）よりも低くなっ
た時には、前述したようにｔ２〜ｔ３の時間幅Ｔａが長
くなり、結果として、第１の平滑用コンデンサ１０の充
電期間Ｔｂが短くなり、出力端子７ａ、７ｂ間の電圧が
基準値よりも低くなり、スイッチング素子２のオン時間
幅Ｔ１を長くイーるためのフィードバック制御が生じる
。スイッチング素子２のオン時間幅が長くなると、オフ
期間に第２の出力巻線６から第２の平滑用コンデンサ１
４及び第２の負荷１５に放出されるエネルギーの量が多
くなるので、第２の出力端子１２ａ、１２ｂ間の電圧が
上昇し、基準値に戻される。

第２の出力端子１２ａ、１２ｂ間の電圧が基準値よりも
高くなった時には上記と逆の動作が生じる。

上述から明らかなように、極めて簡単な構成によって第
１及び第２の負荷１１．１５の両方に定電圧を供給する
ことができる。

また、可飽和リアクトル８は整流ダイオード９のリカバ
リー時の電流制限（ノイズ抑制）作用を有する。

［第２の実施例］ 次に、第３図に示す本発明の第２の実施例に係わるスイ
ッチングレギュレータを説明する。但し、第３図及び後
述する第４図〜第１６図において第１図と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。

第３図においては、可飽和リアクトル８に制御巻線８ｃ
が電磁結合されている。制御巻線８ｃの一端は第１の出
力巻線５の下端に接続され、他端はダイオード２８と抵
抗２９を介してトランジスタ２５のコレクタに接続され
ている。

この場合には、可飽和リアクトル８の飽和を遅らせるた
めのリセット電圧が制御巻線８ｃを介して与えられる。

その他は第１図と同一であるので、第１図のスイッチン
グレギュレータと同一の作用効果を得ることができる。

なお、第３図において、制御巻線８ｃの一端を第１の出
力巻線５の上端に接続することもできる。

［第３の実施例］ 第４図に示す第３の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、１次巻線４に電磁結合された出力巻線５が
センタタップ形式に形成され、第１、第２及び第３の端
子３０ａ、３Ｃ１ｂ、３０ｃを有する。第１の負荷１１
の電圧は第１及び第３の端子３０ａ、３０ｃ間から得ら
れる。第２の負荷１５の電圧は第２及び第３の端子：ｌ
Ｏｂ、３０ｃ間から得られる。第１及び第２の負荷１１
．１５の下端はグランド端子１２ｂに接続されている。

その他の点は第１図と同一であるので、第４図のスイッ
チングレギュレータは第１の実施例と同様な作用効果を
有する。

［第４の実施例コ 第５図に示す第４の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、第１及び第２の負荷１１．１５が絶縁分離
されている。この絶縁分離を達成するために、リアクト
ル８に第３図と同様に制御巻線８Ｃが設けられ、この一
端が第２の出力巻線６の下端に接続されている。制御巻
線８Ｃの電圧を制御するための第２の制御回路２４は、
第２の負荷１５に並列に接続された分圧用抵抗３１．３
２と、誤差増幅器３３と、基準電圧源３４とから成る。

誤差増幅器３３の一方の入力端子は分圧用抵抗３１．３
２０分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電圧源３
４に接続され、出力端子が制御巻線８ｃに接続されてい
る。

このスイッチングレギュレータの動作は第１図と同一で
あり、第２の負荷１５の電圧が低下した時には、誤差増
幅器３３の出力電圧が高くなり、制御巻線８Ｃに高い電
圧が印加され、スイッチング素子２のオン期間における
可飽和リアクトル８の磁束リセット量が大きくなり、ス
イッチング素子２のオフ期間Ｔ２において可飽和リアク
トル８が飽和するまでの時間幅Ｔａが長くなり、第１の
平滑用コンデンサ１０の充電期間Ｔｂが短くなる。

［第５の実施例］ 第６図に示す第５の実施例のスイッチングレギュレータ
は、第１図の出力巻線５．６に対応する出力巻線４０を
有し、この出力巻線４０は第１、第２、第３及び第４の
端子４１．４２．４３．４４を有する。巻線４０の第１
の端子４１は第１の可飽和リアクトル８と第１のダイオ
ード９を介して第１の出力端子７ａに接続され、第２の
端子４２は第２の可飽和リアクトル４５と第２のダイオ
ード１３を介して第２の出力端子１２ａに接続され、第
３の端子４３は第３のダイオード４６を介して第３の出
力端子４７に接続され、第４の端子４４はグランド端子
１２ｂに接続されている。

各ダイオード９．１３．４６のカソードとグランド端子
１２ｂとの間には第１、第２及び第３の平滑用コンデン
サ１０．１４．４８がそれぞれ接続されている。第１、
第２及び第３の出力端子７８％　１２ｃ％　４７とグラ
ンド端子１２ｂとの間には第１、第２及び第３の負荷１
１．１５．４９がそれぞれ接続されている。第１の可飽
和リアクトル８を制御するための第１の可飽和リアクト
ル制御回路２４ａは第１の出力端子７ａとグランド端子
１２ｂとの間に抵抗２６ａを介して接続されたツェナー
ダイオード２７ａと、誤差増幅器２５ａとから成る。誤
差増幅器２５ａの一方の入力端子はツェナーダイオード
２７ａに接続され、他方の入力端子は第２の出力端子１
２ａに接続され、出力端子は第１の可飽和リアクトル８
に接続されている。従って、第１の可飽和リアクトル８
は第１図と同様に第２の負荷１５の電圧によって制御さ
れる。

第２の可飽和リアクトル４５は第１の可飽和リアクトル
８と同様なものであり、この制御回路２４ｂは第２の出
力端子１２ａとグランド端子１２ｂとの間に抵抗２６ｂ
を介して接続されたツェナーダイオード２７ｂと、誤差
増幅器２５ｂとから成る。誤差増幅器２５ｂの一方の入
力端子はツェナーダイオード２７ｂに接続され、他方の
入力端子は第３の出力端子４７に接続され、出力端子は
第２の可飽和リアクトル４５に接続されている。

この様に構成すると、第１の実施例と同様な原理で第１
、第２及び第３の負荷１１．１５．４９に定電圧を供給
することができる。

［第６の実施例］ 第７図は第６の実施例に係わるフォワード型（オン・オ
ン型）スイッチングレギュレータを示す。このスイッチ
ングレギュレータはフォワード型であるために、第１の
ダイオード９の出力段の第１の平滑回路がリアクトル５
０とフライホイールタイオード５１とコンデンサ１０と
で構成されている。また第２のダイオード１３の出力段
の第２の平滑回路がリアクトル５２とフライホイールダ
イオード５３とコンデンサ１４とで構成されている。

第８図のｔ１〜ｔ３に示すスイッチング素子２がオンの
期間には第１及び第２の出力巻線５．６に上向きの電圧
が発生する。第２のダイオード１３はオン期間に同期し
て直ちにオンになり、平滑回路及び負荷１５に対するエ
ネルギーの供給が開始される。しかし、第１の平滑回路
及び負荷１１に対しては直ちにエネルギーが供給されず
、第８図（Ｂ）に示すようにｔ１〜ｔ２の遅れを有して
供給される。即ち、可飽和リアクトル８にはスイッチン
グ素子２のオフ期間にトランジスタ２５を介して逆方向
電圧が印加され、磁束リセットが生じている。従って、
スイッチング素子２のオン期間に可飽和リアクトル８が
飽和状態（オン状態）になるまでに遅れが生じる。これ
により、第１の実施例と同様な原理で第１及び第２の負
荷１１．１５の電圧を安定化することができる。

［第７の実施例］ 第９図に示す第７の実施例のスイッチングレギュレータ
は自励式に形成されている。このため、トランス３に正
帰還用駆動巻線６０が設けられ、これが抵抗６１を介し
てスイッチング素子２の制御端子（ベース）に接続され
ている。また、電源１とスイッチング素子２の制御端子
（ベース）との間に起動抵抗６２が接続されている。ス
イッチング素子２のベースには、ベース電流制御回路２
３ａが接続されている。ベース電流制御回路２３ａは出
力電圧に応答してスイッチング素子２のベース電流のバ
イパス量を制御し、スイッチング素子２のオン時間幅を
制御する。その他は第１の実施例と同一である。

［第８の実施例］ 第１０図は第８の実施例のプッシュプル型スイッチング
レギュレータ即ちＤＣ−ＤＣコンバータを示す。１次巻
線４の上半分４ａに一方のスイッチング素子２ａが接続
され、下半分４ｂに他方のスイッチング素子２ｂが接続
されている。一対のスイッチング素子２ａ、２ｂは交互
にオン・オフするので、第１及び第２の出力巻線５．６
に交流電圧が発生する。第１及び第２の出力巻線５．６
は上半分５　ａ　ｓ　６　ａと下半分５ｂ、６ｂに分割
され、センタタップがグランド端子７ｂ、１２ｂに接続
されている。第１の出力巻線５の上端は第１の可飽和リ
アクトル８とダイオード９ａと平滑用リアクトル７０を
介して第１の出力端子７ａに接続されている。第１の出
力巻線５の下端は第２の可飽和リアクトル７１とダイオ
ード９ｂとを介して平滑用リアクトル７０に接続されて
いる。

第２の出力巻線６の上端はダイオード１３ａと平滑用リ
アクトル７２とを介して第２の出力端子１２Ｈに接続さ
れている。第２の出力巻線６の下端はダイオード１３ｂ
を介してリアクトル７２に接続されている。

第５図と同一に構成された第２の制御回路２４の出力端
子は、逆流阻止用ダイオード７３．７４を介して第１及
び第２の可飽和リアクトル８．７１にそれぞれ接続され
ている。

このコンバータは、第１のスイッチング素子２ａがオン
の期間にダイオード９ａ、１３ａがオンになり、第２の
スイッチング素子２ｂがオンの期間にダイオード９ｂ、
１３ｂがオンになるフォワード型である。従って、第１
及び第２のスイッチング素子２ａ、２ｂのオン期間に可
飽和リアクトル８．７１が第８図（Ｂ）と同様に動作し
、電圧調整が達成される。

［第９の実施例］ 第１１図は第９の実施例に係わる降圧型チョッパ一方式
のスイッチングレギュレータを示す。

このスイッチングレギュレータでは電源１と第１の出力
端子７ａとの間にスイッチング素子２と平滑用リアクト
ル４ａとが直列に接続されている。

リアクトル４ａの出力側において平滑用コンデンサ１０
が負荷１１に並列に接続されている。フライホイールダ
イオ−′ド９は可飽和リアクトル８を介して平滑用リア
クトル４ａの入力端とコンデンサ１０の下端との間に接
続されている。

リアクトル４ａに電磁結合された第２の負荷のための巻
線６はダイオード１３を介して第２の負荷１５に接続さ
れている。可飽和リアクトル８は制御巻線８ｃを有し、
この制御巻線８ｃに第５図と同一構成の第２の制御回路
２４が逆流阻止用ダイオード８０を介して接続されてい
る。

この回路でスイッチング素子２をオン・オフ制御すると
、直流電圧が断続され、これがリアクトル４ａとコンデ
ンサ１０とダイオード９から成る平滑回路で平滑され、
第１の負荷１１のための電圧が得られる。リアクトル４
ａはトランスとして機能し、２次巻線６にリアクトル４
ａを流れる電流に対応した電圧が発生する。２次巻線６
の電圧はダイオード１３で整流された後にコンデンサ１
４で平滑され、第２の負荷１５のための電圧が得られる
。

スイッチング素子２のオン期間にはリアクトル４ａを通
って電流が流れ、リアクトル４ａにエネルギーが蓄積さ
れる。このエネルギーはスイッチング素子２のオフの期
間にリアクトル４ａとコンデンサ１０とダイオード９と
可飽和リアクトル８とから成る閉回路で放出される。し
かし、この閉回路は可飽和リアクトル８ａが飽和状態（
オン状態）になるまで開始しない。可飽和リアクトル８
は第２の負荷１５の電圧に基づいて制御されているので
、スイッチング素子２のオフ期間における第１の平滑用
コンデンサ１０の充電時間幅か第１の実施例と同様に制
御される。即ち、第２の負荷１５の電圧が低下した時に
、第１の負荷１１の電圧の低下も生じ、両型圧を上げる
ようにスイッチング素子２のオン時間幅が制御される。

従って、第１及び第２の負荷１１．１５の電圧を安定化
することができる。

［第１０の実施例］ 第１２図に示す第１０の実施例の昇圧型チョッパ一方式
のスイッチングレギュレータでは、電源１とスイッチン
グ素子２との間に、昇圧用及び変換用リアクトル４ａが
接続されている。第１の平滑用コンデンサ１０は可飽和
リアクトル８とダイオード９とを介してスイッチング素
子２に並列接続されている。第１２図におけるリアクト
ル４ａに電磁結合された出力巻線６の出力段の構成は第
１１図と同一である。ダイオード９に直列に接続された
可飽和リアクトル８は、制御巻線８ｃを有し、これが第
１１図と同様に第２の制御回路２４で制御される。

昇圧型の場合には、スイッチング素子２がオンの期間に
リアクトル４ａにエネルギーが蓄積され、オフの期間に
電源１の電圧とリアクトル４ａの電圧との和でコンデン
サ１０が充電される。なお、スイッチング素子２がオフ
になっても可飽和リアクトル８がオンになるまでコンデ
ンサ１０の充電が開始しない。可飽和リアクトル８の磁
束リセット量は、第１の実施例と同様に第２の負荷１５
の電圧が低下した時に大きくなる。この結果、オフ期間
に可飽和リアクトル８が飽和するまでの時間（遅延時間
）が長くなり、コンデンサ１０の充電時間が短くなり、
第１の制御回路１８はオン時間幅が長くなるようにスイ
ッチング素子２を制御する。この結果、前述までの実施
例と同様な作用効果が得られる。

［第１１の実施例］ 第１３図は第１１の実施例の極性反転型チョッパ一方式
のスイッチングレギュレータを示す。この回路では、リ
アクトル４ａが平滑用コンデンサ１０に対して並列に接
続されている。スイッチング素子２とコンデンサユＯと
の間にはダイオード９が接続され、このダイオード９は
スイッチング素子２がオンの時に逆バイアスされる方向
性を有する。スイッチング素子２のオン期間に、リアク
トル４ａにエネルギーが蓄積され、これがオフ期間にリ
アクトル４ａとコンデンサ１０とダイオード９と可飽和
リアクトル８とから成る閉回路で放出される。従って、
コンデンサ１０は下側が正に充電される。リアクトル４
ａのエネルギー放出によるコンデンサ１０の充電時間は
可飽和リアクトル８によって制御される。可飽和リアク
トル８の制御は、前述までの実施例と同様に第２の負荷
１５の電圧に基づいて行われるので、第１及び第２の負
荷１１、］５の電圧を安定化することかできる。

［第１２の実施例］ 第１４図に示す第１２の実施例のスイッチングレギュレ
ータは、第１のスイッチング素子２の他に第２のスイッ
チング素子９０を有する。この第２のスイッチング素子
９０は第１図の可飽和リアクトル８と同様な働きを有す
る。この第２のスイッチング素子９０を第１のスイッチ
ング素子２のオフ期間に遅延させてオンにするために、
コンパレータ９１を有し、このコンパレータ９１の一方
の入力端子にのこぎり波発生回路９２が接続されている
。のこぎり波発生回路９２は、第１の出力巻線５に抵抗
９３を介して接続されたコンデンサ９４と整流ダイオー
ド９５とから成る。コンパレータ９１の他方の入力端子
は第５図と同一構成の制御回路２４に接続されている。

第１のスイッチング素子２が第１５図（Ａ）に示すよう
にオン・オフ制御されると、このオフ期間に同期しての
こぎり波発生回路９２から第１５図（Ｂ）ののこぎり波
Ｖｔが発生する。のこぎり波Ｖｔは誤差増幅器３３の出
力電圧Ｖ２と比較され、コンパレータ９１から第１５図
（Ｃ）のパルスが発生し、スイッチング素子９０は遅延
時間Ｔａを有してオンになる。これにより、第１の実施
例と同一の作用効果が得られる。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。

（１）　フォワード型のスイッチングレギュレータを第
３図、第４図、第５図及び第６図と同様な原理で構成す
ることができる。

（２）　自励式スイッチングレギュレータを第３図、第
４図、第５図及び第６図と同一原理で構成することがで
きる。

（３）　第１図、第３図〜第７図、第８図〜第１３図に
おける可飽和リアクトル８を第１４図のようにスイッチ
ング素子９０又はリニア制御素子に置き変えることがで
きる。

（４）　第１０図の変形として第１６図に示すように第
１及び第２の可飽和リアクトル８．７１をダイオード９
ａ、９ｂの出力側に移し、これに制御巻線８ｃ、７１ｃ
を設は第２の制御回路２４の出力でこれを制御するよう
にしてもよい。

（５）　第１１図において、リアクトル４ａは電源１と
スイッチング素子２との間に移し、このリアクトル４ａ
にエネルギー放出用巻線を付加し、このエネルギー放出
用巻線を第１の整流ダイオード９に直列に接続してもよ
い。

（６）　第５図の制御巻線８Ｃの左端を第２の出力巻線
６の上端に接続することができる。

（７）　第１０図の一対のスイッチング素子２ａ、２ｂ
と１次巻線４のプッシュプル回路を、ハーフブリッジ型
又はフルブリッジ型のインバータ回路に置き換えること
ができる。

［発明の効果］ 上述から明らかなように本発明によれば、複数の安定化
出力電圧を容易に得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の実施例のスイッチングレギュレータを示
す回路図、 第２図は第１図のスイッチング素子と可飽和リアクトル
との状態変化を示す図、 第３図、第４図、第５図、第６図、第７図は第２、第３
、第４、第５及び第６の実施例のスイッチングレギュレ
ータをそれぞれ示す回路図、第８図は第７図のスイッチ
ング素子及び可飽和リアクトルの状態変化を示す図、 第９図、第１０図、第１１図、第１２図、第１３図及び
第１４図は第７、第８、第９、第１０、第１１及び第１
２の実施例のスイッチングレギュレータを示す回路図、 第１５図は第１４図の各部の状態を示す波形図、第１６
図は第１０図の変形例を示す回路図である。 １・・・直流電源、２・・・スイッチング素子、３・・
・トランス、５・・・第１の出力巻線、６・・・第２の
出力巻線、８・・・可飽和リアクトル、１０・・・平滑
用コンデンサ、１１・・・第１の負荷、１５・・・第２
の負荷。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］１つの直流電源から少なくとも第１及び第２の負
   荷に安定化された異なる電圧を供給するための電源装置
   において、 前記直流電源と前記第１の負荷との間に設けられた第１
   の制御素子と、 前記直流電源と前記第１の制御素子との間又は前記第１
   の制御素子と前記第１の負荷との間に直列又は並列に接
   続されたトランス又はリアクトルと、 前記トランス又はリアクトルと前記第１の負荷との間に
   設けられた第１の整流ダイオードと、前記第１の負荷に
   対して並列に接続された第１の平滑用コンデンサと、 前記第１の負荷の電圧を一定に保つように前記第１の制
   御素子を制御する第１の制御回路と、前記トランス又は
   リアクトルに電磁結合された出力巻線と、 前記出力巻線と前記第２の負荷との間に接続された第２
   の整流ダイオードと、 前記第２の負荷に対して並列に接続された第２の平滑用
   コンデンサと、 前記第１の制御素子と前記第１の平滑用コンデンサとの
   間に直列又は並列に接続された第２の制御素子と、 前記第２の負荷の電圧の変化に対応して前記第１の負荷
   の電圧が変化するように前記第２の負荷の電圧に基づい
   て前記第２の制御素子を制御する第２の制御回路と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。 ［２］直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間にトランスを介して接
   続された第１の制御素子と、 前記トランスに設けられた第１及び第２の出力巻線と、 第１の負荷に電力を供給するために前記第１の出力巻線
   に少なくとも第１の整流ダイオードを介して接続された
   第１の平滑用コンデンサと、前記第１の負荷の電圧が一
   定になるように前記第１の制御素子を制御する第１の制
   御回路と、前記トランスの前記第２の出力巻線に少なく
   とも第２の整流ダイオードを介して接続された第２の平
   滑用コンデンサと、 前記第１の出力巻線と前記第１の整流ダイオードと前記
   第１の平滑用コンデンサとを含む閉回路中に接続された
   第２の制御素子と、 前記第１の負荷の電圧が前記第２の負荷の電圧の変化に
   対応して変化するように前記第２の制御素子を前記第２
   の負荷の電圧に基づいて制御するための第２の制御回路
   と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。 ［３］直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間にトランスの１次巻線
   を介して接続された第１の制御素子と、前記１次巻線に
   電磁結合されており且つ第１、第２及び第３の端子を有
   している２次巻線と、第１及び第２の負荷を接続するた
   めの第１及び第２の出力端子と、 前記２次巻線の前記第１及び第２の端子と前記第１及び
   第２の出力端子との間にそれぞれ接続された第１及び第
   ２の整流ダイオードと、 前記第１及び第２の出力端子と前記２次巻線の前記第３
   の端子との間にそれぞれ接続された第１及び第２の平滑
   用コンデンサと、 前記第１の出力端子と前記２次巻線の前記第３の端子と
   の間の第１の出力電圧が一定値になるように前記第１の
   出力電圧に基づいて前記第１の制御素子を制御する第１
   の制御回路と、 前記２次巻線の前記第１の端子と前記第１の平滑用コン
   デンサとの間において前記第１の整流ダイオードに直列
   に接続された第２の制御素子と、前記第２の出力端子の
   第２の出力電圧の変化に対応して前記第１の出力端子の
   前記第１の電圧が変化するように前記第２の出力電圧に
   基づいて前記第２の制御素子を制御する第２の制御回路
   とを備えていることを特徴とする安定化電源装置。 ［４］更に、前記トランスの前記１次巻線に電磁結合さ
   れた正帰還用駆動巻線を有し、前記駆動巻線によって前
   記第１の制御素子をオン・オフ駆動するように形成され
   ていることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の安
   定化電源装置。 ［５］直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１の制
   御素子とリアクトルと第１の平滑用コンデンサとから成
   る直列回路と、 前記リアクトルと前記第１の平滑用コンデンサとの直列
   回路に対して並列に接続された第１の整流用ダイオード
   と、 前記第１の平滑用コンデンサの電圧を第１の負荷に供給
   するための第１の出力端子と、 前記第１の出力端子の第１の出力電圧を一定にするよう
   に前記第１の出力電圧に基づいて前記第１の制御素子を
   制御する第１の制御回路と、前記リアクトルに電磁結合
   された出力巻線と、第２の負荷を接続するための第２の
   出力端子と、前記出力巻線と前記第２の出力端子との間
   に接続された第２の整流ダイオードと、 前記第２の負荷に対して並列に接続されている第２の平
   滑用コンデンサと、 前記第１の整流ダイオードに直列に接続された第２の制
   御素子と、 前記第２の出力端子の第２の出力電圧の変化に対応して
   前記第１の出力電圧が変化するように前記第２の出力電
   圧に基づいて前記第２の制御素子を制御する第２の制御
   回路と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。 ［６］請求項５記載の電源装置において、前記リアクト
   ルを前記直流電源と前記第１の制御素子との間に移し、
   前記リアクトルに更にエネルギー放出用巻線を電磁結合
   させ、このエネルギー放出用巻線を前記第１の整流ダイ
   オードに直列に接続したことを特徴とする安定化電源装
   置。 ［７］直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続されたリアクト
   ルと第１の制御素子とから成る直列回路と、 前記第１の制御素子に対して並列に接続された第１の整
   流ダイオードと第１の平滑用コンデンサとから成る第１
   の直列回路と、 前記第１の平滑用コンデンサの電圧を第１の負荷に供給
   するための第１の出力端子と、 前記第１の出力端子の第１の出力電圧を一定にするよう
   に前記第１の出力電圧に基づいて前記第１の制御素子を
   制御する第１の制御回路と、前記リアクトルに電磁結合
   された出力巻線と、第２の負荷を接続するための第２の
   出力端子と、前記出力巻線と前記第２の出力端子との間
   に接続された第２の整流ダイオードと、 前記第２の負荷に対して並列に接続されている第２の平
   滑用コンデンサと、 前記第１の整流ダイオードに直列に接続された第２の制
   御素子と、 前記第２の出力端子の第２の出力電圧の変化に対応して
   前記第１の出力電圧が変化するように前記第２の出力電
   圧に基づいて前記第２の制御素子を制御する第２の制御
   回路と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。 ［８］直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１の制
   御素子とリアクトルとから成る第１の直列回路と、 前記リアクトルに対して並列に接続された第２の制御素
   子と第１の整流ダイオードと第１の平滑用コンデンサと
   から成る第２の直列回路と、前記第１の平滑用コンデン
   サの電圧を第１の負荷に供給するための第１の出力端子
   と、 前記第１の出力端子の第１の出力電圧を一定にするよう
   に前記第１の出力電圧に基づいて前記第１の制御素子を
   制御する第１の制御回路と、前記リアクトルに電磁結合
   された出力巻線と、第２の負荷を接続するための第２の
   出力端子と、前記出力巻線と前記第２の出力端子との間
   に接続された第２の整流ダイオードと、 前記第２の負荷に対して並列に接続されている第２の平
   滑用コンデンサと、 前記第２の出力端子の第２の出力電圧の変化に対応して
   前記第１の出力電圧が変化するように前記第２の出力電
   圧に基づいて前記第２の制御素子を制御する第２の制御
   回路と を備えていることを特徴とする安定化電源装置。 ［９］前記第１の制御素子がスイッチング素子であるこ
   とを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１つに記載の
   安定化電源装置。 ［１０］前記第２の制御素子が可飽和リアクトルである
   ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１つに記載
   の安定化電源装置。 ［１１］前記可飽和リアクトルが制御巻線を有し、前記
   第２の制御回路が前記制御巻線に印加する電圧を制御す
   るものであることを特徴とする請求項１乃至１０のいず
   れか１つに記載の安定化電源装置。