JPH0458938A - 傾斜磁場発生装置 - Google Patents
傾斜磁場発生装置Info
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- JPH0458938A JPH0458938A JP2166915A JP16691590A JPH0458938A JP H0458938 A JPH0458938 A JP H0458938A JP 2166915 A JP2166915 A JP 2166915A JP 16691590 A JP16691590 A JP 16691590A JP H0458938 A JPH0458938 A JP H0458938A
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
- G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
- G01R33/38—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field
- G01R33/385—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field using gradient magnetic field coils
- G01R33/3852—Gradient amplifiers; means for controlling the application of a gradient magnetic field to the sample, e.g. a gradient signal synthesizer
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は、任意断面を撮影できる磁気共鳴イメージング
（ＭＲＩ）装置に使われる傾斜磁場アンプ装置に関する
。
（ＭＲＩ）装置に使われる傾斜磁場アンプ装置に関する
。
（従来の技術）
近年、スピン・エコー法に代わり超高速スキャンが可能
なエコー・プラナー・イメージング法が開発されている
。エコー・プラナー・イメージング法のパルスシーケン
スで読出し傾斜磁場を発生させる傾斜磁場アンプ装置の
従来例として、米国特許第４，６２８，２６４号に記載
の共振型傾斜磁場アンプ装置がある。この回路図を第１
８図に示す、電圧Ｖｉｎが電圧アンプ２ａ、２ｂを介し
て可変容量コンデンサ４に充電される。コンデンサ４の
端子間には双方向スイッチ６、傾斜磁場コイルの等個直
列抵抗８、そのインダクタンス１０からなる直列回路が
接続される。双方向スイッチ６が開放されている時、コ
ンデンサ４はアンプ２ａ、２ｂにより充電される。コン
デンサ４が充電されてから、スイッチ６が導通されると
、第１９図に示すような正弦波状の発振が開始される。
なエコー・プラナー・イメージング法が開発されている
。エコー・プラナー・イメージング法のパルスシーケン
スで読出し傾斜磁場を発生させる傾斜磁場アンプ装置の
従来例として、米国特許第４，６２８，２６４号に記載
の共振型傾斜磁場アンプ装置がある。この回路図を第１
８図に示す、電圧Ｖｉｎが電圧アンプ２ａ、２ｂを介し
て可変容量コンデンサ４に充電される。コンデンサ４の
端子間には双方向スイッチ６、傾斜磁場コイルの等個直
列抵抗８、そのインダクタンス１０からなる直列回路が
接続される。双方向スイッチ６が開放されている時、コ
ンデンサ４はアンプ２ａ、２ｂにより充電される。コン
デンサ４が充電されてから、スイッチ６が導通されると
、第１９図に示すような正弦波状の発振が開始される。
この時、コンデンサの端子電圧Ｖｃ （第１９図の実線
）は傾斜磁場コイル１０に流れる電流Ｉｃ（第１９図の
破線）より位相が９０°進んでいる。第２０図はスイッ
チ６のトリガ信号波形である。
）は傾斜磁場コイル１０に流れる電流Ｉｃ（第１９図の
破線）より位相が９０°進んでいる。第２０図はスイッ
チ６のトリガ信号波形である。
この従来例によれば、時間的に正弦波状に変化する電流
を傾斜磁場コイル１０に流すことができる。傾斜磁場コ
イルＩＯから発生される傾斜磁場はそこに流れる電流に
比例するので、正弦波状の傾斜磁場が発生される。
を傾斜磁場コイル１０に流すことができる。傾斜磁場コ
イルＩＯから発生される傾斜磁場はそこに流れる電流に
比例するので、正弦波状の傾斜磁場が発生される。
このような共振型傾斜磁場アンプ装置によりエコー・プ
ラナー・イメージング法を行なう場合の標準的なパルス
シーケンスを第２１図に示す。なお、第２２図はリニア
型のトランスコンダクタンスアンプ装置、または電流型
インバータによりエコー・プラナー・イメージング法を
行なう場合のパルスシーケンスを示す６ 第２１図に示すパルスシーケンスでは、スライス傾斜磁
場Ｇ５１ｉｃｅ、読出し傾斜磁場Ｇ ｒｅａｄ−ｏｕｔ
、エンコード傾斜磁場Ｇ ｅｎｃｏｄｅを傾斜磁場Ｇｘ
。
ラナー・イメージング法を行なう場合の標準的なパルス
シーケンスを第２１図に示す。なお、第２２図はリニア
型のトランスコンダクタンスアンプ装置、または電流型
インバータによりエコー・プラナー・イメージング法を
行なう場合のパルスシーケンスを示す６ 第２１図に示すパルスシーケンスでは、スライス傾斜磁
場Ｇ５１ｉｃｅ、読出し傾斜磁場Ｇ ｒｅａｄ−ｏｕｔ
、エンコード傾斜磁場Ｇ ｅｎｃｏｄｅを傾斜磁場Ｇｘ
。
Ｇｙ、Ｇｚにどう対応させても、アキシャル面、コロナ
ル面、またはサジタル面しか撮影できない。
ル面、またはサジタル面しか撮影できない。
例えば、Ｇ ｙ ＝ Ｇｒｅａｄ−ｏｕｔ、 Ｇ ｘ
＝ Ｇ ｅｎｃｏｄｅ。
＝ Ｇ ｅｎｃｏｄｅ。
Ｇｚ＝Ｇｓｌｉｃｅとすれば、アキシャル面が撮影でき
る。アキシャル面、コロナル面、サジタル面は第２３図
に示すように定義される。そして、第２４図、第２５図
にそれぞれ示すように、チルト角θ、スリュー角φを定
義する。すなわち、チルト角θはｙ軸を中心とした傾き
角であり、スリュー角φはｙ軸を中心とした傾き角であ
る。この角度θ、φを適切に設定することで任意断面が
指定できることがわかる。また、 チルト角θ＝０、ス
リュー角φ＝０の時の磁場強度Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚをそれ
ぞれＧｘｏ （ｔ）、Ｇｙｏ （ｔ）、Ｇｚｏ （ｔ）
とする。ｔはシーケンスの時刻を表わすものとする。先
ず、スリュー角φだけ回転し、次にチルト角θ回転した
ときの磁場強度Ｑｘ （ｔ）、Ｇ’ｊ（ｔ）、Ｇｚ （
ｔ）は次のように表わされる。
る。アキシャル面、コロナル面、サジタル面は第２３図
に示すように定義される。そして、第２４図、第２５図
にそれぞれ示すように、チルト角θ、スリュー角φを定
義する。すなわち、チルト角θはｙ軸を中心とした傾き
角であり、スリュー角φはｙ軸を中心とした傾き角であ
る。この角度θ、φを適切に設定することで任意断面が
指定できることがわかる。また、 チルト角θ＝０、ス
リュー角φ＝０の時の磁場強度Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚをそれ
ぞれＧｘｏ （ｔ）、Ｇｙｏ （ｔ）、Ｇｚｏ （ｔ）
とする。ｔはシーケンスの時刻を表わすものとする。先
ず、スリュー角φだけ回転し、次にチルト角θ回転した
ときの磁場強度Ｑｘ （ｔ）、Ｇ’ｊ（ｔ）、Ｇｚ （
ｔ）は次のように表わされる。
Ｇｘ（ｔ）＝ｓｉｎφ−Ｇｚｏ（ｔ） ＋ ｃｏｓφ−
Ｇｘｏ（ｔ） −（１）Ｇｙ（ｔ）＝ −５ｉｎｅ−
ｃｏｓφ・Ｇｚｏ（ｔ）＋ ｓｉｎθ・ｓｉｎφ−Ｇｘ
ｏ（ｔ）＋ ｃｏｓθ・Ｇｙｏ（ｔ） −（２
）Ｇｚ（ｔ） ＝Ｃ０Ｓθ−ｃｏｓφｏＧｚｏ（ｔ）
−ｃｏｓθ°ｓｉｎφ・Ｇｘｏ（ｔ）＋ｓｉｎθ−Ｇｙ
ｏ（ｔ） −（３）（１）〜（３）式から任意
断面（θ≠０．φ≠０）を撮影するためには、傾斜磁場
Ｇｘ、Ｇｙ。
Ｇｘｏ（ｔ） −（１）Ｇｙ（ｔ）＝ −５ｉｎｅ−
ｃｏｓφ・Ｇｚｏ（ｔ）＋ ｓｉｎθ・ｓｉｎφ−Ｇｘ
ｏ（ｔ）＋ ｃｏｓθ・Ｇｙｏ（ｔ） −（２
）Ｇｚ（ｔ） ＝Ｃ０Ｓθ−ｃｏｓφｏＧｚｏ（ｔ）
−ｃｏｓθ°ｓｉｎφ・Ｇｘｏ（ｔ）＋ｓｉｎθ−Ｇｙ
ｏ（ｔ） −（３）（１）〜（３）式から任意
断面（θ≠０．φ≠０）を撮影するためには、傾斜磁場
Ｇｘ、Ｇｙ。
Ｇｚの磁場波形がかなり複雑になることがわかる。
例えば、 φ＝π／４． θ＝π／４として、これら
を上式に代入して、さらにＧｘｏ （ｔ） ＝Ｇｅｎｃ
。
を上式に代入して、さらにＧｘｏ （ｔ） ＝Ｇｅｎｃ
。
ｄｅ、 Ｇｙ Ｃ１（ｔ） ＝Ｇｒｅａｄ−ｏｕｔ、
Ｇｚ ｏ （ｔ） ＝Ｇｓｌｉｃｅとすると、 （
４）−（３）式は次のように表わされる。
Ｇｚ ｏ （ｔ） ＝Ｇｓｌｉｃｅとすると、 （
４）−（３）式は次のように表わされる。
Ｇｘ（ｔ）＝ ０．７０７Ｇ ５ｌｉｃｅ（ｔ）＋ ０
．７０７Ｇｅｎｃｏｄｅ（ｔ）・・ （４） Ｇｙ（ｔ） ＝ −０，５Ｇ ｓｌ １ｃｅ（ｔ）＋
０．５Ｇ ｅｎｃｏｄｅ（ｔ）＋ ０．７０７Ｇ ｒｅ
ａｄ−ｏｕｔ（ｔ） −・・（５）Ｇｚ（ｔ）
＝ ０．５Ｇ ｓ ｌ １ｃｅ（ｔ） −０，５Ｇ ｅ
ｎｃｏｄｅ（ｔ）＋ ０．７０７Ｇ ｒｅａｄ−ｏｕｔ
（ｔ） ’−−− （６）（４）〜（６）式から
φ＝π／４．ｅ＝π／４の断面を撮影するためには、第
２６図のような磁場波形を発生しなくてはならないこと
がわかる。
．７０７Ｇｅｎｃｏｄｅ（ｔ）・・ （４） Ｇｙ（ｔ） ＝ −０，５Ｇ ｓｌ １ｃｅ（ｔ）＋
０．５Ｇ ｅｎｃｏｄｅ（ｔ）＋ ０．７０７Ｇ ｒｅ
ａｄ−ｏｕｔ（ｔ） −・・（５）Ｇｚ（ｔ）
＝ ０．５Ｇ ｓ ｌ １ｃｅ（ｔ） −０，５Ｇ ｅ
ｎｃｏｄｅ（ｔ）＋ ０．７０７Ｇ ｒｅａｄ−ｏｕｔ
（ｔ） ’−−− （６）（４）〜（６）式から
φ＝π／４．ｅ＝π／４の断面を撮影するためには、第
２６図のような磁場波形を発生しなくてはならないこと
がわかる。
しかし、共振型装置では、共振周波数はコンデンサの容
量を設定することによりパルスシーケンスが開始する前
に予め設定されるので、パルスシーケンスの実行中に変
えることは非常に困難である。
量を設定することによりパルスシーケンスが開始する前
に予め設定されるので、パルスシーケンスの実行中に変
えることは非常に困難である。
さらに、傾斜磁場コイルに流れる電流Ｉｃは電圧アンプ
の出力電圧により制御されるが、瞬時に変更することは
困難である。また、共振状態で動作するために、正弦波
状以外の傾斜磁場波形を出力することは困難である。以
上の理由から、第２６図に示すような傾斜磁場波形を第
１９図に示した構成のままで発生させることは不可能で
ある。すなわち、単純な共振型装置のままでは任意断面
（θ≠０．φ≠０）の撮影をすることが不可能である。
の出力電圧により制御されるが、瞬時に変更することは
困難である。また、共振状態で動作するために、正弦波
状以外の傾斜磁場波形を出力することは困難である。以
上の理由から、第２６図に示すような傾斜磁場波形を第
１９図に示した構成のままで発生させることは不可能で
ある。すなわち、単純な共振型装置のままでは任意断面
（θ≠０．φ≠０）の撮影をすることが不可能である。
なお、第２７図はリニア型のトランスコンダクタンスア
ンプ（入力が電圧で出力がそれに比例するリニア・アン
プ）によりφ＝π／４．θ＝π／４の断面を撮影する場
合の磁場波形図である。
ンプ（入力が電圧で出力がそれに比例するリニア・アン
プ）によりφ＝π／４．θ＝π／４の断面を撮影する場
合の磁場波形図である。
このように共振型傾斜磁場アンプ装置によりエコー・プ
ラナー・イメージング法を行なう場合は任意の断面を撮
影できない欠点があった。なお、リニア型のトランスコ
ンダクアンプ装置は第２７図に示すような波形の電流を
傾斜磁場コイルに流すことができるが、この装置は電源
効率が悪いので、非常に大型になる欠点がある。
ラナー・イメージング法を行なう場合は任意の断面を撮
影できない欠点があった。なお、リニア型のトランスコ
ンダクアンプ装置は第２７図に示すような波形の電流を
傾斜磁場コイルに流すことができるが、この装置は電源
効率が悪いので、非常に大型になる欠点がある。
また、従来の共振型アンプ装置では、Ｇ５１ｉｃｅ（１
）、Ｇ ｅｎｃｏｄｅ（ｔ）の最大強度１０ ｍ Ｔ
／ ｍｉｎ＋、一対して、読出し傾斜磁場Ｇ ｒｅａｄ
−ｏｕｔ（ｔ）は５０ｍＴ／ｍｉｎ程度となり、この強
力な読出し傾斜磁場Ｇ ｒｅａｄ−ｏｕｔ（ｔ）に伴っ
て超電導マグネット（こ起因する過電流補償ができない
という欠点もある。
）、Ｇ ｅｎｃｏｄｅ（ｔ）の最大強度１０ ｍ Ｔ
／ ｍｉｎ＋、一対して、読出し傾斜磁場Ｇ ｒｅａｄ
−ｏｕｔ（ｔ）は５０ｍＴ／ｍｉｎ程度となり、この強
力な読出し傾斜磁場Ｇ ｒｅａｄ−ｏｕｔ（ｔ）に伴っ
て超電導マグネット（こ起因する過電流補償ができない
という欠点もある。
さらに、エコー・プラナー・イメージング法の場合、被
検体がマグネットに入って５ｓる状態でシミングを行な
い静磁場を高精度で均一に調整することが不可欠である
５例えば、直径３００ｍｍの球状空間内で静磁場強度１
． ５テスラのとき、均一度Ｉ ９９ｍ以下にする必要
がある。そのため、通常、電流シムコイルを使うが、Ｇ
ｘ、Ｇｙ、Ｇｚの傾斜磁場コイルとの磁気的カップリン
グによりシムコイルに流れる電流が乱され、画質が低下
してしまう、これを避けるため、シムコイルＸ、 Ｙ
、 Ｚを使わずに、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚに定常的なオフ
セット直流電流を流して代用する方法がとられてｌ、％
る。
検体がマグネットに入って５ｓる状態でシミングを行な
い静磁場を高精度で均一に調整することが不可欠である
５例えば、直径３００ｍｍの球状空間内で静磁場強度１
． ５テスラのとき、均一度Ｉ ９９ｍ以下にする必要
がある。そのため、通常、電流シムコイルを使うが、Ｇ
ｘ、Ｇｙ、Ｇｚの傾斜磁場コイルとの磁気的カップリン
グによりシムコイルに流れる電流が乱され、画質が低下
してしまう、これを避けるため、シムコイルＸ、 Ｙ
、 Ｚを使わずに、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚに定常的なオフ
セット直流電流を流して代用する方法がとられてｌ、％
る。
しかしながら、単純な共振型傾斜磁場アンプ装置を使う
と、オフセット直流電流を流せないことから、シムコイ
ルＸ、 Ｙ、 Ｚを使わざるを得ず、傾斜磁場コイ
ル自体にアクティブ・シールド型の傾斜磁場コイル等を
用いる以外磁気的カップリングを避けられないという欠
点がある。
と、オフセット直流電流を流せないことから、シムコイ
ルＸ、 Ｙ、 Ｚを使わざるを得ず、傾斜磁場コイ
ル自体にアクティブ・シールド型の傾斜磁場コイル等を
用いる以外磁気的カップリングを避けられないという欠
点がある。
また、共振型アンプ装置では、読出し傾斜磁場Ｇ ｒｅ
ａｄ−ｏｕｔ（ｔ）が正弦波状の場合、ＭＲ信号収集時
にオーバサンプリングして補間する、もしくはサンプリ
ングを不等間隔に行なう等の補正処理が不可欠となり、
再構成が複雑になるという欠点もある。
ａｄ−ｏｕｔ（ｔ）が正弦波状の場合、ＭＲ信号収集時
にオーバサンプリングして補間する、もしくはサンプリ
ングを不等間隔に行なう等の補正処理が不可欠となり、
再構成が複雑になるという欠点もある。
（発明が解決しようとする課題）
本発明の目的はエコー・プラナー・イメージング法によ
り任意断面を撮影できる小型、軽量の傾斜磁場アンプ装
置を提供することである。
り任意断面を撮影できる小型、軽量の傾斜磁場アンプ装
置を提供することである。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
本発明の傾斜磁場アンプ装置は、所定波形の電流を出力
する第１のアンプと、第１のアンプの出力よりも低レベ
ルの任意波形の電流を出力する第２のアンプと、第１、
第２アンプの出力がそれぞれ供給されるバイファイラー
巻きの第１、第２巻き線からなる傾斜磁場コイルと、傾
斜磁場コイルと第１、第２アンプとの間に接続されるバ
イファイラー巻きのキャンセルコイルとを具備する。
する第１のアンプと、第１のアンプの出力よりも低レベ
ルの任意波形の電流を出力する第２のアンプと、第１、
第２アンプの出力がそれぞれ供給されるバイファイラー
巻きの第１、第２巻き線からなる傾斜磁場コイルと、傾
斜磁場コイルと第１、第２アンプとの間に接続されるバ
イファイラー巻きのキャンセルコイルとを具備する。
（作用）
本発明によれば、電源効率が異なり出力波形の異なる２
つのアンプの出力をバイファイラー巻きの傾斜磁場コイ
ルのそれぞれの巻き線に接続し、かつ傾斜磁場コイルに
キャンセルコイルを接続スることにより、アンプを大型
、重量化することなく、２つのアンプの出力の線形和に
比例した傾斜磁場を発生でき、その結果、エコー・プラ
ナー・イメージング法において任意断面を撮影できる傾
斜磁場アンプ装置が提供される。
つのアンプの出力をバイファイラー巻きの傾斜磁場コイ
ルのそれぞれの巻き線に接続し、かつ傾斜磁場コイルに
キャンセルコイルを接続スることにより、アンプを大型
、重量化することなく、２つのアンプの出力の線形和に
比例した傾斜磁場を発生でき、その結果、エコー・プラ
ナー・イメージング法において任意断面を撮影できる傾
斜磁場アンプ装置が提供される。
（実施例）
以下図面を参照して本発明による傾斜磁場アンプ装置の
実施例を説明する。第１図は第１実施例のブロック図で
ある１図示しないパルスシーケンスコントローラから共
振電流Ｉ ｏｕｔｌの振幅制御信号Ｅｉｎ、第２の電流
Ｉ ｏｕｔ２の波形制御信号が端子１２．１４にそれぞ
れ供給される。振幅制御信号（電圧信号）Ｅｉｎは電圧
アンプＡｌには直接、電圧アンプＡ２にはインバータ２
０を介して供給される。電圧アンプＡＩ、Ａ２の端子間
には共振用の可変容量コンデンサＣが接続される。コン
デンサＣの端子電圧Ｅｌ（ｃｃＥｉｎ）は電圧検出器２
４により検出され、加算器２６により振幅制御信号Ｅｉ
ｎに負帰還される。コンデンサＣにはトライアック等の
双方向スイッチＱｌ−Ｑ４からなるブリッジ回路が並列
に接続される。各双方向スイッチＱ１〜Ｑ４の制御端子
１６〜１９には図示せぬパルスシーケンスコントローラ
からのオン／オフ制御信号が供給される。各双方向スイ
ッチＱ１〜Ｑ４にはコンデンサと抵抗の直列回路からな
るスナバ回路が並列に接続されている。
実施例を説明する。第１図は第１実施例のブロック図で
ある１図示しないパルスシーケンスコントローラから共
振電流Ｉ ｏｕｔｌの振幅制御信号Ｅｉｎ、第２の電流
Ｉ ｏｕｔ２の波形制御信号が端子１２．１４にそれぞ
れ供給される。振幅制御信号（電圧信号）Ｅｉｎは電圧
アンプＡｌには直接、電圧アンプＡ２にはインバータ２
０を介して供給される。電圧アンプＡＩ、Ａ２の端子間
には共振用の可変容量コンデンサＣが接続される。コン
デンサＣの端子電圧Ｅｌ（ｃｃＥｉｎ）は電圧検出器２
４により検出され、加算器２６により振幅制御信号Ｅｉ
ｎに負帰還される。コンデンサＣにはトライアック等の
双方向スイッチＱｌ−Ｑ４からなるブリッジ回路が並列
に接続される。各双方向スイッチＱ１〜Ｑ４の制御端子
１６〜１９には図示せぬパルスシーケンスコントローラ
からのオン／オフ制御信号が供給される。各双方向スイ
ッチＱ１〜Ｑ４にはコンデンサと抵抗の直列回路からな
るスナバ回路が並列に接続されている。
双方向スイッチＱ３ Ｑ２の接続点がローパスフィル
タ （ＬＰＦ）２８を介してバイファイラー巻きの傾斜
磁場コイル３０の一方の巻き線Ｌｌ。
タ （ＬＰＦ）２８を介してバイファイラー巻きの傾斜
磁場コイル３０の一方の巻き線Ｌｌ。
ｒｌの一端に接続される。双方向スイッチＱＩ ＱＱ
− ４の接続点がＬＰＦ３２、バイファイラー巻きのキャン
セルコイル３４の一方の巻き線Ｌｌ、ｒｌ’を介して傾
斜磁場コイル３０の一方の巻き線Ｌｌ。
− ４の接続点がＬＰＦ３２、バイファイラー巻きのキャン
セルコイル３４の一方の巻き線Ｌｌ、ｒｌ’を介して傾
斜磁場コイル３０の一方の巻き線Ｌｌ。
ｒｌの他端に接続される。振幅制御端子１２、双方向ス
イッチＱ１〜Ｑ４の制御端子１６〜１９は読出し傾斜磁
場の発生に関する端子である。正弦波状の共振電流Ｉ
ｏｕｔｌを発生させるためには、双方向スイッチＱｌ、
Ｑ２をオン、Ｑ３．Ｑ４をオフ（または、Ｑｌ、Ｑ２を
オフ、Ｑ３．Ｑ４をオン）させる。そして、共振を停止
させるためには、１ ｏｕｔｌ＝ Ｏとなるタイミング
で、ＱＩ Ｑ２をオフ（またはＱ３．Ｑ４をオフ）さ
せる。このように、アンプＡＩ、Ａ、２、コンデンサＣ
、スイッチＱｌ−Ｑ４が共振型アンプを構成する。
イッチＱ１〜Ｑ４の制御端子１６〜１９は読出し傾斜磁
場の発生に関する端子である。正弦波状の共振電流Ｉ
ｏｕｔｌを発生させるためには、双方向スイッチＱｌ、
Ｑ２をオン、Ｑ３．Ｑ４をオフ（または、Ｑｌ、Ｑ２を
オフ、Ｑ３．Ｑ４をオン）させる。そして、共振を停止
させるためには、１ ｏｕｔｌ＝ Ｏとなるタイミング
で、ＱＩ Ｑ２をオフ（またはＱ３．Ｑ４をオフ）さ
せる。このように、アンプＡＩ、Ａ、２、コンデンサＣ
、スイッチＱｌ−Ｑ４が共振型アンプを構成する。
波形制御信号が供給される端子１４が入力電圧に比例す
る電流を出力するリニア型のトランスコンダクタンスア
ンプＧｍ２に接続される。 トランスコンダクタンスア
ンプＧｍ２の出力電流１ ｏｕｔ２がＬＰＦ３８、キャ
ンセルコイル３４の他方の巻き線Ｌ２″、ｒ２′を介し
て傾斜磁場コイル３０の他方の巻き線Ｌ２．ｒ２に供給
され、さらにＬＰＦ４０を介して接地される。ＬＰＦ２
８． ３２，３８．４０は共鳴周波数付近でのノイズを
カットするためのものであり、傾斜磁場アンプの動作周
波数付近ではその影響は無視できる。波形制御端子１４
はエンコード、およびスライスの傾斜磁場発生に関する
端子であ。
る電流を出力するリニア型のトランスコンダクタンスア
ンプＧｍ２に接続される。 トランスコンダクタンスア
ンプＧｍ２の出力電流１ ｏｕｔ２がＬＰＦ３８、キャ
ンセルコイル３４の他方の巻き線Ｌ２″、ｒ２′を介し
て傾斜磁場コイル３０の他方の巻き線Ｌ２．ｒ２に供給
され、さらにＬＰＦ４０を介して接地される。ＬＰＦ２
８． ３２，３８．４０は共鳴周波数付近でのノイズを
カットするためのものであり、傾斜磁場アンプの動作周
波数付近ではその影響は無視できる。波形制御端子１４
はエンコード、およびスライスの傾斜磁場発生に関する
端子であ。
傾斜磁場コイル３０の両巻き線に流れる電流１ ｏｕｔ
ｌ、 Ｉ ｏｕｔ２の波形をそれぞれ第２図（ａ）、
（ｂ）に示す。
ｌ、 Ｉ ｏｕｔ２の波形をそれぞれ第２図（ａ）、
（ｂ）に示す。
第３図は傾斜磁場コイル３０、キャンセルコイル３４の
詳細を示す６ 本実施例では、電圧アンプＡＩ、Ａ２、
コンデンサＣからなる共振型のアンプ装置の出力とリニ
ア型のトランスコンダクタンスアンプ３６の出力とを傾
斜磁場波形として結合するために、傾斜磁場コイル３０
としてはバイファイラー巻きのコイルを用いている。バ
イファイラー巻きとは第３図に示すように、 ２本の導
線（図示太線と細線）を線間の絶縁を保ったまま１本に
束ね、 １本の導線のごとくコイルを巻くことである。
詳細を示す６ 本実施例では、電圧アンプＡＩ、Ａ２、
コンデンサＣからなる共振型のアンプ装置の出力とリニ
ア型のトランスコンダクタンスアンプ３６の出力とを傾
斜磁場波形として結合するために、傾斜磁場コイル３０
としてはバイファイラー巻きのコイルを用いている。バ
イファイラー巻きとは第３図に示すように、 ２本の導
線（図示太線と細線）を線間の絶縁を保ったまま１本に
束ね、 １本の導線のごとくコイルを巻くことである。
第３図はＧｚの場合の傾斜磁場コイル３ｏを示す。
二二で、第４図に示すように、傾斜磁場コイル３０を単
にバイファイラー巻きにしただけでは、電圧アンプ１６
の出力電流ＩＩに起因する誘導起電力−Ｍ（ｄ１１／ｄ
ｔ）が巻き線Ｌ２．ｒ２偏に発生してしまう。例えば、
１１岬８５０Ａ、立ち上がり時間ｔ ｒｉｓｅ社０．
ＩＸ １０−”ｓｅｃ、Ｍ＝ ｋ−Ｌ １＋＝；０．７
Ｘ６００Ｘ １Ｏ−６Ｈとすれば、誘導起電力の絶対値
１−Ｍ（ｄｚ／ａｔ）Ｉは約３５７０ Ｖにもなってし
まう。
にバイファイラー巻きにしただけでは、電圧アンプ１６
の出力電流ＩＩに起因する誘導起電力−Ｍ（ｄ１１／ｄ
ｔ）が巻き線Ｌ２．ｒ２偏に発生してしまう。例えば、
１１岬８５０Ａ、立ち上がり時間ｔ ｒｉｓｅ社０．
ＩＸ １０−”ｓｅｃ、Ｍ＝ ｋ−Ｌ １＋＝；０．７
Ｘ６００Ｘ １Ｏ−６Ｈとすれば、誘導起電力の絶対値
１−Ｍ（ｄｚ／ａｔ）Ｉは約３５７０ Ｖにもなってし
まう。
同様に、リニアアンプ３６の出力電流■２に起因する誘
導起電力−Ｍ（ｄＩ２／ｄｔ）が巻き線Ｌｌ。
導起電力−Ｍ（ｄＩ２／ｄｔ）が巻き線Ｌｌ。
ｒｌ側に発生する。Ｉ２＃１７０Ａ、ｔｒｉｓｅ＃０．
１Ｘ１０づｓｅｅ、Ｍ ＋！＝Ｆ４．２Ｘ １０−’
Ｈとすれば、この起電力の絶対値は約７１４Ｖになる。
１Ｘ１０づｓｅｅ、Ｍ ＋！＝Ｆ４．２Ｘ １０−’
Ｈとすれば、この起電力の絶対値は約７１４Ｖになる。
そのため、このままでは、電圧アンプＡＩ、Ａ２にダメ
ージを与えたり、トランスコンダクタンスアンプＧｍ２
が破壊される可能性があるので、実現は難しい。
ージを与えたり、トランスコンダクタンスアンプＧｍ２
が破壊される可能性があるので、実現は難しい。
そこで、本実施例では、第５図に示すようにバイファイ
ラー巻きのキャンセルコイル３４を傾斜磁場コイル３０
に直列に接続する。キャンセルコイル３０の作用をわか
りやすく、かつ定量的に説明するために、第５図を第６
図のように書き直す。
ラー巻きのキャンセルコイル３４を傾斜磁場コイル３０
に直列に接続する。キャンセルコイル３０の作用をわか
りやすく、かつ定量的に説明するために、第５図を第６
図のように書き直す。
なお、第６図では一般化するために第５図の左側の共振
型アンプＡＩ、Ａ２．Ｃの代わりにトランスコンダクタ
ンスアンプＧＩＩｌｌを用いている。第６図から次の関
係が得られる。
型アンプＡＩ、Ａ２．Ｃの代わりにトランスコンダクタ
ンスアンプＧＩＩｌｌを用いている。第６図から次の関
係が得られる。
１１・ｒｌ＋１１− ｒｌ’
＝Ｅ１−Ｌｌ （ｄ Ｉ １／ｄ ｔ） −Ｌｌ’ （
ｄ Ｉ １／ｄ ｔ）−Ｍ （ｄ Ｉ２／ｄ ｔ） ＋
Ｍ’ （ｄ Ｉ２／ｄ ｔ）・・・（７） 工２・ｒ２＋Ｉ２・ｒ２’ ＝Ｅ２−Ｌ２ （ｄ Ｉ ２／ｄ ｔ） −Ｌ２’ （
ｄ Ｉ ２／ａ ｔ）−Ｍ （ｄ Ｉ １／ｄ ｔ）
＋Ｍ″（ｄＩｌ／ｄｔ）・・・（８） ここで、キャンセルコイル３４のインダクタンスを調整
し、Ｍ＝Ｍ’とすると、 （７）、 （８）式は次の
ように表わされる。
ｄ Ｉ １／ｄ ｔ）−Ｍ （ｄ Ｉ２／ｄ ｔ） ＋
Ｍ’ （ｄ Ｉ２／ｄ ｔ）・・・（７） 工２・ｒ２＋Ｉ２・ｒ２’ ＝Ｅ２−Ｌ２ （ｄ Ｉ ２／ｄ ｔ） −Ｌ２’ （
ｄ Ｉ ２／ａ ｔ）−Ｍ （ｄ Ｉ １／ｄ ｔ）
＋Ｍ″（ｄＩｌ／ｄｔ）・・・（８） ここで、キャンセルコイル３４のインダクタンスを調整
し、Ｍ＝Ｍ’とすると、 （７）、 （８）式は次の
ように表わされる。
（Ｌ１＋Ｌ１’）（ｄ１１／ｄｔ）＋ｌ１（ｒｌ＋ｒｌ
’）＝Ｅ１ ・・・（９
）（Ｌ２＋Ｌ２’） （ｄ Ｉ２／ｄ ｔ）＋ Ｉ２
（ｒ２＋ ｒ２’）＝Ｅ２
・・・ （１０）（９）、 （１０
）式を図示すると第７図のようになる。すなわち、キャ
ンセルコイル３４の相互インダクタンスＭ′を傾斜磁場
コイル３０の相互インダクタンスＭと等しくなるように
調整することにより、 トランスコンダクタンスアンプ
Ｇｍｌにはインダクタンス（Ｌｌ＋Ｌ１″）、抵抗（ｒ
ｌ＋ｒ１′）のみからなる負荷が接続されていることと
等価になる。同様に、 トランスコンダクタンスアンプ
Ｇｍ２については、インダクタンス（Ｌ２＋Ｌ２″）、
抵抗（ｒ２＋ｒ２’）のみからなる負荷が接続されてい
ることと等価になる。このように、キャンセルコイル３
４により誘導起電力の影響が補償される。なお、キャン
セルコイルの構造としては、鉄芯でも実用上はほとんど
問題を生じないが、磁気飽和の面から空芯とすることが
望ましい。
’）＝Ｅ１ ・・・（９
）（Ｌ２＋Ｌ２’） （ｄ Ｉ２／ｄ ｔ）＋ Ｉ２
（ｒ２＋ ｒ２’）＝Ｅ２
・・・ （１０）（９）、 （１０
）式を図示すると第７図のようになる。すなわち、キャ
ンセルコイル３４の相互インダクタンスＭ′を傾斜磁場
コイル３０の相互インダクタンスＭと等しくなるように
調整することにより、 トランスコンダクタンスアンプ
Ｇｍｌにはインダクタンス（Ｌｌ＋Ｌ１″）、抵抗（ｒ
ｌ＋ｒ１′）のみからなる負荷が接続されていることと
等価になる。同様に、 トランスコンダクタンスアンプ
Ｇｍ２については、インダクタンス（Ｌ２＋Ｌ２″）、
抵抗（ｒ２＋ｒ２’）のみからなる負荷が接続されてい
ることと等価になる。このように、キャンセルコイル３
４により誘導起電力の影響が補償される。なお、キャン
セルコイルの構造としては、鉄芯でも実用上はほとんど
問題を生じないが、磁気飽和の面から空芯とすることが
望ましい。
ＬＰＦ２８．３礼 ３８．４０は共振型傾斜磁場アンプ
の共振周波数にはほとんど影響を与えず、また、双方向
スイッチＱ１〜Ｑ４のオン抵抗も傾斜磁場コイルの抵抗
分よりも小さいので無視できる。このため、共振型傾斜
磁場アンプの原理図は第８図に示すようになる。このと
きの共振角周波数ω０は次のように表わされる。
の共振周波数にはほとんど影響を与えず、また、双方向
スイッチＱ１〜Ｑ４のオン抵抗も傾斜磁場コイルの抵抗
分よりも小さいので無視できる。このため、共振型傾斜
磁場アンプの原理図は第８図に示すようになる。このと
きの共振角周波数ω０は次のように表わされる。
ωｏ＝１／ Ｌｌ＋Ｌ１’）Ｃ−（ｌ ｌ）ここで
、 Ｉ ｏ＝Ｅｌ／ （（Ｌｌ＋Ｌｌ’）／Ｃ（ｒｌ＋ｒｌ
’））・・・ （１２） Ｉ ｏｕｔｌ＝Ｑ Ｉ ｏ
−（１３）Ｑ＝ωｏ （Ｌｌ＋Ｌ１’）／
（ｒｌ＋ｒｌ’）・・・ （１４） であるので、 （１３）式に（１２） （１４）式
を代入すると、共振電流１ ｏｕｔｌは次のように表わ
される。
、 Ｉ ｏ＝Ｅｌ／ （（Ｌｌ＋Ｌｌ’）／Ｃ（ｒｌ＋ｒｌ
’））・・・ （１２） Ｉ ｏｕｔｌ＝Ｑ Ｉ ｏ
−（１３）Ｑ＝ωｏ （Ｌｌ＋Ｌ１’）／
（ｒｌ＋ｒｌ’）・・・ （１４） であるので、 （１３）式に（１２） （１４）式
を代入すると、共振電流１ ｏｕｔｌは次のように表わ
される。
１ｏｕｔｌ＝ Ｃ／ （ＬＩ＋Ｌ１’）） ・
Ｅｌ・・・（１５） （１５）式から、傾斜磁場コイル３０に流れる電流Ｉ
ｏｕｔｌは電圧Ｅｌ、すなわち、電圧アンプＡＩ。
Ｅｌ・・・（１５） （１５）式から、傾斜磁場コイル３０に流れる電流Ｉ
ｏｕｔｌは電圧Ｅｌ、すなわち、電圧アンプＡＩ。
Ａ２の出力電圧で制御できることがわかる。そして、Ｅ
ｌを制御するために、電圧検出器２４が設けられ、電圧
アンプＡｌの入力側に負帰還されている。
ｌを制御するために、電圧検出器２４が設けられ、電圧
アンプＡｌの入力側に負帰還されている。
一般に、導線の周りに発生する磁場は導線に流れる電流
に比例することから、２つの巻き線がバイファイラー巻
きに巻かれた傾斜磁場コイル３０が発生する傾斜磁場波
形はそれぞれの巻き線に流れる電流Ｉ ｏｕｔｌ、
Ｉ ｏｕｔ２の単純な線形和に比例する。このため、第
２図（ａ）、 （ｂ）に示す電流波形を加算すること
により、第９図に示すような傾斜磁場波形が得られる。
に比例することから、２つの巻き線がバイファイラー巻
きに巻かれた傾斜磁場コイル３０が発生する傾斜磁場波
形はそれぞれの巻き線に流れる電流Ｉ ｏｕｔｌ、
Ｉ ｏｕｔ２の単純な線形和に比例する。このため、第
２図（ａ）、 （ｂ）に示す電流波形を加算すること
により、第９図に示すような傾斜磁場波形が得られる。
これにより、第１図の傾斜磁場アンプ装置は第２７図に
示すような磁場波形を発生できることがわかる。この結
果、本実施例によれば、共振型のアンプとリニア型のア
ンプとを組み合わせることにより、装置を大型化、重量
化することなく、エコー・プラナー・イメージング法に
おいて任意断面を撮影できる傾斜磁場アンプ装置が提供
される。ここで、Ｇｙ （ｔ）、Ｇｚ （ｔ）をそれぞ
れ第１図の回路を用いて発生させ、Ｇｘ （ｔ）はリニ
ア型のトランスコンダクタンスアンプＧｍ２で発生させ
る。
示すような磁場波形を発生できることがわかる。この結
果、本実施例によれば、共振型のアンプとリニア型のア
ンプとを組み合わせることにより、装置を大型化、重量
化することなく、エコー・プラナー・イメージング法に
おいて任意断面を撮影できる傾斜磁場アンプ装置が提供
される。ここで、Ｇｙ （ｔ）、Ｇｚ （ｔ）をそれぞ
れ第１図の回路を用いて発生させ、Ｇｘ （ｔ）はリニ
ア型のトランスコンダクタンスアンプＧｍ２で発生させ
る。
なお、 トランスコンダクタンスアンプＧｍ２は第９図
に示すようにオフセット電流を流すことができるので、
ｘ、 ｙ、 ｚの１次シムコイルが不要となる。
１次シムコイルの省略は傾斜磁場コイルとの磁気的カッ
プリングの発生の防止にもつながる。
に示すようにオフセット電流を流すことができるので、
ｘ、 ｙ、 ｚの１次シムコイルが不要となる。
１次シムコイルの省略は傾斜磁場コイルとの磁気的カッ
プリングの発生の防止にもつながる。
また、一般に、傾斜磁場コイルがアクティブ・シールド
型になっていない場合、傾斜磁場コイルからの磁束の漏
れに起因する渦電流を補償する必要があり、その補償を
避けるためにも傾斜磁場コイルとしては主コイルとスク
リーンコイルに流す電流が１対ｌとなるアクティブ・シ
ールド型の傾斜磁場コイルを使うことが望ましい。しか
し、このようなコイルにしても、工作精度等に起因する
不完全性から実用上は渦電流補償が若干は必要である。
型になっていない場合、傾斜磁場コイルからの磁束の漏
れに起因する渦電流を補償する必要があり、その補償を
避けるためにも傾斜磁場コイルとしては主コイルとスク
リーンコイルに流す電流が１対ｌとなるアクティブ・シ
ールド型の傾斜磁場コイルを使うことが望ましい。しか
し、このようなコイルにしても、工作精度等に起因する
不完全性から実用上は渦電流補償が若干は必要である。
すなわち、第１０図（ｂ）に示すように渦電流により磁
場波形Ｇ （ｔ）は電流波形１ （ｔ）（第１０図（
ａ））に比べて若干波形がなまる。
場波形Ｇ （ｔ）は電流波形１ （ｔ）（第１０図（
ａ））に比べて若干波形がなまる。
そのため、第１１図（ａ）に示すように電流波形Ｉ
（ｔ）にプリエンファシスをかけておけば、第１１図（
ｂ）に示すように磁場波形Ｇ （ｔ）は所望の波形とな
る。 トランスコンダクタンスアンプＧｍ２は任意の波
形の電流を出力できるので、このようなプリエンファシ
スも容易に実現できる。
（ｔ）にプリエンファシスをかけておけば、第１１図（
ｂ）に示すように磁場波形Ｇ （ｔ）は所望の波形とな
る。 トランスコンダクタンスアンプＧｍ２は任意の波
形の電流を出力できるので、このようなプリエンファシ
スも容易に実現できる。
また、共振型傾斜磁場アンプにおいては、電圧アンプＡ
ｌ、Ａ２の出力電圧の最大値はパルスシーケンスが開始
する前にパルスシーケンスコントローラにより予め設定
されるので、電圧アンプＡＩ。
ｌ、Ａ２の出力電圧の最大値はパルスシーケンスが開始
する前にパルスシーケンスコントローラにより予め設定
されるので、電圧アンプＡＩ。
Ａ２内部の電源電圧を可変にしておいて、内部損失を減
らすプレ・レギュレータ回路とすることが望ましい、そ
の理由はエコー・プラナー・イメージング法で収集され
るＭＲ倍信号周波数帯域は約３００ＫＨｚ程度もあるの
で、出力電圧の電圧リップルが信号帯域外になければ、
ＭＲ倍信号変調され、画像が再構成された場合、アーチ
ファクトになってしまうからである。そのため、電圧ア
ンプＡｌ、Ａ２のそれぞれは第１４図に示すようにコン
バータを含み、最終段をリニア・アンプ構成とすること
で、電源電圧変動除去機能を持たせることができ、出力
電圧のリップルが抑制される。第１４図で、Ａｏはドラ
イバアンプである。コンデンサと傾斜磁場コイルの部分
は共振時（ＬＣω０２ ＝＝１）は抵抗（Ｌ／Ｃｒ）と
等価となる。
らすプレ・レギュレータ回路とすることが望ましい、そ
の理由はエコー・プラナー・イメージング法で収集され
るＭＲ倍信号周波数帯域は約３００ＫＨｚ程度もあるの
で、出力電圧の電圧リップルが信号帯域外になければ、
ＭＲ倍信号変調され、画像が再構成された場合、アーチ
ファクトになってしまうからである。そのため、電圧ア
ンプＡｌ、Ａ２のそれぞれは第１４図に示すようにコン
バータを含み、最終段をリニア・アンプ構成とすること
で、電源電圧変動除去機能を持たせることができ、出力
電圧のリップルが抑制される。第１４図で、Ａｏはドラ
イバアンプである。コンデンサと傾斜磁場コイルの部分
は共振時（ＬＣω０２ ＝＝１）は抵抗（Ｌ／Ｃｒ）と
等価となる。
電源電圧の設定値をどのように決めればよいがを求める
ために、コンバータのエネルギ損失を無視した場合の等
価回路を第１２図に示す。第１２図の構成における最終
段の出力電圧Ｅ５（その最大値をＥ５ｍとする）、出力
電流Ｉ５（その最大値をＩｍ５とする）、 トランジス
タＱ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ ＣＥ５、トラン
ジスタＱ５のコレクタ電流Ｉ Ｃ５、トランジスタＱ５
．Ｑ６での損失Ｐｃ５（＝ＶＣＥ５− ＩＣ５）、
Ｐｃ６ （＝ＶＣＥ６− ＩＣ６） ’ｊ：第１３図（
ａ）〜（ｆ）にそれぞれ示す。コンバータでのエネルギ
損失は少ないので、無視する。周期を２π／ω０とする
と、平均トータル損失π下−丁■王７コは次のように表
わされる。
ために、コンバータのエネルギ損失を無視した場合の等
価回路を第１２図に示す。第１２図の構成における最終
段の出力電圧Ｅ５（その最大値をＥ５ｍとする）、出力
電流Ｉ５（その最大値をＩｍ５とする）、 トランジス
タＱ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ ＣＥ５、トラン
ジスタＱ５のコレクタ電流Ｉ Ｃ５、トランジスタＱ５
．Ｑ６での損失Ｐｃ５（＝ＶＣＥ５− ＩＣ５）、
Ｐｃ６ （＝ＶＣＥ６− ＩＣ６） ’ｊ：第１３図（
ａ）〜（ｆ）にそれぞれ示す。コンバータでのエネルギ
損失は少ないので、無視する。周期を２π／ω０とする
と、平均トータル損失π下−丁■王７コは次のように表
わされる。
７下＝ （２／ （２π／ω０） ）
＝（４Ｖｏ−ｙｃＥ５ｍ）ＩＣ５ｍ／２ｘ ・・・
（１６）（ただし、 Ｏ≦Ｅ５ｍ≦Ｖｏ） ピーク出力電圧Ｅ５ｍ、ピーク出力電流Ｉ Ｃ５ｍはバ
ルスシーケンスが開始する前に一意的に決まるので、電
圧アンプ全体の電力損失のほとんどを決める最終段の平
均トータル損失を最小にするためには、電源電圧Ｖｏ＝
Ｅ５ｍとすればよいことがわかる。実際には、コレクタ
・エミッタ間飽和電圧とマージン分の電圧のため、少し
高目の電源電圧に設定する必要がある。
（１６）（ただし、 Ｏ≦Ｅ５ｍ≦Ｖｏ） ピーク出力電圧Ｅ５ｍ、ピーク出力電流Ｉ Ｃ５ｍはバ
ルスシーケンスが開始する前に一意的に決まるので、電
圧アンプ全体の電力損失のほとんどを決める最終段の平
均トータル損失を最小にするためには、電源電圧Ｖｏ＝
Ｅ５ｍとすればよいことがわかる。実際には、コレクタ
・エミッタ間飽和電圧とマージン分の電圧のため、少し
高目の電源電圧に設定する必要がある。
このため、実際には、第１４図に示すように直流電源電
圧±Ｖｏは出力電圧可変のコンバータ４４により発生さ
せている。コンバータ４４は高効率でリップルが小さい
ものが好ましい。コンバータ４４の制御信号４６はマー
ジンを見込んで、例えばＶｏ＃１． ５Ｅ５ｍとするよ
うに設定される。
圧±Ｖｏは出力電圧可変のコンバータ４４により発生さ
せている。コンバータ４４は高効率でリップルが小さい
ものが好ましい。コンバータ４４の制御信号４６はマー
ジンを見込んで、例えばＶｏ＃１． ５Ｅ５ｍとするよ
うに設定される。
これにより、電圧アンプ内での電力損失を極力抑えるこ
とができる。
とができる。
以上説明したように第１実施例によれば、共振型のアン
プの出力とリニア型のアンプの出力とをバイファイラー
巻きの傾斜磁場コイルのそれぞれの巻き線に供給し、傾
斜磁場コイルにキャンセルコイルを接続することにより
、両アンプの出力の線形和に比例する傾斜磁場を発生す
ることができ、これによりエコー・プラナー・イメージ
ング法において任意断面を撮影できる小型、軽量の傾斜
磁場アンプ装置が提供される。
プの出力とリニア型のアンプの出力とをバイファイラー
巻きの傾斜磁場コイルのそれぞれの巻き線に供給し、傾
斜磁場コイルにキャンセルコイルを接続することにより
、両アンプの出力の線形和に比例する傾斜磁場を発生す
ることができ、これによりエコー・プラナー・イメージ
ング法において任意断面を撮影できる小型、軽量の傾斜
磁場アンプ装置が提供される。
次に第２実施例を説明する。第１５図は第２実施例のブ
ロック図である。第２実施例は第１実施例の共振型アン
プの代わりに電流型インバータを用いたものであり、他
の構成は第１実施例と同一である。第１６図（ａ）、
（ｂ）は傾斜磁場コイル３０の両巻き線に流れる電流
Ｉ ｏｕｔｌ、 Ｉ ｏｕｔ２の波形を示す。電流型
インバータを用いた場合は、ＭＲ倍信号収集中は読出し
傾斜磁場が一定となるため、共振型アンプを用いた場合
に必要であったＭＲ倍信号不等間隔サンプリング、また
はオーバーサンプリング後の補間が不要となる。すなわ
ち、通常の等間隔サンプリングで済むという利点がある
。
ロック図である。第２実施例は第１実施例の共振型アン
プの代わりに電流型インバータを用いたものであり、他
の構成は第１実施例と同一である。第１６図（ａ）、
（ｂ）は傾斜磁場コイル３０の両巻き線に流れる電流
Ｉ ｏｕｔｌ、 Ｉ ｏｕｔ２の波形を示す。電流型
インバータを用いた場合は、ＭＲ倍信号収集中は読出し
傾斜磁場が一定となるため、共振型アンプを用いた場合
に必要であったＭＲ倍信号不等間隔サンプリング、また
はオーバーサンプリング後の補間が不要となる。すなわ
ち、通常の等間隔サンプリングで済むという利点がある
。
電流型インバータの詳細を説明する。チョークコイル４
８としては、インダクタンスを高めるために鉄心、また
はトロイダルコアを用いることが必要である。
８としては、インダクタンスを高めるために鉄心、また
はトロイダルコアを用いることが必要である。
さらに、電流型インバータに用いられるトランスコンダ
クタンスアンプＧｍｌも第１実施例と同様に出力電流の
電流リップルを抑え、電力損失を最小にするために、プ
レ・レギュレータ回路により構成することが望ましい、
トランスコンダクタンスアンプＧｍｌの出力電流はパ
ルスシーケンスが開始する前に、パルスシーケンスコン
トローラにより予め設定され、しかも、出力側にチョー
クコイルＬｏ （＞＞Ｌｌ、 Ｌ２）が入っているの
で、撮影中にスイッチング素子Ｑ７〜ＱＩＯをオン／オ
フしても大幅に変動することがなく、定電流特性を保つ
ために固定の高い電源電圧を持つ必要はない。
クタンスアンプＧｍｌも第１実施例と同様に出力電流の
電流リップルを抑え、電力損失を最小にするために、プ
レ・レギュレータ回路により構成することが望ましい、
トランスコンダクタンスアンプＧｍｌの出力電流はパ
ルスシーケンスが開始する前に、パルスシーケンスコン
トローラにより予め設定され、しかも、出力側にチョー
クコイルＬｏ （＞＞Ｌｌ、 Ｌ２）が入っているの
で、撮影中にスイッチング素子Ｑ７〜ＱＩＯをオン／オ
フしても大幅に変動することがなく、定電流特性を保つ
ために固定の高い電源電圧を持つ必要はない。
ここで、スイッチング素子Ｑ７〜ＱＩＯとしてはサイリ
スタ、 ＧＴ○等が用いられる。なお、 Ｃ。
スタ、 ＧＴ○等が用いられる。なお、 Ｃ。
は転流コンデンサである。
第１７図にトランスコンダクタンスアンプＧｍｌ。
Ｇｍ２の詳細を示す。ここで、 トランジスタＱｌｌ。
Ｑ１２のコレクタ・エミッタ間飽和電圧をＶＣＥ（ｓａ
ｔ）、スイッチング素子Ｑ７〜ＱＩＯのオン電圧をＶＴ
、チョークコイルＬＯの直流抵抗をｒｏ、傾斜磁場コイ
ルとキャンセルコイルのトータルの直流抵抗をｒとする
と、次式が成り立つ。
ｔ）、スイッチング素子Ｑ７〜ＱＩＯのオン電圧をＶＴ
、チョークコイルＬＯの直流抵抗をｒｏ、傾斜磁場コイ
ルとキャンセルコイルのトータルの直流抵抗をｒとする
と、次式が成り立つ。
Ｖ ｏｍｉｎ＝ＶｃＥ（ｓａｔ）＋ ２ ＶＴ＋ Ｉ
ｏｕｔｌ （ｒ ｏ 十ｒ）・・・（１７） Ｖｏ＝ＶＣＥ＋２ＶＴ＋Ｉｏｕｔｌ （ｒｏ＋ｒ）・・
（１８） （ただし、Ｖｏ≧Ｖｏｍｉｎ） トランスコンダクタンスアンプの内部 損失のほとんどは最終段トランジスタでの損失Ｐｃ ＝
ＶＣＥ−Ｉ ｏｕｔｌで決ってしまうため、ＶＣＥを極
力小さく （すなわち、電源電圧Ｖｏを極力低く）して
おけば、電力損失を減らすことができることがわかる。
ｏｕｔｌ （ｒ ｏ 十ｒ）・・・（１７） Ｖｏ＝ＶＣＥ＋２ＶＴ＋Ｉｏｕｔｌ （ｒｏ＋ｒ）・・
（１８） （ただし、Ｖｏ≧Ｖｏｍｉｎ） トランスコンダクタンスアンプの内部 損失のほとんどは最終段トランジスタでの損失Ｐｃ ＝
ＶＣＥ−Ｉ ｏｕｔｌで決ってしまうため、ＶＣＥを極
力小さく （すなわち、電源電圧Ｖｏを極力低く）して
おけば、電力損失を減らすことができることがわかる。
次に、電流型インバータの動作の概要を説明する。先ず
、スイッチング素子Ｑ７．ＱＩＯがオン、スイッチング
素子Ｑ８．Ｑ９がオフ（または、Ｑ８、Ｑ９がオン、Ｑ
７．Ｑｌｏがオフでもよい）にセットされる。この状態
で、 トランスコンダクタンスアンプは制御信号にした
がって出力電流ニー詔− ｏｕｔｌを一定値になるように制御する。これで、パル
スシーケンスの開始前の準備が終了する。撮影が始まる
と、パルスシーケンスコントローラによりスイッチング
素子Ｑ７．Ｑ８をオン、Ｑ９．ＱｌＯをオフ（または、
Ｑ９．ＱＩＯをオン、Ｑ７゜Ｑ８をオフ）する制御信号
が供給され、傾斜磁場コイル３０に流れる電流が正負に
繰り返される。
、スイッチング素子Ｑ７．ＱＩＯがオン、スイッチング
素子Ｑ８．Ｑ９がオフ（または、Ｑ８、Ｑ９がオン、Ｑ
７．Ｑｌｏがオフでもよい）にセットされる。この状態
で、 トランスコンダクタンスアンプは制御信号にした
がって出力電流ニー詔− ｏｕｔｌを一定値になるように制御する。これで、パル
スシーケンスの開始前の準備が終了する。撮影が始まる
と、パルスシーケンスコントローラによりスイッチング
素子Ｑ７．Ｑ８をオン、Ｑ９．ＱｌＯをオフ（または、
Ｑ９．ＱＩＯをオン、Ｑ７゜Ｑ８をオフ）する制御信号
が供給され、傾斜磁場コイル３０に流れる電流が正負に
繰り返される。
すなわち、矩形で繰り返される傾斜磁場が発生する。最
後は、スイッチング素子Ｑ７．ＱＩＯがオン、スイッチ
ング素子Ｑ８．Ｑ９がオフ（または、Ｑ８．Ｑ９がオン
、Ｑ７．ＱＩＯがオフでもよい）の状態で停止する。
後は、スイッチング素子Ｑ７．ＱＩＯがオン、スイッチ
ング素子Ｑ８．Ｑ９がオフ（または、Ｑ８．Ｑ９がオン
、Ｑ７．ＱＩＯがオフでもよい）の状態で停止する。
第２実施例によっても、第２６図に示すような任意断面
撮影に必要な傾斜磁場波形を発生でき、任意断面の撮影
ができることがわかる。第２実施例によっても、第１実
施例のその他の効果が達成できる。
撮影に必要な傾斜磁場波形を発生でき、任意断面の撮影
ができることがわかる。第２実施例によっても、第１実
施例のその他の効果が達成できる。
なお、本発明は上述した実施例に限定されず、その要旨
を変更しない範囲で種々変更可能である。
を変更しない範囲で種々変更可能である。
例えば、傾斜磁場コイルをマルチファイラー化しておい
て、第１図や第５図のものを複数個用いて並列駆動して
もよい。
て、第１図や第５図のものを複数個用いて並列駆動して
もよい。
［発明の効果］
以上説明したように本発明によれば、電源効率が異なり
出力波形の異なる２つのアンプの出力をバイファイラー
巻きの傾斜磁場コイルのそれぞれの巻き線に接続し、か
つ傾斜磁場コイルにキャンセルコイルを接続することに
より、アンプを大型、重量化することなく、 ２つのア
ンプの出力の線形和に比例した傾斜磁場を発生でき、そ
の結果、エコー・プラナー・イメージング法において任
意断面を撮影できる傾斜磁場アンプ装置が提供される。
出力波形の異なる２つのアンプの出力をバイファイラー
巻きの傾斜磁場コイルのそれぞれの巻き線に接続し、か
つ傾斜磁場コイルにキャンセルコイルを接続することに
より、アンプを大型、重量化することなく、 ２つのア
ンプの出力の線形和に比例した傾斜磁場を発生でき、そ
の結果、エコー・プラナー・イメージング法において任
意断面を撮影できる傾斜磁場アンプ装置が提供される。
第１図は本発明による傾斜磁場アンプ装置の第１実施例
のブロック図、第２図は電流波形図、第３図は傾斜磁場
コイル、キャンセルコイルの詳細を示す図、第４図乃至
第８図は共振型アンプの原理を説明するための図、第９
図は傾斜磁場波形図、第１０図、第１１図は渦電流補償
のためのプリエンファシスを説明するための図、第１２
図は電圧−四一 アンプの最終段の回路を示す図、第１３図は最終段の回
路の動作を示す図、第１４図はブレ・レギュレータ回路
の構成を持る電圧アンプの詳細を示す図、第１５図は本
発明の第２実施例のブロック図、第１６図は電流波形図
、第１７図は電流型インバータ内のトランスコンダクタ
ンスアンプの詳細を示す図、第１８図は従来の共振型傾
斜磁場アンプ装置のブロック図、第１９図、第２０図は
第１８図の装置の動作を説明するための図、第２１図は
第１８図の装置によりエコー・プラナー・イメージング
を行なう場合のパルスシーケンスの一例を示す図、第２
２図はリニア型のトランスコンダクタンスアンプ装置に
よりエコー・プラナー・イメージングを行なう場合のパ
ルスシーケンスを示す図、第２３図乃至第２５図は任意
断面を撮影するための説明に使われる各面、各角度を示
す図、第２６図は第１８図の装置によりエコー・プラナ
ー・イメージングで任意断面を撮影する場合に必要なパ
ルスシーケンスを示す図、第２７図はリニア型のトラン
スコンダクタンスアンプ装置、または電流型インバータ
によりエコー・プラナー・イメージングで任意断面を撮
影する場合のパルスシーケンスを示す図である。 ＡＩ、Ａ２・・・電圧アンプ、Ｇｍ２・・・トランスコ
ンダクタンスアンプ、Ｃ・・・可変容量コンデンサ、０
１〜Ｑ４・・・双方向スイッチ、３０・・・傾斜磁場コ
イル、３４・・・キャンセルコイル、Ｑ７〜ＱＩＯ・・
・サイリスタ（またはＧＴＯ）。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 −詔− 一一 ［〔
のブロック図、第２図は電流波形図、第３図は傾斜磁場
コイル、キャンセルコイルの詳細を示す図、第４図乃至
第８図は共振型アンプの原理を説明するための図、第９
図は傾斜磁場波形図、第１０図、第１１図は渦電流補償
のためのプリエンファシスを説明するための図、第１２
図は電圧−四一 アンプの最終段の回路を示す図、第１３図は最終段の回
路の動作を示す図、第１４図はブレ・レギュレータ回路
の構成を持る電圧アンプの詳細を示す図、第１５図は本
発明の第２実施例のブロック図、第１６図は電流波形図
、第１７図は電流型インバータ内のトランスコンダクタ
ンスアンプの詳細を示す図、第１８図は従来の共振型傾
斜磁場アンプ装置のブロック図、第１９図、第２０図は
第１８図の装置の動作を説明するための図、第２１図は
第１８図の装置によりエコー・プラナー・イメージング
を行なう場合のパルスシーケンスの一例を示す図、第２
２図はリニア型のトランスコンダクタンスアンプ装置に
よりエコー・プラナー・イメージングを行なう場合のパ
ルスシーケンスを示す図、第２３図乃至第２５図は任意
断面を撮影するための説明に使われる各面、各角度を示
す図、第２６図は第１８図の装置によりエコー・プラナ
ー・イメージングで任意断面を撮影する場合に必要なパ
ルスシーケンスを示す図、第２７図はリニア型のトラン
スコンダクタンスアンプ装置、または電流型インバータ
によりエコー・プラナー・イメージングで任意断面を撮
影する場合のパルスシーケンスを示す図である。 ＡＩ、Ａ２・・・電圧アンプ、Ｇｍ２・・・トランスコ
ンダクタンスアンプ、Ｃ・・・可変容量コンデンサ、０
１〜Ｑ４・・・双方向スイッチ、３０・・・傾斜磁場コ
イル、３４・・・キャンセルコイル、Ｑ７〜ＱＩＯ・・
・サイリスタ（またはＧＴＯ）。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 −詔− 一一 ［〔
Claims (1)
- エコー・プラナー・イメージング法により傾斜磁場を発
生する傾斜磁場アンプ装置において、所定波形の電流を
出力する第１のアンプと、前記第１のアンプの出力より
も低レベルの任意波形の電流を出力する第２のアンプと
、前記第１、第２アンプの出力がそれぞれ供給されるバ
イファイラー巻きの第１、第２巻き線からなる傾斜磁場
コイルと、前記傾斜磁場コイルと第１、第２アンプとの
間に接続されるバイファイラー巻きのキャンセルコイル
とを具備することを特徴とする傾斜磁場アンプ装置
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2166915A JP2928595B2 (ja) | 1990-06-27 | 1990-06-27 | 傾斜磁場発生装置 |
| US07/720,919 US5235281A (en) | 1990-06-27 | 1991-06-25 | Magnetic resonance imaging system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2166915A JP2928595B2 (ja) | 1990-06-27 | 1990-06-27 | 傾斜磁場発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0458938A true JPH0458938A (ja) | 1992-02-25 |
| JP2928595B2 JP2928595B2 (ja) | 1999-08-03 |
Family
ID=15840004
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2166915A Expired - Fee Related JP2928595B2 (ja) | 1990-06-27 | 1990-06-27 | 傾斜磁場発生装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5235281A (ja) |
| JP (1) | JP2928595B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5932972A (en) * | 1997-02-24 | 1999-08-03 | Litton Systems, Inc. | Electron gun for a multiple beam klystron |
| JP2004057824A (ja) * | 2003-08-13 | 2004-02-26 | Toshiba Corp | 磁気共鳴診断装置用勾配共振型磁場発生装置 |
| JP2018511420A (ja) * | 2015-04-13 | 2018-04-26 | ハイパーファイン リサーチ，インコーポレイテッド | 磁気コイル電力方法および装置 |
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| US5721490A (en) * | 1995-02-09 | 1998-02-24 | Hitachi Medical Corporation | Power source apparatus including a plurality of output current amplifiers connected in parallel and MRI apparatus using the same |
| JP3515205B2 (ja) * | 1995-03-15 | 2004-04-05 | 株式会社東芝 | 磁気共鳴診断装置用勾配磁場発生装置 |
| GB9520357D0 (en) * | 1995-10-05 | 1995-12-06 | Oxford Instr Uk Ltd | Magnetic field pulse generatir |
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| US5672969A (en) * | 1996-04-25 | 1997-09-30 | General Electric Company | Reduction of Nyquist ghost artifacts in oblique echo planar imaging |
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| US20070168005A1 (en) * | 2001-02-20 | 2007-07-19 | Biophan Technologies, Inc. | Medical device with an electrically conductive anti-antenna member |
| US6949929B2 (en) * | 2003-06-24 | 2005-09-27 | Biophan Technologies, Inc. | Magnetic resonance imaging interference immune device |
| US20070168006A1 (en) * | 2001-02-20 | 2007-07-19 | Biophan Technologies, Inc. | Medical device with an electrically conductive anti-antenna member |
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| GB0213131D0 (en) * | 2002-06-07 | 2002-07-17 | Tesla Engineering Ltd | Coil arrangements |
| DE10304249B4 (de) * | 2003-02-03 | 2007-04-12 | Siemens Ag | Magnetresonanzgerät mit einer Gradientenspule und einer elektrisch leitfähigen Struktur |
| US7839146B2 (en) * | 2003-06-24 | 2010-11-23 | Medtronic, Inc. | Magnetic resonance imaging interference immune device |
| US7388378B2 (en) * | 2003-06-24 | 2008-06-17 | Medtronic, Inc. | Magnetic resonance imaging interference immune device |
| US20050283213A1 (en) * | 2003-08-25 | 2005-12-22 | Biophan Technologies, Inc. | Medical device with an electrically conductive anti-antenna member |
| US20050288755A1 (en) * | 2003-08-25 | 2005-12-29 | Biophan Technologies, Inc. | Medical device with an electrically conductive anti-antenna member |
| US20050288751A1 (en) * | 2003-08-25 | 2005-12-29 | Biophan Technologies, Inc. | Medical device with an electrically conductive anti-antenna member |
| US8868212B2 (en) * | 2003-08-25 | 2014-10-21 | Medtronic, Inc. | Medical device with an electrically conductive anti-antenna member |
| US20050288754A1 (en) * | 2003-08-25 | 2005-12-29 | Biophan Technologies, Inc. | Medical device with an electrically conductive anti-antenna member |
| US7599728B2 (en) * | 2006-04-03 | 2009-10-06 | General Electric Company | Magnetic resonance imaging |
| DE102006035751A1 (de) * | 2006-07-28 | 2008-01-31 | Bruker Biospin Gmbh | Supraleitfähige Magnetfeldspule mit parallel gewickelten Drahtabschnitten in einer Lage |
| US8008915B2 (en) * | 2007-12-28 | 2011-08-30 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Magnetic resonance imaging apparatus and magnetic resonance imaging method |
| US12417526B2 (en) | 2023-03-10 | 2025-09-16 | Honeywell International Inc. | Measurement of textile cord count for rubber sheet calendering |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8701948A (nl) * | 1987-08-19 | 1989-03-16 | Philips Nv | Magnetisch resonantie-apparaat met verbeterd gradient spoelenstelsel. |
| US4794338A (en) * | 1987-11-25 | 1988-12-27 | General Electric Company | Balanced self-shielded gradient coils |
| JPH01192341A (ja) * | 1988-01-29 | 1989-08-02 | Toshiba Corp | 磁気共鳴イメージング装置 |
-
1990
- 1990-06-27 JP JP2166915A patent/JP2928595B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-06-25 US US07/720,919 patent/US5235281A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US10989776B2 (en) | 2015-04-13 | 2021-04-27 | Hyperfine Research, Inc. | Magnetic coil power methods and apparatus |
| US11041922B2 (en) | 2015-04-13 | 2021-06-22 | Hyperfine Research, Inc. | Magnetic coil power methods and apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2928595B2 (ja) | 1999-08-03 |
| US5235281A (en) | 1993-08-10 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |