JPH0460380B2 - - Google Patents
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- JPH0460380B2 JPH0460380B2 JP58121480A JP12148083A JPH0460380B2 JP H0460380 B2 JPH0460380 B2 JP H0460380B2 JP 58121480 A JP58121480 A JP 58121480A JP 12148083 A JP12148083 A JP 12148083A JP H0460380 B2 JPH0460380 B2 JP H0460380B2
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- component
- orthogonal
- polarization
- polarization separation
- orthogonal polarization
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J99/00—Subject matter not provided for in other groups of this subclass
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、互いに直交する偏波面をそれぞれ有
する偏波信号波相互間の混信妨害を除去する直交
偏波間混信除去方式に関し、特に、時間的に変動
する直交偏波間混信に自動的に追随して混信妨害
を除去し得るようにしたものである。
する偏波信号波相互間の混信妨害を除去する直交
偏波間混信除去方式に関し、特に、時間的に変動
する直交偏波間混信に自動的に追随して混信妨害
を除去し得るようにしたものである。
従来技術
本発明混信除去方式の詳細説明に先立ち、本発
明方式による混信除去の対象とする直交偏波間混
信について、直交偏波による情報伝送を行なう衛
星放送を例にとつて具体的に説明する。
明方式による混信除去の対象とする直交偏波間混
信について、直交偏波による情報伝送を行なう衛
星放送を例にとつて具体的に説明する。
まず、衛星放送におけるチヤネルプランは、通
例、第１図に例示するように設定され、順次に隣
接するチヤネル相互間には、それぞれの周波数範
囲の上下両端に周波数範囲の重なりを設けてあ
る。例えば、第１図示のチヤネルプランにおける
一つおきのチヤネルCH1，CH3，CH5を日本向
け放送に割当て、それらのチヤネルに順次に隣接
するチヤネルCH2，CH4を外国、例えば韓国向
け放送に割当てた場合には、上述のように周波数
範囲の重なりを設けた隣接チヤネル間の混信を防
止するために、一般に、放送アンテナの指向性に
よるチヤネル間分離と直交偏波によるチヤネル間
分離が行なわれる。すなわち、放送アンテナの指
向性によるチヤネル間分離としては、例えば日本
向け放送と韓国向け放送とに別個の指向性アンテ
ナを設けることにより、例えば日本向け放送電波
が韓国側には余り洩れないようにする。また、直
交偏波によるチヤネル分離としては、偏波面が互
いに直交する２偏波、例えば右旋円偏波と左旋円
偏波とを隣接チヤネル間にて使い分けることによ
り、双方の周波数範囲に重なりがあつても所望の
偏波面を有する放送電波のみを分離して取出し得
るようにする。
例、第１図に例示するように設定され、順次に隣
接するチヤネル相互間には、それぞれの周波数範
囲の上下両端に周波数範囲の重なりを設けてあ
る。例えば、第１図示のチヤネルプランにおける
一つおきのチヤネルCH1，CH3，CH5を日本向
け放送に割当て、それらのチヤネルに順次に隣接
するチヤネルCH2，CH4を外国、例えば韓国向
け放送に割当てた場合には、上述のように周波数
範囲の重なりを設けた隣接チヤネル間の混信を防
止するために、一般に、放送アンテナの指向性に
よるチヤネル間分離と直交偏波によるチヤネル間
分離が行なわれる。すなわち、放送アンテナの指
向性によるチヤネル間分離としては、例えば日本
向け放送と韓国向け放送とに別個の指向性アンテ
ナを設けることにより、例えば日本向け放送電波
が韓国側には余り洩れないようにする。また、直
交偏波によるチヤネル分離としては、偏波面が互
いに直交する２偏波、例えば右旋円偏波と左旋円
偏波とを隣接チヤネル間にて使い分けることによ
り、双方の周波数範囲に重なりがあつても所望の
偏波面を有する放送電波のみを分離して取出し得
るようにする。
しかしながら、実際には、アンテナ指向性によ
るチヤネル間分離においては、それぞれの放送ア
ンテナから放射する電磁波ビームを十分には絞り
切れず、隣接サービスエリアとの境界域において
は隣接チヤネルの放送電波を被ることになり、特
に、放送アンテナ指向性のサイドロープを完全に
なくすことは極めて困難であるから、隣接チヤネ
ルの放送アンテナのサイドロープによつて隣接チ
ヤネルの放送電波を被ることになる。かかる場合
に、他方のチヤネル間分離手段たる直交偏波によ
る分離が十分に行なわれれば隣接チヤネル混信を
生ずることはないが、実際には、直交偏波による
チヤネル間分離が必ずしも完全には実現されない
ので、結局、隣接チヤネル混信妨害が生ずること
になる。すなわち、従来の受信装置においては直
交偏波間分離が不完全であつたがために、受信出
力中に隣接チヤネルからの不所望偏波成分が混入
して取出される。かかる受信装置における直交偏
波間分離の不完全性に基づく不所望偏波成分の混
信は、従来、簡単な構成の回路装置によつて充分
に除去するのは極めて困難とされていた。
るチヤネル間分離においては、それぞれの放送ア
ンテナから放射する電磁波ビームを十分には絞り
切れず、隣接サービスエリアとの境界域において
は隣接チヤネルの放送電波を被ることになり、特
に、放送アンテナ指向性のサイドロープを完全に
なくすことは極めて困難であるから、隣接チヤネ
ルの放送アンテナのサイドロープによつて隣接チ
ヤネルの放送電波を被ることになる。かかる場合
に、他方のチヤネル間分離手段たる直交偏波によ
る分離が十分に行なわれれば隣接チヤネル混信を
生ずることはないが、実際には、直交偏波による
チヤネル間分離が必ずしも完全には実現されない
ので、結局、隣接チヤネル混信妨害が生ずること
になる。すなわち、従来の受信装置においては直
交偏波間分離が不完全であつたがために、受信出
力中に隣接チヤネルからの不所望偏波成分が混入
して取出される。かかる受信装置における直交偏
波間分離の不完全性に基づく不所望偏波成分の混
信は、従来、簡単な構成の回路装置によつて充分
に除去するのは極めて困難とされていた。
さらに、電磁波伝搬路の状態によつては偏波面
の変換が生じて受信入力波中に隣接チヤネルから
の不所望偏波成分が混入していることになる。か
かる場合には、受信装置内における直交偏波分離
は充分に行なわれていても、受信入力波に変換さ
れて混入している不所望偏波成分は全く除去し得
ないことになる。しかも、かかる伝搬路における
偏波面変換による不所望偏波成分の混信は、伝搬
路の状態の変化に応じて、その混信の程度が日々
刻々に変化するのが一般であり、伝搬路上にて生
ずるかかる直交偏波間混信は伝搬路自体に対策を
施し得ないとすれば、受信装置にて対応せざるを
得ないことになる。
の変換が生じて受信入力波中に隣接チヤネルから
の不所望偏波成分が混入していることになる。か
かる場合には、受信装置内における直交偏波分離
は充分に行なわれていても、受信入力波に変換さ
れて混入している不所望偏波成分は全く除去し得
ないことになる。しかも、かかる伝搬路における
偏波面変換による不所望偏波成分の混信は、伝搬
路の状態の変化に応じて、その混信の程度が日々
刻々に変化するのが一般であり、伝搬路上にて生
ずるかかる直交偏波間混信は伝搬路自体に対策を
施し得ないとすれば、受信装置にて対応せざるを
得ないことになる。
発明の要点
本発明の目的は、上述した従来の直交偏波混信
発生の実態に鑑み、また、伝搬路の状態によつて
生ずる直交偏波間混信も、伝搬路自体を処置し得
ない限り、受信装置にて除去すべきものとして、
時間的に変動する直交偏波間混信に自動的に追随
して比較的簡単な構成の回路装置により直交偏波
間混信を十分に除去し得るようにした直交偏波間
混信除去方式を提供することにある。
発生の実態に鑑み、また、伝搬路の状態によつて
生ずる直交偏波間混信も、伝搬路自体を処置し得
ない限り、受信装置にて除去すべきものとして、
時間的に変動する直交偏波間混信に自動的に追随
して比較的簡単な構成の回路装置により直交偏波
間混信を十分に除去し得るようにした直交偏波間
混信除去方式を提供することにある。
すなわち、本発明直交偏波間混信除去方式は、
入力信号波から所望偏波成分とその所望偏波成分
が有する所望偏波面と直交する不所望の直交偏波
面を有する直交偏波成分とをそれぞれ分離して出
力し、少なくとも前記入力信号波に含まれる周期
性信号の周期で反復して前記所望偏波成分と前記
直交偏波成分との相互間において検出した直交偏
波間混信妨害成分の位相差および混入率に応じて
前記所望偏波分離出力成分および前記直交偏波分
離出力成分の少なくとも一方の位相および振幅の
少なくとも一方をそれぞれ特定する信号状態特定
回路を介して当該所望偏波分離出力成分と当該直
交偏波分離出力成分とを相互に加算し、その加算
出力を検波した検波出力に前記信号状態特定回路
の周期動作に関連して生ずる極大値もしくは最大
値と極小値もしくは最小値との少なくとも一方に
応じ、前記所望偏波分離出力成分に含まれる不所
望の直交偏波面を有する偏波成分を逆位相等量加
算により相殺除去するに必要な移相および振幅減
衰を前記直交偏波分離出力成分の位相および振幅
の少なくとも一方にそれぞれ施したのちに、前記
直交偏波分離出力成分と前記所望偏波分離出力成
分とを合成することにより、当該所望偏波分離出
力成分から不所望の直交偏波面を有する偏波成分
を直交偏波間混信妨害の時間的変動に自動的に追
随して相殺除去するようにしたことを特徴とする
ものである。
入力信号波から所望偏波成分とその所望偏波成分
が有する所望偏波面と直交する不所望の直交偏波
面を有する直交偏波成分とをそれぞれ分離して出
力し、少なくとも前記入力信号波に含まれる周期
性信号の周期で反復して前記所望偏波成分と前記
直交偏波成分との相互間において検出した直交偏
波間混信妨害成分の位相差および混入率に応じて
前記所望偏波分離出力成分および前記直交偏波分
離出力成分の少なくとも一方の位相および振幅の
少なくとも一方をそれぞれ特定する信号状態特定
回路を介して当該所望偏波分離出力成分と当該直
交偏波分離出力成分とを相互に加算し、その加算
出力を検波した検波出力に前記信号状態特定回路
の周期動作に関連して生ずる極大値もしくは最大
値と極小値もしくは最小値との少なくとも一方に
応じ、前記所望偏波分離出力成分に含まれる不所
望の直交偏波面を有する偏波成分を逆位相等量加
算により相殺除去するに必要な移相および振幅減
衰を前記直交偏波分離出力成分の位相および振幅
の少なくとも一方にそれぞれ施したのちに、前記
直交偏波分離出力成分と前記所望偏波分離出力成
分とを合成することにより、当該所望偏波分離出
力成分から不所望の直交偏波面を有する偏波成分
を直交偏波間混信妨害の時間的変動に自動的に追
随して相殺除去するようにしたことを特徴とする
ものである。
実施例
以下に図面を参照して実施例につき本発明を詳
細に説明する。
細に説明する。
まず、本発明方式による直交偏波間混信除去の
動作原理を数式を用いて説明する。
動作原理を数式を用いて説明する。
本発明方式による直交偏波間混信除去の動作原
理は、受信側において不所望偏波による混信妨害
成分を検出し、その検出した混信妨害成分を逆位
相にして受信信号に加算することにより、混信妨
害成分を相殺除去することにある。
理は、受信側において不所望偏波による混信妨害
成分を検出し、その検出した混信妨害成分を逆位
相にして受信信号に加算することにより、混信妨
害成分を相殺除去することにある。
上述した動作原理に基づく直交偏波間混信除去
装置の原理的構成の例を第２図に示す。図示の構
成において、偏波分離器１により、一方の分離出
力として所望偏波分離出力成分D〓を取出すと、そ
の所望偏波分離出力成分D〓には、本来の所望偏波
成分Ｄに、その所望偏波成分Ｄの偏波面と直交す
る偏波面を有する不所望の直交偏波成分Ｕが混信
妨害成分として、混入率Δおよび位相差φUをも
つて混入し、 D〓＝Ｄ＋Δ・Ｕ・ej〓U (1) となつている。また、偏波分離器１の他方の分離
出力として、所望偏波分離出力成分D〓の偏波面と
直交する偏波面を有する直交偏波分離出力成分U〓
を取出すと、その直交偏波分離出力成分U〓には、
本来の直交偏波成分Ｕに所望偏波成分Ｄが混入率
δおよび位相差φDをもつて混入し、 U〓＝Ｕ＋δ・Ｄ・ej〓D (2) となつている。なお、混信率Δ，δは、いずれ
も、１より十分に小さい値をそれぞれ有してい
る。
装置の原理的構成の例を第２図に示す。図示の構
成において、偏波分離器１により、一方の分離出
力として所望偏波分離出力成分D〓を取出すと、そ
の所望偏波分離出力成分D〓には、本来の所望偏波
成分Ｄに、その所望偏波成分Ｄの偏波面と直交す
る偏波面を有する不所望の直交偏波成分Ｕが混信
妨害成分として、混入率Δおよび位相差φUをも
つて混入し、 D〓＝Ｄ＋Δ・Ｕ・ej〓U (1) となつている。また、偏波分離器１の他方の分離
出力として、所望偏波分離出力成分D〓の偏波面と
直交する偏波面を有する直交偏波分離出力成分U〓
を取出すと、その直交偏波分離出力成分U〓には、
本来の直交偏波成分Ｕに所望偏波成分Ｄが混入率
δおよび位相差φDをもつて混入し、 U〓＝Ｕ＋δ・Ｄ・ej〓D (2) となつている。なお、混信率Δ，δは、いずれ
も、１より十分に小さい値をそれぞれ有してい
る。
しかして、本発明の目的に従い、所望偏波分離
出力成分D〓から混信妨害成分を相殺して除去する
ために、(2)式による直交偏波分離出力成分U〓を、
(1)式による所望偏波分離出力成分D〓中の直交偏波
成分Ｕとは逆位相にして混入率Δをもつて所望偏
波分離出力成分D〓に加算して得られる混信除去所
望偏波成分D0は D0＝D〓＋Δ・U〓・e-j〓U ＝Ｄ＋Δ・δ・Ｄ・ej(〓D-〓D)(3) となる。しかして、この(3)式の右辺の第２項は、
１より十分に小さい値をそれぞれ有する混入率Δ
とδとの積を係数としているので、第１項に比し
て極めて小さく、無視することができ、したがつ
て、混信除去所望偏波成分D0は本来の所望偏波
成分Ｄにほぼ等しくなり、ほぼ完全に直交偏波間
混信妨害成分を除去し得たものとなる。
出力成分D〓から混信妨害成分を相殺して除去する
ために、(2)式による直交偏波分離出力成分U〓を、
(1)式による所望偏波分離出力成分D〓中の直交偏波
成分Ｕとは逆位相にして混入率Δをもつて所望偏
波分離出力成分D〓に加算して得られる混信除去所
望偏波成分D0は D0＝D〓＋Δ・U〓・e-j〓U ＝Ｄ＋Δ・δ・Ｄ・ej(〓D-〓D)(3) となる。しかして、この(3)式の右辺の第２項は、
１より十分に小さい値をそれぞれ有する混入率Δ
とδとの積を係数としているので、第１項に比し
て極めて小さく、無視することができ、したがつ
て、混信除去所望偏波成分D0は本来の所望偏波
成分Ｄにほぼ等しくなり、ほぼ完全に直交偏波間
混信妨害成分を除去し得たものとなる。
上述のような混信妨害成分の相殺除去を行なう
ようにした第２図示の原理的構成においては、受
信アンテナ２からの混信妨害成分を含んだ受信入
力信号波を偏波分離器１に供給して、前述したよ
うに、所望偏波分離出力成分D〓と直交偏波分離出
力成分U〓とを取出し、所望偏波分離出力成分D〓を
加算器６に供給するとともに、所望偏波分離出力
成分D〓および直交偏波分離出力成分U〓の双方を制
御部３に供給し、直交偏波間混信による妨害成分
を相殺除去するに必要な(3)式の右辺第２項に含ま
れる位相差φDおよびφU並びに混入率Δ，δに対
応する振幅減衰量をそれぞれ検出し、それらの検
出出力を制御信号として可変移相器４並びに可変
減衰器５にそれぞれ印加する。しかして、可変移
相器４と可変減衰器５とは、互いに継続接続して
偏波分離器１から直交偏波分離出力成分U〓を順次
に供給するとともに、その直交偏波分離出力成分
の位相および振幅を上述した検出出力の制御信号
によつてそれぞれ可変制御した被制御出力成分を
加算器６に供給し、偏波分離器１からの所望偏波
分離出力成分D〓に加算すれば、(3)式による前述し
たとおりの演算処理が行なわれて、直交偏波間混
信による妨害成分をほぼ完全に相殺除去した混信
除去所望偏波成分D0が得られる。
ようにした第２図示の原理的構成においては、受
信アンテナ２からの混信妨害成分を含んだ受信入
力信号波を偏波分離器１に供給して、前述したよ
うに、所望偏波分離出力成分D〓と直交偏波分離出
力成分U〓とを取出し、所望偏波分離出力成分D〓を
加算器６に供給するとともに、所望偏波分離出力
成分D〓および直交偏波分離出力成分U〓の双方を制
御部３に供給し、直交偏波間混信による妨害成分
を相殺除去するに必要な(3)式の右辺第２項に含ま
れる位相差φDおよびφU並びに混入率Δ，δに対
応する振幅減衰量をそれぞれ検出し、それらの検
出出力を制御信号として可変移相器４並びに可変
減衰器５にそれぞれ印加する。しかして、可変移
相器４と可変減衰器５とは、互いに継続接続して
偏波分離器１から直交偏波分離出力成分U〓を順次
に供給するとともに、その直交偏波分離出力成分
の位相および振幅を上述した検出出力の制御信号
によつてそれぞれ可変制御した被制御出力成分を
加算器６に供給し、偏波分離器１からの所望偏波
分離出力成分D〓に加算すれば、(3)式による前述し
たとおりの演算処理が行なわれて、直交偏波間混
信による妨害成分をほぼ完全に相殺除去した混信
除去所望偏波成分D0が得られる。
しかして、第２図示の原理的構成により本発明
方式の直交偏波間混信除去を実際に行なうに当つ
ては、つぎのような実施上の問題が生ずる。
方式の直交偏波間混信除去を実際に行なうに当つ
ては、つぎのような実施上の問題が生ずる。
すなわち、相殺除去すべき混信妨害成分が受信
装置内にて生じたものであれば、その混信妨害成
分の位相および振幅はそれぞれほぼ一定と見做す
ことができるので、可変移相器４および可変減衰
器５の移相量および減衰量はそれぞれ一定値に設
定することができるが、伝搬路にて発生した混信
妨害成分である場合には、伝搬路の状態の変化に
伴い、相殺除去すべき直交偏波間混信妨害成分の
位相および振幅が日々刻々に変化するので、混信
妨害成分の位相および振幅のかかる時間的変動に
対処する方策として、可変移相器４および可変減
衰器５における移相量および減衰量を、混信妨害
成分の時間的変化に追随して自動的に変化させる
必要が生ずる。
装置内にて生じたものであれば、その混信妨害成
分の位相および振幅はそれぞれほぼ一定と見做す
ことができるので、可変移相器４および可変減衰
器５の移相量および減衰量はそれぞれ一定値に設
定することができるが、伝搬路にて発生した混信
妨害成分である場合には、伝搬路の状態の変化に
伴い、相殺除去すべき直交偏波間混信妨害成分の
位相および振幅が日々刻々に変化するので、混信
妨害成分の位相および振幅のかかる時間的変動に
対処する方策として、可変移相器４および可変減
衰器５における移相量および減衰量を、混信妨害
成分の時間的変化に追随して自動的に変化させる
必要が生ずる。
以下には、第２図示の原理的構成における制御
部３にて行なうべき、直交偏波間混信妨害成分の
位相および振幅の時間的変動の自動追尾検出およ
び除去について述べる。
部３にて行なうべき、直交偏波間混信妨害成分の
位相および振幅の時間的変動の自動追尾検出およ
び除去について述べる。
まず、直交偏波間混信妨害成分の位相の時間的
変動の自動追尾検出およびその位相変動に応じた
可変移相器４の自動調整について考察するにあた
り、直交２偏波の位相の時間的変化が互いに同一
であると仮定すると、かかる位相変化の自動検出
および可変移相器４の自動調整はつぎのようにし
て行なうことができる。
変動の自動追尾検出およびその位相変動に応じた
可変移相器４の自動調整について考察するにあた
り、直交２偏波の位相の時間的変化が互いに同一
であると仮定すると、かかる位相変化の自動検出
および可変移相器４の自動調整はつぎのようにし
て行なうことができる。
すなわち、周波数が互いに近接した希望偏波と
これに直交する妨害偏波とに伝搬路において生ず
る変動は、特に衛星放送におけるような見透し内
伝搬路においては、ほぼ同一の傾向を示すことに
なるので、仮に相互間の前述した混入率Δとδと
が同一であると仮定すると、偏波分離器１から得
られる直交偏波分離出力成分U〓および所望偏波分
離出力成分D〓のそれぞれの電力PUおよびPUと双方
の分離出力成分の和U〓＋D〓の電力PU＋Dとの間に
はつぎのような興味ある関係が存する。
これに直交する妨害偏波とに伝搬路において生ず
る変動は、特に衛星放送におけるような見透し内
伝搬路においては、ほぼ同一の傾向を示すことに
なるので、仮に相互間の前述した混入率Δとδと
が同一であると仮定すると、偏波分離器１から得
られる直交偏波分離出力成分U〓および所望偏波分
離出力成分D〓のそれぞれの電力PUおよびPUと双方
の分離出力成分の和U〓＋D〓の電力PU＋Dとの間に
はつぎのような興味ある関係が存する。
いま、双方の位相の時間的変化が互いに同一で
あるうえに、双方の位相自体も互いに同一である
と仮定すると、電磁波の電力は電界強度の自乗に
比例するのであるから、その比例定数を無視すれ
ば、 PU＋D＝（Ｕ＋Δ・Ｄ＋Ｄ＋Δ・Ｕ）2 となる。この式の右辺、括弧内のＵとＤとの間に
は位相ロツクの関係は存在しないのであるから、 PU＋D＝（Ｕ＋Δ・Ｕ）2＋（Ｄ＋Δ・Ｄ）2 U2（１＋2Δ）＋D2（１＋2Δ） となり、また、同様にして、 PU＋D＝（Ｕ＋Δ・Ｄ）2＋（Ｄ＋Δ・Ｕ）2 ＝U2＋（Δ・Ｄ）2＋D2＋（Δ・Ｕ）2 U2＋D2 となる。したがつて、 PD＋U−（PD＋PU）＝2Δ・D2＋2Δ・U2 となる。一方、本来の直交偏波成分Ｕおよび本来
の所望偏波分成分Ｄについてみれば、 PU＝U2，PD＝D2 であり、、また、混入率Δは１より十分に小さい
値であるから、 PUPU〓，PDPD となる。したがつて、 PU＋D−（PU＋PD）＝2Δ（PU〓＋PD〓） となる。しかして、PU＋Dは偏波分離器１の全入
力電力であり、また、PUおよびPDはそれぞれ偏
波分離器１の各分離出力電力であつて、いずれも
測定可能の値であるから、上式から混入率Δを求
めることができる。なお、以上の考察において
は、直交偏波分離出力成分U〓と所望偏波分離出力
成分D〓との相互の混入率Δとδとを同一と仮定し
たが、双方の混入率Δとδとの比が一定であれ
ば、その比に応じて各成分電力に対する利得を調
整することにより、上述したと同様の考察結果が
得られる。
あるうえに、双方の位相自体も互いに同一である
と仮定すると、電磁波の電力は電界強度の自乗に
比例するのであるから、その比例定数を無視すれ
ば、 PU＋D＝（Ｕ＋Δ・Ｄ＋Ｄ＋Δ・Ｕ）2 となる。この式の右辺、括弧内のＵとＤとの間に
は位相ロツクの関係は存在しないのであるから、 PU＋D＝（Ｕ＋Δ・Ｕ）2＋（Ｄ＋Δ・Ｄ）2 U2（１＋2Δ）＋D2（１＋2Δ） となり、また、同様にして、 PU＋D＝（Ｕ＋Δ・Ｄ）2＋（Ｄ＋Δ・Ｕ）2 ＝U2＋（Δ・Ｄ）2＋D2＋（Δ・Ｕ）2 U2＋D2 となる。したがつて、 PD＋U−（PD＋PU）＝2Δ・D2＋2Δ・U2 となる。一方、本来の直交偏波成分Ｕおよび本来
の所望偏波分成分Ｄについてみれば、 PU＝U2，PD＝D2 であり、、また、混入率Δは１より十分に小さい
値であるから、 PUPU〓，PDPD となる。したがつて、 PU＋D−（PU＋PD）＝2Δ（PU〓＋PD〓） となる。しかして、PU＋Dは偏波分離器１の全入
力電力であり、また、PUおよびPDはそれぞれ偏
波分離器１の各分離出力電力であつて、いずれも
測定可能の値であるから、上式から混入率Δを求
めることができる。なお、以上の考察において
は、直交偏波分離出力成分U〓と所望偏波分離出力
成分D〓との相互の混入率Δとδとを同一と仮定し
たが、双方の混入率Δとδとの比が一定であれ
ば、その比に応じて各成分電力に対する利得を調
整することにより、上述したと同様の考察結果が
得られる。
また、上述の考察による混入率Δの導出は、受
信装置における無線周波（RF）部および中間周
波（IF）部のいずれにても行なうことができ、
その信号処理の難易度からすれば中間周波（IF）
部にて行なうのが好適であるが、処理すべき信号
波の偏波面の関係を保持したままで周波数変換を
行なうのは一般に困難なことが多いので、所望偏
波成分と直交偏波成分とに分離した後に個々に周
波数変換を行なう必要があり、したがつて、中間
周波（IF）部にて混入率Δを導出するにはそれ
ぞれの周波数変換を行なうために２系統のダウン
コンバータを用いる必要があり、受信装置の構成
および経済性のうえで欠点となる。
信装置における無線周波（RF）部および中間周
波（IF）部のいずれにても行なうことができ、
その信号処理の難易度からすれば中間周波（IF）
部にて行なうのが好適であるが、処理すべき信号
波の偏波面の関係を保持したままで周波数変換を
行なうのは一般に困難なことが多いので、所望偏
波成分と直交偏波成分とに分離した後に個々に周
波数変換を行なう必要があり、したがつて、中間
周波（IF）部にて混入率Δを導出するにはそれ
ぞれの周波数変換を行なうために２系統のダウン
コンバータを用いる必要があり、受信装置の構成
および経済性のうえで欠点となる。
しかしながら、妨害偏波側の周波数変換に用い
るダウンコンバータは、所望情報の伝送に直接に
は関与しないのであるから、特に良好なノイズフ
イギユアを有する高性能、高価のものを使用する
必要がないこと、つぎのとおりである。
るダウンコンバータは、所望情報の伝送に直接に
は関与しないのであるから、特に良好なノイズフ
イギユアを有する高性能、高価のものを使用する
必要がないこと、つぎのとおりである。
すなわち、入力信号波中、希望波および妨害波
にそれぞれ含まれるノイズの電力をそれぞれND
およびNUとし、また、前述した本発明方式によ
る混信妨害除去の信号処理を施す前に受信装置内
にて希望波成分および妨害波成分にそれぞれ混入
するノイズの電力をそれぞれnDおよびnUとする
と、混信除去所望偏波成分D0に含まれるノイズ
の電力は、前述した信号電力に関する考察の結果
に倣つて、 ND＋nD＋2Δ（NU＋nU） となる。しかして、希望波、妨害波双方にそれぞ
れ含まれるノイズ電力ND，NUの相互間には相関
がなく、また、混入率ΔはΔ≪１であるから、所
望情報の伝送に直接に寄与する混信除去所望偏波
成分D0に及ぼす妨害波中のノイズ電力NU，nUの
影響は十分に少なく、一方、希望波中のノイズ電
力ND，nDは直接に影響する。したがつて、希望
波側のダウンコンバータには良好なノイズフイギ
ユアを有するものを用いる必要がある反面、妨害
波側のダウンコンバータはそれ程良好なノイズフ
イギユアを有するものは必要としないことにな
る。
にそれぞれ含まれるノイズの電力をそれぞれND
およびNUとし、また、前述した本発明方式によ
る混信妨害除去の信号処理を施す前に受信装置内
にて希望波成分および妨害波成分にそれぞれ混入
するノイズの電力をそれぞれnDおよびnUとする
と、混信除去所望偏波成分D0に含まれるノイズ
の電力は、前述した信号電力に関する考察の結果
に倣つて、 ND＋nD＋2Δ（NU＋nU） となる。しかして、希望波、妨害波双方にそれぞ
れ含まれるノイズ電力ND，NUの相互間には相関
がなく、また、混入率ΔはΔ≪１であるから、所
望情報の伝送に直接に寄与する混信除去所望偏波
成分D0に及ぼす妨害波中のノイズ電力NU，nUの
影響は十分に少なく、一方、希望波中のノイズ電
力ND，nDは直接に影響する。したがつて、希望
波側のダウンコンバータには良好なノイズフイギ
ユアを有するものを用いる必要がある反面、妨害
波側のダウンコンバータはそれ程良好なノイズフ
イギユアを有するものは必要としないことにな
る。
以上の考察の結果に基づいて、直交偏波間混信
成分の混入率Δを精度よく求めるようにした制御
部３の構成例を第３図に示す。なお、例えば、混
入率Δを求めるために導出した前述の式の右辺
PU＋D−（PU＋PD）のように、演算結果の差分が
微小となる減算を行なう信号処理は、演算精度が
よくないので、十分に小さい値となる混入率Δを
求める信号処理は、実際には第３図示の構成によ
つて行なう。図示の構成においては、偏波分離器
１からの所望偏波分離出力成分D〓を直接に加算器
８に供給するとともに、同じく偏波分離器１から
の直交偏波分離出力成分U〓を、移相角が入力信号
に含まれる周期性信号の周期に同期した一定周期
ｐにて０〜2πの範囲に回転変動して信号の位相
を順次に特定する回転移相器７を介し、加算器８
に供給して所望偏波分離出力成分〓に加算する。
その加算の結果得られた和信号を自乗検波器９に
導き、自乗検波を施して電力和に比例した検波出
力信号を取出す。
成分の混入率Δを精度よく求めるようにした制御
部３の構成例を第３図に示す。なお、例えば、混
入率Δを求めるために導出した前述の式の右辺
PU＋D−（PU＋PD）のように、演算結果の差分が
微小となる減算を行なう信号処理は、演算精度が
よくないので、十分に小さい値となる混入率Δを
求める信号処理は、実際には第３図示の構成によ
つて行なう。図示の構成においては、偏波分離器
１からの所望偏波分離出力成分D〓を直接に加算器
８に供給するとともに、同じく偏波分離器１から
の直交偏波分離出力成分U〓を、移相角が入力信号
に含まれる周期性信号の周期に同期した一定周期
ｐにて０〜2πの範囲に回転変動して信号の位相
を順次に特定する回転移相器７を介し、加算器８
に供給して所望偏波分離出力成分〓に加算する。
その加算の結果得られた和信号を自乗検波器９に
導き、自乗検波を施して電力和に比例した検波出
力信号を取出す。
しかして、加算器８によつて得られる和信号
は、 Ｄ＋Δ・Ｕ＋（Ｕ＋Δ・Ｄ）ejp となる。ここに、ｐは回転移相器７により直交偏
波分離出力成分U〓に与える回転移相量であり、ま
た、双方の被加算入力の相互間においては、Ｄと
Ｕとの間およびΔ・ＵとΔ・Ｄとの間に相関がな
いのであるから、上述した電力和については、双
方の刻々の相対位相を考慮する必要はなく、同相
となつたときの極大電力和Pnaxと逆相となつたと
きの極小電力和Pnioとのみを考慮すればよい。し
かして、同相時の極大電力和Pnaxは、 Pnax＝PD+〓
は、 Ｄ＋Δ・Ｕ＋（Ｕ＋Δ・Ｄ）ejp となる。ここに、ｐは回転移相器７により直交偏
波分離出力成分U〓に与える回転移相量であり、ま
た、双方の被加算入力の相互間においては、Ｄと
Ｕとの間およびΔ・ＵとΔ・Ｄとの間に相関がな
いのであるから、上述した電力和については、双
方の刻々の相対位相を考慮する必要はなく、同相
となつたときの極大電力和Pnaxと逆相となつたと
きの極小電力和Pnioとのみを考慮すればよい。し
かして、同相時の極大電力和Pnaxは、 Pnax＝PD+〓
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号波から所望偏波成分とその所望偏波
成分が有する所望偏波面と直交する不所望の直交
偏波面を有する直交偏波成分とをそれぞれ分離し
て出力し、少なくとも前記入力信号波に含まれる
周期性信号の周期で反復して前記所望偏波成分と
前記直交偏波成分との相互間において検出した直
交偏波間混信妨害成分の位相差および混入率に応
じて前記所望偏波分離出力成分および前記直交偏
波分離出力成分の少なくとも一方の位相および振
幅の少なくとも一方をそれぞれ特定する信号状態
特定回路を介して当該所望偏波分離出力成分と当
該直交偏波分離出力成分とを相互に加算し、その
加算出力を検波した検波出力に前記信号状態特定
回路の周期動作に関連して生ずる極大値もしくは
最大値と極小値もしくは最小値との少なくとも一
方に応じ、前記所望偏波分離出力成分に含まれる
不所望の直交偏波面を有する偏波成分を逆位相等
量加算により相殺除去するに必要な移相および振
幅減衰を前記直交偏波分離出力成分の位相および
振幅の少なくとも一方にそれぞれ施したのちに、
前記直交偏波分離出力成分と前記所望偏波分離出
力成分とを合成することにより、当該所望偏波分
離出力成分から不所望の直交偏波面を有する偏波
成分を直交偏波間混信妨害の時間的変動に自動的
に追随して相殺除去するようにしたことを特徴と
する直交偏波間混信除去方式。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の混信除去方式に
おいて、前記直交偏波分離出力成分を、所定周期
にて移相角が回転変動する回転移相器を介し、前
記所定偏波分離出力成分に加算して自乗検波した
検波出力信号の交流成分振幅Paと振幅平均値
の４倍との比Pa／４に応じて、前記直交偏波
分離出力成分に含まれる不所望の直交偏波面を有
する偏波成分の振幅を制御し得るようにして前記
信号状態特定回路を構成したことを特徴とする直
交偏波間混信除去方式。 ３ 特許請求の範囲第１項記載の混信除去方式に
おいて、前記直交偏波分離出力成分を可変減衰器
および所定周期にて移相角が回転変動する回転移
相器を順次に介して前記所望偏波分離出力成分に
加算した加算出力に直線検波および交流電力検出
を順次に施して得た検出出力信号の振幅極小値が
零となる前記回転移相器の移相量および前記可変
減衰器の減衰量に応じて、前記直交偏波分離出力
成分に含まれる不所望の直交偏波面を有する偏波
成分の位相および振幅をそれぞれ制御し得るよう
にして前記信号状態特定回路を構成したことを特
徴とする直交偏波間混信除去方式。 ４ 特許請求の範囲第１項記載の混信除去方式に
おいて、前記所望偏波分離出力成分を、第１の可
変減衰器および所定周期にて移相角が回転変動す
る第１の回転移相器を順次に介し、前記直交偏波
分離出力成分に加算して合成した第１の合成信号
と、前記直交偏波分離出力成分を、第２の可変減
衰器および前記所定周期にて移相角が回転変動す
る第２の回転移相器を順次に介し、前記所望偏波
分離出力成分に加算して合成した第２の合成信号
とを互いに乗算して低域通過濾波器を通過させた
濾波出力信号について、振幅極大値が得られる前
記第１および前記第２の回転移相器の各移相量並
びに振幅極小値が零となる前記第１および前記第
２の可変減衰器の各減衰量に応じて、前記直交偏
波分離出力成分に含まれる不所望の直交偏波面を
有する偏波成分の位相並びに振幅をそれぞれ制御
し得るようにして前記信号状態特定回路を構成し
たことを特徴とする直交偏波間混信除去方式。 ５ 特許請求の範囲第１項記載の混信除去方式に
おいて、前記入力信号波を順次の所定周期におい
てのみ一定の振幅を有する変調信号により変調し
た信号波とし、前記所望偏波分離出力成分と前記
直交偏波分離出力成分とを合成した合成出力信号
から前記順次の所定周期の信号部分のみを抽出し
て包絡線検波した検波出力信号の振幅が最小とな
るように前記直交偏波分離出力成分に含まれる不
所望の直交偏波面を有する偏波成分の位相および
振幅をそれぞれ制御し得るようにしたことを特徴
とする直交偏波間混信除去方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58121480A JPS6014542A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | 直交偏波間混信除去方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58121480A JPS6014542A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | 直交偏波間混信除去方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6014542A JPS6014542A (ja) | 1985-01-25 |
| JPH0460380B2 true JPH0460380B2 (ja) | 1992-09-25 |
Family
ID=14812193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58121480A Granted JPS6014542A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | 直交偏波間混信除去方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6014542A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5317249A (en) * | 1976-07-31 | 1978-02-17 | Fujitsu Ltd | Gain variable amplifier |
-
1983
- 1983-07-06 JP JP58121480A patent/JPS6014542A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6014542A (ja) | 1985-01-25 |
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