JPH046145B2 - - Google Patents
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- JPH046145B2 JPH046145B2 JP1190751A JP19075189A JPH046145B2 JP H046145 B2 JPH046145 B2 JP H046145B2 JP 1190751 A JP1190751 A JP 1190751A JP 19075189 A JP19075189 A JP 19075189A JP H046145 B2 JPH046145 B2 JP H046145B2
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- frequency
- filter
- standard
- frequency band
- capacitor
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、前置帯域フイルタとして、スイツ
チ・キヤパシタ・フイルタ（以下SCFとする）を
用いたFSK復調回路に関する。
チ・キヤパシタ・フイルタ（以下SCFとする）を
用いたFSK復調回路に関する。
FSK復調回路は安価な低速用モデムとして用
いられ特にカツプラ・モデムは簡便に利用できる
事から広く用いられている。FSK復調回路は低
速であるが簡単に周波数分割して全二重通信を２
線で可能としているが、それだけにフイルタの重
要度は高い。特にカツプラモデムに於ては、電話
器のハンドセツトを通して送信信号が受信側へ戻
つてくるため、これから受信信号を分離するのに
高精度のフアルタが要求される。従来に於ては高
価なLCフイルタを使用したり高次のアクテイブ
フイルタの実現に高度な部品選別、調整を余儀な
くされ、高価、且つ大形なものとなつていた。し
かし近年オペアンプ、容量とスイツチング素子で
抵抗を置き変えたIC化フイルタが開発され、ス
イツチト・キヤパシタ・フイルタと呼ばれてい
る。精度はコンデンサの比とクロツク周波数によ
つて定まり、容量はICのパターン面積、クロツ
ク周波数は水晶発振器により高精度化され無調整
で高精度高次のフイルタを構成する事ができる。
尚適用する周波数領域に対しクロツク周波数の比
は通常数十倍で、標本化される標本化フイルタで
ある。よつてSCFはクロツク周波数により通過帯
域が移動する性質があり、バンドパスフイルタの
周波数を２倍にすれば通過帯域も２倍に上昇す
る。
いられ特にカツプラ・モデムは簡便に利用できる
事から広く用いられている。FSK復調回路は低
速であるが簡単に周波数分割して全二重通信を２
線で可能としているが、それだけにフイルタの重
要度は高い。特にカツプラモデムに於ては、電話
器のハンドセツトを通して送信信号が受信側へ戻
つてくるため、これから受信信号を分離するのに
高精度のフアルタが要求される。従来に於ては高
価なLCフイルタを使用したり高次のアクテイブ
フイルタの実現に高度な部品選別、調整を余儀な
くされ、高価、且つ大形なものとなつていた。し
かし近年オペアンプ、容量とスイツチング素子で
抵抗を置き変えたIC化フイルタが開発され、ス
イツチト・キヤパシタ・フイルタと呼ばれてい
る。精度はコンデンサの比とクロツク周波数によ
つて定まり、容量はICのパターン面積、クロツ
ク周波数は水晶発振器により高精度化され無調整
で高精度高次のフイルタを構成する事ができる。
尚適用する周波数領域に対しクロツク周波数の比
は通常数十倍で、標本化される標本化フイルタで
ある。よつてSCFはクロツク周波数により通過帯
域が移動する性質があり、バンドパスフイルタの
周波数を２倍にすれば通過帯域も２倍に上昇す
る。
第１図はFSKモデムとして代表的なカツプラ
モデムのFSK信号の流れを現わしたものである。
スピーカ１の送信信号が電話器のハンダセツト３
のスピーカを通し音響信号に変換され、カツプラ
のマイクロホン２によりモデムで受信復調され
る。問題なのはハンドセツトではマイクロホンに
入つた音響信号が自己のスピーカに戻つてくる様
設計されており、通話の時は発生者は自分の声も
耳に入れる事ができるので便利であるが、データ
通信に於ては受信信号と自己の送信信号が混合さ
れてしまい、バンドパスフイルタにより分離する
事が不可欠となる。受信信号は回線の減衰を受け
低レベルになるのに対し、戻つてくる送信信号は
自己送信レベルと同等で高レベルであつてフイル
タの重要度は非常に大きい。又直結モデムの場
合、ハイブリツドトランス等を利用して送信信号
の帰還をキヤンセルする事ができるが、インピー
ダンス不整合等の影響で零にはできない。その他
復調Ｓ／Ｎ能力向上のためにもフイルタの性能は
直接効いてくる。第２図はFSK信号の周波数分
割を図示したものである。CCITTによる規格等
各種の周波数割り当てがされており、代表的なも
のとして点線にCCITT規格、ベル規格を実線で
表わす。黒丸はCCITT規格、白丸はベル規格の
マーク又はスペースを表わし、我国で用いられて
いるCCITT規格によるものは低群のマークが980
Hz、スペースが1180Hz、高群のマークが1650Hz、
スペースが1850Hzである。高群と低群を分離する
ためにバンドパスフイルタが必要になると共にモ
デムに予め設定するが、モデムのスイツチ切り換
えで低群送信モードか、高群送信モードに切り換
え相手側のモデムの送信帯域と逆にする必要があ
る。
モデムのFSK信号の流れを現わしたものである。
スピーカ１の送信信号が電話器のハンダセツト３
のスピーカを通し音響信号に変換され、カツプラ
のマイクロホン２によりモデムで受信復調され
る。問題なのはハンドセツトではマイクロホンに
入つた音響信号が自己のスピーカに戻つてくる様
設計されており、通話の時は発生者は自分の声も
耳に入れる事ができるので便利であるが、データ
通信に於ては受信信号と自己の送信信号が混合さ
れてしまい、バンドパスフイルタにより分離する
事が不可欠となる。受信信号は回線の減衰を受け
低レベルになるのに対し、戻つてくる送信信号は
自己送信レベルと同等で高レベルであつてフイル
タの重要度は非常に大きい。又直結モデムの場
合、ハイブリツドトランス等を利用して送信信号
の帰還をキヤンセルする事ができるが、インピー
ダンス不整合等の影響で零にはできない。その他
復調Ｓ／Ｎ能力向上のためにもフイルタの性能は
直接効いてくる。第２図はFSK信号の周波数分
割を図示したものである。CCITTによる規格等
各種の周波数割り当てがされており、代表的なも
のとして点線にCCITT規格、ベル規格を実線で
表わす。黒丸はCCITT規格、白丸はベル規格の
マーク又はスペースを表わし、我国で用いられて
いるCCITT規格によるものは低群のマークが980
Hz、スペースが1180Hz、高群のマークが1650Hz、
スペースが1850Hzである。高群と低群を分離する
ためにバンドパスフイルタが必要になると共にモ
デムに予め設定するが、モデムのスイツチ切り換
えで低群送信モードか、高群送信モードに切り換
え相手側のモデムの送信帯域と逆にする必要があ
る。
第３図は従来のFSK復調回路のブロツク図で
ある。マイクロホン４、ハイパスフイルタ５、ア
ンプ６、バンドパスフイルタ７、リミツタ８、復
調回路９より構成される。５は低域にある衝撃、
振動雑音を除去し、復調回路の方式としてはマー
ク、スペースに対応したバンドパスフイルタのレ
ベル差を取る方式、PLLを用いVCO出力を復調
出力として利用する方式、カウンタにより周期を
測定する方式などがある。７のバンドパスフイル
タに関しては前述した様に高癌を受信するか、低
群を受信するかで通常帯域を切り換える必要があ
り、送信する帯域と逆になる事は言うまでも無
い。その為LCフイルタを２系列用意し入出力を
切り換える為非常に高価になる。又アクテイブフ
イルタの定数を切り換える方式もあり第４図にそ
れを示す。第４図は２次のRCアクテイブバンド
パスフイルタであつて、６次のフイルタを実現す
るために３段カスケードに接続される。抵抗１
１，１２とトランジスタ１３により抵抗を１１の
みか１１と１２の並列値かで切り換える事ができ
る。１４はベース抵抗、Ｈ／Ｌは切り換え信号で
高域受信でＨレベルになつて１３をオ、低域受信
でＬレベルとなる。しかしこの切り換え回路は、
６次なら３段分必要であり、又RCアクテイブフ
イルタの性質として高精度を得るには、Ｒ、Ｃの
選別及び調整が困難であり長期信頼制、温度特性
も劣る。言い換えればこうした誤差分を見込んで
設計する事になり、急峻なカツトオフ特性を得に
くい。
ある。マイクロホン４、ハイパスフイルタ５、ア
ンプ６、バンドパスフイルタ７、リミツタ８、復
調回路９より構成される。５は低域にある衝撃、
振動雑音を除去し、復調回路の方式としてはマー
ク、スペースに対応したバンドパスフイルタのレ
ベル差を取る方式、PLLを用いVCO出力を復調
出力として利用する方式、カウンタにより周期を
測定する方式などがある。７のバンドパスフイル
タに関しては前述した様に高癌を受信するか、低
群を受信するかで通常帯域を切り換える必要があ
り、送信する帯域と逆になる事は言うまでも無
い。その為LCフイルタを２系列用意し入出力を
切り換える為非常に高価になる。又アクテイブフ
イルタの定数を切り換える方式もあり第４図にそ
れを示す。第４図は２次のRCアクテイブバンド
パスフイルタであつて、６次のフイルタを実現す
るために３段カスケードに接続される。抵抗１
１，１２とトランジスタ１３により抵抗を１１の
みか１１と１２の並列値かで切り換える事ができ
る。１４はベース抵抗、Ｈ／Ｌは切り換え信号で
高域受信でＨレベルになつて１３をオ、低域受信
でＬレベルとなる。しかしこの切り換え回路は、
６次なら３段分必要であり、又RCアクテイブフ
イルタの性質として高精度を得るには、Ｒ、Ｃの
選別及び調整が困難であり長期信頼制、温度特性
も劣る。言い換えればこうした誤差分を見込んで
設計する事になり、急峻なカツトオフ特性を得に
くい。
本発明は、かかる従来の欠点を解決し、簡単な
回路構成で、高精度な復調をするFSK復調回路
を実験することを目的とする。
回路構成で、高精度な復調をするFSK復調回路
を実験することを目的とする。
第５図は本発明のSCFを用いた復調回路のブロ
ツク図であり、IC化により無調整での高精度化、
信頼制、小形化、低コスト化が図れる。マイクロ
ホン１５、コンデンサ１６と抵抗１７によるハイ
パスフイルタ、アンプ１８を通し受信信号はSCF
１９に入力される。SCFは出力にクロツク周波数
が階段状に重畳されているので抵抗２０、コンデ
ンサ２１による、ローパスフイルタを通した後バ
ツフア２２とコンデンサ２３、抵抗２４でSCFの
オペアンプの影響によるオフセツトを除去する。
SCFの折り返し雑音防止フイルタは入力がマイク
ロホンを通した音響信号であり、高域の折り返し
領域のエネルギーはほとんど存在せず省略でき
る。２５はアンプ、２６はリミツタ、２７はコン
パレータ、２８は復調回路である。復調回路はコ
ンパレートの出力である方形波をカウンタでマー
クかスペースか周期測定しデジタル信号を得る。
カウンタ方式はロジツクのみで構成できIC化が
非常に容易であるが、ノズルレベルの低い入力を
必要とする。この欠点は高次SCFの採用により解
消される。又アンプを１８，２５とSCFの前後に
分散しているのは比較的SCFはノイズが大きくレ
ベルの大きい位置で用いたいのと、SCFの入力
に、雑音等によりクリツプ、歪んだ波形を入力し
ない様できるだけ小さなレベルで用いたいといつ
た２つの相反する要求を満足させる事にある。そ
の他２２，２３，２４のハイパスフイルタは波形
の＋側−側に偏つてリミツタが動作するのを防止
すると共に、リミツタ・コンパレータ間も交流結
合として正確なゼロクロスコンパレータを形成し
復調能力が低下しないようにする。
ツク図であり、IC化により無調整での高精度化、
信頼制、小形化、低コスト化が図れる。マイクロ
ホン１５、コンデンサ１６と抵抗１７によるハイ
パスフイルタ、アンプ１８を通し受信信号はSCF
１９に入力される。SCFは出力にクロツク周波数
が階段状に重畳されているので抵抗２０、コンデ
ンサ２１による、ローパスフイルタを通した後バ
ツフア２２とコンデンサ２３、抵抗２４でSCFの
オペアンプの影響によるオフセツトを除去する。
SCFの折り返し雑音防止フイルタは入力がマイク
ロホンを通した音響信号であり、高域の折り返し
領域のエネルギーはほとんど存在せず省略でき
る。２５はアンプ、２６はリミツタ、２７はコン
パレータ、２８は復調回路である。復調回路はコ
ンパレートの出力である方形波をカウンタでマー
クかスペースか周期測定しデジタル信号を得る。
カウンタ方式はロジツクのみで構成できIC化が
非常に容易であるが、ノズルレベルの低い入力を
必要とする。この欠点は高次SCFの採用により解
消される。又アンプを１８，２５とSCFの前後に
分散しているのは比較的SCFはノイズが大きくレ
ベルの大きい位置で用いたいのと、SCFの入力
に、雑音等によりクリツプ、歪んだ波形を入力し
ない様できるだけ小さなレベルで用いたいといつ
た２つの相反する要求を満足させる事にある。そ
の他２２，２３，２４のハイパスフイルタは波形
の＋側−側に偏つてリミツタが動作するのを防止
すると共に、リミツタ・コンパレータ間も交流結
合として正確なゼロクロスコンパレータを形成し
復調能力が低下しないようにする。
本発明の特徴はSCFに設定する周波数帯域の切
り換えの仕方にある。例えばCCITTの周波数規
格で高群フイルタと低群フイルタを実現する場合
について述べる。SCF１９はスイツチとキヤパシ
タ積分器（以下、SC積分器と略記）を主な構成
要素としてLCはしご形フイルタの各素子の素子
電圧、素子電流をシユミレートすることにより前
記LCはしご形フイルタと等価な伝送特性を実現
する、いわゆるリープフロツグSCFとして構成さ
れるものとする。本発明に用いるリープフロツグ
SCFの基本回路の一例を第６図に示す。同図にお
いて各記号の意味は次のとうりである。
り換えの仕方にある。例えばCCITTの周波数規
格で高群フイルタと低群フイルタを実現する場合
について述べる。SCF１９はスイツチとキヤパシ
タ積分器（以下、SC積分器と略記）を主な構成
要素としてLCはしご形フイルタの各素子の素子
電圧、素子電流をシユミレートすることにより前
記LCはしご形フイルタと等価な伝送特性を実現
する、いわゆるリープフロツグSCFとして構成さ
れるものとする。本発明に用いるリープフロツグ
SCFの基本回路の一例を第６図に示す。同図にお
いて各記号の意味は次のとうりである。
３１……演算増幅器（SCFがMOSICとしてモノ
リシツク化される場合はMOS演算増幅器） ３２、３３、３４……クロツク周波数fsでスイツ
チングされるスイツチ ３５、３６、３７……スイツチにより容量値の選
択が可能なキヤパシタ ３８……容量値固定のキヤパシタ ３９……逆相積分入力端子 ４０……正相積分入力端子 ４１……定数倍入力端子 ４２……出力端子 ４３……接地 キヤパスタ３５，３６，３７，３８の容量値を
それぞれＣ１，Ｃ２，Ｃ３、Ｃ４、端子３９、４
０，４１への入力信号をそれぞれＶ１，Ｖ２，Ｖ
３とすると出力信号Ｖ０は次式で表わされる。
リシツク化される場合はMOS演算増幅器） ３２、３３、３４……クロツク周波数fsでスイツ
チングされるスイツチ ３５、３６、３７……スイツチにより容量値の選
択が可能なキヤパシタ ３８……容量値固定のキヤパシタ ３９……逆相積分入力端子 ４０……正相積分入力端子 ４１……定数倍入力端子 ４２……出力端子 ４３……接地 キヤパスタ３５，３６，３７，３８の容量値を
それぞれＣ１，Ｃ２，Ｃ３、Ｃ４、端子３９、４
０，４１への入力信号をそれぞれＶ１，Ｖ２，Ｖ
３とすると出力信号Ｖ０は次式で表わされる。
V0＝−１／Ｓ・fsCl／C4・V1＋１／Ｓ・fsC2／C4・V2
＋C2／C4V3 ……(1)
ただし、Ｓ＝j2πj（ｊ＝√−１、ｆは信号周波
数） 式(1)において、第一項はスイツチ３２、キヤパ
シタ３５，３８によるV1の逆相積分を、第二項
はスイツチ３３，３４、キヤパシタ３６，３８に
よるＶ２の正相積分を、第三項はキヤパシタ３
７，３６によるＶ３の定数倍をそれぞれ表わす。
キヤパスタ比C1／C4、C2／C4、C3／C4は、フイルタの仕 様（次数、通過域リツプル、通過帯域幅、中心周
波数等）が決定され、この仕様に基づいてLCは
レジ形フイルタの素子値が定められ、更にそれら
Ｌ、Ｃの素子値及びクロツク周波数fsの値からリ
ープフロツグ法に基づく対応より算出される。従
つて、高群フイルタの仕様及び低群フイルタの仕
様という二通りの仕様が与えられるとそれらに基
づいてキヤパシタ比も二通り定まることになる。
以下高群フアルタのキヤパシタ値は添字Ｈ、低群
フイルタのキヤパシタ値は添字Ｌで表わすことに
する。仮に、C1L／C4＜C1H／C4、C2L／C4＜C2H／C4、 C3L／C4＜C3H／C4であるものとする。このとき第６図 の基本回路の具体的な構成の一例は第７図のよう
になる。第７図において各記号の意味は次のとう
りである。
数） 式(1)において、第一項はスイツチ３２、キヤパ
シタ３５，３８によるV1の逆相積分を、第二項
はスイツチ３３，３４、キヤパシタ３６，３８に
よるＶ２の正相積分を、第三項はキヤパシタ３
７，３６によるＶ３の定数倍をそれぞれ表わす。
キヤパスタ比C1／C4、C2／C4、C3／C4は、フイルタの仕 様（次数、通過域リツプル、通過帯域幅、中心周
波数等）が決定され、この仕様に基づいてLCは
レジ形フイルタの素子値が定められ、更にそれら
Ｌ、Ｃの素子値及びクロツク周波数fsの値からリ
ープフロツグ法に基づく対応より算出される。従
つて、高群フイルタの仕様及び低群フイルタの仕
様という二通りの仕様が与えられるとそれらに基
づいてキヤパシタ比も二通り定まることになる。
以下高群フアルタのキヤパシタ値は添字Ｈ、低群
フイルタのキヤパシタ値は添字Ｌで表わすことに
する。仮に、C1L／C4＜C1H／C4、C2L／C4＜C2H／C4、 C3L／C4＜C3H／C4であるものとする。このとき第６図 の基本回路の具体的な構成の一例は第７図のよう
になる。第７図において各記号の意味は次のとう
りである。
３１、３８、３９、４０、４１、４２、４３……
第６図の同一記号のものと同じ ４４、４５、４６、４７、４８、４９……周波数
fsのクロツクCL、でスイツチングされるア
ナログスイツチ（この例ではＰチヤネルトラン
スフアーゲート） ５０、５１、５２……外部からの制御信号φによ
つてスイツチングされるアナログスイツチ（こ
の例ではＰチヤネルトランスフアーゲート） ５３、５４、５５、５６、５７、５８……キヤパ
シタ ５９……制御信号φの入力端子 高群、低群の各容量値の間にC1H＝C1L＋
ΔC1、C2H＝C2L＋ΔC2、C3H＝C3L＋ΔC3の関
係があるとき、第７図の５３，５４，５５，５
６，５７，５８の各キヤパシタの容量値をそれぞ
れ、Ｃ１Ｌ，ΔC１，Ｃ２Ｌ，ΔC２，Ｃ３Ｌ，
ΔC３に設定する。高群フイルタを選択するとき
はφをローに、低群フイルタを選択するときはφ
をハイにすることにより、一つのフイルタで高
群、低群の二つの伝送特性を実現することが可能
となる。本発明の実施例は容量値の選択とSCFの
クロツク周波数fsの切り換えとを併用している。
第５図においてSCFのクロツクCL、は二つの
分周比を有する発振、分周回路３０と水晶振動子
２９によつて得られ、分周比はＢ／Ｃ入力により
二つの周波数規格（例えばCCITT規格とベル規
格）に適した分周周波数を与える。例として、低
群フイルタを考え、帯域通過フイルタの中心周波
数とSCFのクロツク周波数の比を35.61とすれば、
CCITT規格では1080Hzの35.61倍である38.46K
Hz、ベル規格では1170Hzの35.61倍である41.67K
Hzとなり水晶周波数を1MHz、それぞれの分周比
を13、12とすればほぼ目的のクロツク周波数を得
ることができる。第８図は本発明の可変分周回路
の実施例であつて第５図の３０に相当する。水晶
振動子６０、CMOS等によるインバータ６２、
帰還抵抗６１により発振された1MHzが分周段に
入力される。Ｄタイプフリツプフロツプ６３〜６
７のうち６３〜６６は1/13又は1/12で動作する分
周段であり、信号Ｓがハイレベルであれば、イン
バータ６８、アンドゲート６９，７０及びオアゲ
ート７１より成るデコーダにより、アツプカウン
タ６３〜６６の２進出力が1101（ただし、66を
LSBとする。）のときに前記アツプカウンタをリ
セツトして0000に戻す。信号Ｓがローレベルであ
ればカウンタ出力1100のときにリセツトする。即
ち、第８図の分周回路はＳがハイであれば、1/13
分周回路、Ｓがローであれば1/12分周回路として
動作する。FF６６のＱ出力に得られる信号はデ
ユーテイ比が１：１でないため、FF６７にて1/2
分周を行なうことにより、デユーテイ比１：１の
クロツク信号CL及び（38.46KHz又は、41.67K
Hz）を得る。第８図のごとき構成の可変分周回路
と第一の実施例で述べた可変帯域SCFとを併用す
ることにより一つのSCFのみでCCITT規格、ベ
ル規格及び高群フイルタ、低群フイルタに適する
四通りの伝送特性を実現することができる。
第６図の同一記号のものと同じ ４４、４５、４６、４７、４８、４９……周波数
fsのクロツクCL、でスイツチングされるア
ナログスイツチ（この例ではＰチヤネルトラン
スフアーゲート） ５０、５１、５２……外部からの制御信号φによ
つてスイツチングされるアナログスイツチ（こ
の例ではＰチヤネルトランスフアーゲート） ５３、５４、５５、５６、５７、５８……キヤパ
シタ ５９……制御信号φの入力端子 高群、低群の各容量値の間にC1H＝C1L＋
ΔC1、C2H＝C2L＋ΔC2、C3H＝C3L＋ΔC3の関
係があるとき、第７図の５３，５４，５５，５
６，５７，５８の各キヤパシタの容量値をそれぞ
れ、Ｃ１Ｌ，ΔC１，Ｃ２Ｌ，ΔC２，Ｃ３Ｌ，
ΔC３に設定する。高群フイルタを選択するとき
はφをローに、低群フイルタを選択するときはφ
をハイにすることにより、一つのフイルタで高
群、低群の二つの伝送特性を実現することが可能
となる。本発明の実施例は容量値の選択とSCFの
クロツク周波数fsの切り換えとを併用している。
第５図においてSCFのクロツクCL、は二つの
分周比を有する発振、分周回路３０と水晶振動子
２９によつて得られ、分周比はＢ／Ｃ入力により
二つの周波数規格（例えばCCITT規格とベル規
格）に適した分周周波数を与える。例として、低
群フイルタを考え、帯域通過フイルタの中心周波
数とSCFのクロツク周波数の比を35.61とすれば、
CCITT規格では1080Hzの35.61倍である38.46K
Hz、ベル規格では1170Hzの35.61倍である41.67K
Hzとなり水晶周波数を1MHz、それぞれの分周比
を13、12とすればほぼ目的のクロツク周波数を得
ることができる。第８図は本発明の可変分周回路
の実施例であつて第５図の３０に相当する。水晶
振動子６０、CMOS等によるインバータ６２、
帰還抵抗６１により発振された1MHzが分周段に
入力される。Ｄタイプフリツプフロツプ６３〜６
７のうち６３〜６６は1/13又は1/12で動作する分
周段であり、信号Ｓがハイレベルであれば、イン
バータ６８、アンドゲート６９，７０及びオアゲ
ート７１より成るデコーダにより、アツプカウン
タ６３〜６６の２進出力が1101（ただし、66を
LSBとする。）のときに前記アツプカウンタをリ
セツトして0000に戻す。信号Ｓがローレベルであ
ればカウンタ出力1100のときにリセツトする。即
ち、第８図の分周回路はＳがハイであれば、1/13
分周回路、Ｓがローであれば1/12分周回路として
動作する。FF６６のＱ出力に得られる信号はデ
ユーテイ比が１：１でないため、FF６７にて1/2
分周を行なうことにより、デユーテイ比１：１の
クロツク信号CL及び（38.46KHz又は、41.67K
Hz）を得る。第８図のごとき構成の可変分周回路
と第一の実施例で述べた可変帯域SCFとを併用す
ることにより一つのSCFのみでCCITT規格、ベ
ル規格及び高群フイルタ、低群フイルタに適する
四通りの伝送特性を実現することができる。
以上に述べた如く、本発明は、CCITT規格に
よつて規定されている周波数帯域と、ベル規格に
よつて規定されている周波数帯域の切り換えを
SCFに供給する制御クロツクの周波数を変化させ
ることによつて行ない、各規格毎に規定されてい
る高群の周波数帯域と低群の周波数帯域の切り換
えは容量の異なるキヤパシタを有するSCFを構成
することによつて行なうようにしたので、比較的
周波数帯域の変化が小さくて済む各規格間の切り
換えに関しては、クロツク周波数を変化させる切
り換え方法により、通過帯域の変化を最小限に抑
え、又、周波数帯域の変化が大きい高群と低群の
切り換えに関しては、キヤパシタ容量値を異なら
せたSCFを構成する方法により、通過帯域幅の変
化を無くした。これにより、周波数帯域の切り換
えに伴う通過帯域の変化を最小限に抑えることが
できると共に、周波数帯域を切り換えるための
SCFのキヤパシタの量が少なくて済み、簡単な回
路構成で、高精度な復調回路を実現することがで
きる。
よつて規定されている周波数帯域と、ベル規格に
よつて規定されている周波数帯域の切り換えを
SCFに供給する制御クロツクの周波数を変化させ
ることによつて行ない、各規格毎に規定されてい
る高群の周波数帯域と低群の周波数帯域の切り換
えは容量の異なるキヤパシタを有するSCFを構成
することによつて行なうようにしたので、比較的
周波数帯域の変化が小さくて済む各規格間の切り
換えに関しては、クロツク周波数を変化させる切
り換え方法により、通過帯域の変化を最小限に抑
え、又、周波数帯域の変化が大きい高群と低群の
切り換えに関しては、キヤパシタ容量値を異なら
せたSCFを構成する方法により、通過帯域幅の変
化を無くした。これにより、周波数帯域の切り換
えに伴う通過帯域の変化を最小限に抑えることが
できると共に、周波数帯域を切り換えるための
SCFのキヤパシタの量が少なくて済み、簡単な回
路構成で、高精度な復調回路を実現することがで
きる。
第１図は一般的なカツプラモデムのでデータの
流れを示す図。第２図は一般に用いられている
FSKモデムの周波数帯域を示す図。第３図は従
来のFSK復調回路のブロツク図である。第４図
は従来のFSK復調回路のRCアクテイブフイルタ
の基本回路図である。第５図は本発明の実施例に
なるFSK復調回路のブロツク図である。第６図
は本発明に用いるSCFの基本回路の一例を示す図
であり、第７図は第６図の構成を更に詳しく説明
するための図である。第８図は本発明に用いる可
変分周回路の一構成例を示す図である。
流れを示す図。第２図は一般に用いられている
FSKモデムの周波数帯域を示す図。第３図は従
来のFSK復調回路のブロツク図である。第４図
は従来のFSK復調回路のRCアクテイブフイルタ
の基本回路図である。第５図は本発明の実施例に
なるFSK復調回路のブロツク図である。第６図
は本発明に用いるSCFの基本回路の一例を示す図
であり、第７図は第６図の構成を更に詳しく説明
するための図である。第８図は本発明に用いる可
変分周回路の一構成例を示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 異なる周波数によりデジタル信号を表現した
FSK信号を受けて該異なる周波数を含む帯域の
周波数を通過させる帯域通過フイルタを備え、該
帯域通過フイルタを通過した周波数に基づき前記
デジタル信号を復調するFSK復調回路に於いて、 前記帯域通過フイルタは、供給される制御クロ
ツクにより動作制御されると共に該制御クロツク
の周波数及びキヤパシタの容量値を要因として通
過させる周波数帯域が設定されるスイツチトキヤ
パシタフイルタより成り、 且つ全二重通信方式のCCITT規格及びベル規
格によつて各々規定された高群の周波数帯域及び
低群の周波数帯域の４つの周波数帯域の中から前
記通過させる周波数帯域を択一的に設定するた
め、 設定される周波数帯域の前記CCITT規格と前
記ベル規格の間の切り換えは、前記スイツチトキ
ヤパシタフイルタに供給される前記制御クロツク
の周波数を切り換えて行ない、設定される周波数
帯域の前記高群の周波数帯域と前記低群の周波数
帯域の間の切り換えは、前記キヤパシタの容量値
を変えた前記スイツチトキヤパシタフイルタを構
成して行なう ことを特徴とするFSK復調回路。 ２ 前記制御クロツクを発生するクロツク発生回
路は、規格の選択信号に応じて前記制御クロツク
の異なる周波数を形成する可変分周回路よりなる
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
FSK復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1190751A JPH02140011A (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | Ｆｓｋ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1190751A JPH02140011A (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | Ｆｓｋ復調回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56128395A Division JPS5830260A (ja) | 1981-08-17 | 1981-08-17 | Ｆｓｋ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02140011A JPH02140011A (ja) | 1990-05-29 |
| JPH046145B2 true JPH046145B2 (ja) | 1992-02-04 |
Family
ID=16263137
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1190751A Granted JPH02140011A (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | Ｆｓｋ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02140011A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018139998A (ja) * | 2017-02-28 | 2018-09-13 | ダイコク電機株式会社 | 遊技用装置及び遊技場システム |
-
1989
- 1989-07-24 JP JP1190751A patent/JPH02140011A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018139998A (ja) * | 2017-02-28 | 2018-09-13 | ダイコク電機株式会社 | 遊技用装置及び遊技場システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02140011A (ja) | 1990-05-29 |
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