JPH0466414B2 - - Google Patents
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- JPH0466414B2 JPH0466414B2 JP62267428A JP26742887A JPH0466414B2 JP H0466414 B2 JPH0466414 B2 JP H0466414B2 JP 62267428 A JP62267428 A JP 62267428A JP 26742887 A JP26742887 A JP 26742887A JP H0466414 B2 JPH0466414 B2 JP H0466414B2
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- JP
- Japan
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- polarization
- cross
- interference
- polarized waves
- circuit
- Prior art date
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともな
い生じる交差偏波十渉補償技術に関する。
い生じる交差偏波十渉補償技術に関する。
マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今度移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今度移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。
これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差偏波
補償回路の開発も重要な課題となつている。
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差偏波
補償回路の開発も重要な課題となつている。
本来、自由空間は直交する２偏波に対して独立
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をア
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行うものである。
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行うものである。
従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするア
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移送
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
各々消去する方式等がよく研究され実用化されて
きている。
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移送
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
各々消去する方式等がよく研究され実用化されて
きている。
近年、マイクロ波帯においても、デイジタル伝
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
本発明の目的はデイジタル伝送における交差偏
波補償方式を復調ベース・バンド信号情報をもと
にベース・バンド帯で行う交差偏波補償回路を提
供することにある。
波補償方式を復調ベース・バンド信号情報をもと
にベース・バンド帯で行う交差偏波補償回路を提
供することにある。
この発明によれば、単一偏波用の現用のアンテ
ナ系および中間周波数機器を通し、同一搬送周波
数での直交偏波共用のデイジタル伝送を行うこと
ができる。
ナ系および中間周波数機器を通し、同一搬送周波
数での直交偏波共用のデイジタル伝送を行うこと
ができる。
現在、衛星用アンテナのビーム幅は、地上マイ
クロ回線のそれに比較してかなり広いこと、また
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビームを用いていること、
また、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシ
ヨン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。
クロ回線のそれに比較してかなり広いこと、また
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビームを用いていること、
また、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシ
ヨン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。
このような伝送系において、本発明は従来方式
と比較して格段の優位性を示すものであり、現用
の伝送系に全く手を加えることが無いと言う点で
より経済的であり、しかもTDMAのように同一
アンテナで複数局の信号を時分割的に受信するよ
うな場合にも各送信局個別に交差偏波補償を行う
ことができる。
と比較して格段の優位性を示すものであり、現用
の伝送系に全く手を加えることが無いと言う点で
より経済的であり、しかもTDMAのように同一
アンテナで複数局の信号を時分割的に受信するよ
うな場合にも各送信局個別に交差偏波補償を行う
ことができる。
この発明の回路は、同一のビツト・レートの第
１および第２のデイジタル・データ系列……ak
−２、ak−１、ak、ak＋１、ak＋２……および
……bk−２、bk−１、bk、bk＋１、bk＋２……
を相直交する第１および第２の偏波にそれぞれ乗
せるデイジタル無線伝送に於いて、前記第１およ
び第２の系列に対応して受信側で前記第１および
第２の偏波からそれぞれ得られる第３および第４
の系列……Ak−２、Ak−１、Ak、Ak＋１、
Ak＋２……および……Bk−２、Bk−１、Bk、
Bk＋１、Bk＋２……と前記第３および第４の系
列の受信側での推定値である第５および第６の系
列……A^−２、A^k−１、A^k、A^k＋１、A^k＋２
……および……B^k−２、B^−１、B^k、B^k＋１、
B^k＋２……からＭ，M′，ＮおよびN′を零または
正の整数として CK＝N 〓i=-N αi・AK+i＋M 〓i=-M βi・BK+i−N′ 〓i=0 α′i・A^k+i−M′ 〓i=0 β′i・B^k+i （但し、αi、βi、αi′、βi′は複数定数） なる第５の系列……Ck−２、Ck−１、Ck、Ck
＋１、Ck＋２……を出力するフイルターを備え、
前記フイルターから前記第２の偏波からの交差偏
波干渉を除去した前記第１の系列を得るようにし
たことを特徴とする。
１および第２のデイジタル・データ系列……ak
−２、ak−１、ak、ak＋１、ak＋２……および
……bk−２、bk−１、bk、bk＋１、bk＋２……
を相直交する第１および第２の偏波にそれぞれ乗
せるデイジタル無線伝送に於いて、前記第１およ
び第２の系列に対応して受信側で前記第１および
第２の偏波からそれぞれ得られる第３および第４
の系列……Ak−２、Ak−１、Ak、Ak＋１、
Ak＋２……および……Bk−２、Bk−１、Bk、
Bk＋１、Bk＋２……と前記第３および第４の系
列の受信側での推定値である第５および第６の系
列……A^−２、A^k−１、A^k、A^k＋１、A^k＋２
……および……B^k−２、B^−１、B^k、B^k＋１、
B^k＋２……からＭ，M′，ＮおよびN′を零または
正の整数として CK＝N 〓i=-N αi・AK+i＋M 〓i=-M βi・BK+i−N′ 〓i=0 α′i・A^k+i−M′ 〓i=0 β′i・B^k+i （但し、αi、βi、αi′、βi′は複数定数） なる第５の系列……Ck−２、Ck−１、Ck、Ck
＋１、Ck＋２……を出力するフイルターを備え、
前記フイルターから前記第２の偏波からの交差偏
波干渉を除去した前記第１の系列を得るようにし
たことを特徴とする。
次に本発明について図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図はデイジタル伝送用の従来の線形自動等
化器のブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……ak−１、
ak、ak＋１……がＴ秒間隔で次々に加えられる。
化器のブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……ak−１、
ak、ak＋１……がＴ秒間隔で次々に加えられる。
図中、参照数字１、２、３および４はＴ秒の遅
延回路、参照数字５、６、７、８および９は可変
減衰器、参照数字10は加算器、参照数字11はサン
プラーであり、また参照数字12は信号識別回路で
あり、パルスakを送信したときの受信信号Akか
ら推定値A^kを得るものであり、伝送誤りが発生
しなければak＝A^kと推定される。
延回路、参照数字５、６、７、８および９は可変
減衰器、参照数字10は加算器、参照数字11はサン
プラーであり、また参照数字12は信号識別回路で
あり、パルスakを送信したときの受信信号Akか
ら推定値A^kを得るものであり、伝送誤りが発生
しなければak＝A^kと推定される。
第１図の等化器の機能は図より明らかなように
前後の２送信符号からの符号間干渉Σαi−αk+iを
可変減衰器５，６，８および９で消去することで
ある。可変減衰器５，６，７，８および９の減衰
量αiを自動的かつ理想的に変化させるアルゴリズ
ムは様々で、例えば、1965年４月発行のBSTJ
（Bell System Technical Journal vol.44、
pp547−588記載の“Automatic equalization
for digital communicationに示されているzero
forcing法、1967年11月発行のBSTJ vol.46、
pp2179−2208記載の“An automatic equalizer
for general−purpose communicaion channel”
で示されている自乗平均等化法が一般的に知られ
ている。
前後の２送信符号からの符号間干渉Σαi−αk+iを
可変減衰器５，６，８および９で消去することで
ある。可変減衰器５，６，７，８および９の減衰
量αiを自動的かつ理想的に変化させるアルゴリズ
ムは様々で、例えば、1965年４月発行のBSTJ
（Bell System Technical Journal vol.44、
pp547−588記載の“Automatic equalization
for digital communicationに示されているzero
forcing法、1967年11月発行のBSTJ vol.46、
pp2179−2208記載の“An automatic equalizer
for general−purpose communicaion channel”
で示されている自乗平均等化法が一般的に知られ
ている。
また、多少構成が異なるが、1970年５月発行の
IEEE TRANSACTIONS ON
INFORMATION THEORY、vol.IT−16、
pp270−276記載の“Analysis of ａ Decision
Directed Receiver with Unknown Prior”で
示されている非線形自動等化法などもある。
IEEE TRANSACTIONS ON
INFORMATION THEORY、vol.IT−16、
pp270−276記載の“Analysis of ａ Decision
Directed Receiver with Unknown Prior”で
示されている非線形自動等化法などもある。
また、第１図の入力端子に与えられる信号が４
相位相変調または16値直交振幅変調された複素信
号である場合には、1975年６月発行のIEEE
TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS、vol.COM−23、pp684
〜687記載の“Two Extensional Applications
of the Zero Forcing Equalization Method”
に示された自動等化法がある。
相位相変調または16値直交振幅変調された複素信
号である場合には、1975年６月発行のIEEE
TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS、vol.COM−23、pp684
〜687記載の“Two Extensional Applications
of the Zero Forcing Equalization Method”
に示された自動等化法がある。
上記各自動等化法による実際の等化器の構成は
可変減衰器の減衰量（タツプ・ゲイン）を推定す
る回路が異なるだけであり、非線形自動等化器の
外は第１図のような構成になつている。
可変減衰器の減衰量（タツプ・ゲイン）を推定す
る回路が異なるだけであり、非線形自動等化器の
外は第１図のような構成になつている。
第２図は従来の非線形自動等化器のブロツク図
を示し、参照数字1′、2′、3′および4′は第１図の
構成要素１，２，３および４に対応し、参照数字
5′、6′、7′、8′および9′は第１図の構成要素５，
６，７，８および９に対応し、参照数字10′は第
１図の構成要素１０と対応し、参照数字11′は第
１図の構成要素１１に対応し、参照数字12′は第
１図の構成要素１２に対応し、参照数字13、14は
加算器である。
を示し、参照数字1′、2′、3′および4′は第１図の
構成要素１，２，３および４に対応し、参照数字
5′、6′、7′、8′および9′は第１図の構成要素５，
６，７，８および９に対応し、参照数字10′は第
１図の構成要素１０と対応し、参照数字11′は第
１図の構成要素１１に対応し、参照数字12′は第
１図の構成要素１２に対応し、参照数字13、14は
加算器である。
第２図の構成が第１図と異なる点は、先行符号
からの干渉を先行符号の識別結果を基に消去する
点にあり、原理的には第１図の構成の動作と同じ
である。そこで、以降で扱う無線デイジタル伝送
用自動等化器の構成としては、第１図のものを考
える。但し、この場合、可変減衰器は複素信号を
扱うものとする。
からの干渉を先行符号の識別結果を基に消去する
点にあり、原理的には第１図の構成の動作と同じ
である。そこで、以降で扱う無線デイジタル伝送
用自動等化器の構成としては、第１図のものを考
える。但し、この場合、可変減衰器は複素信号を
扱うものとする。
第３図は衛星通信に於ける直交偏波間の結合の
様子を示す図である。参照数字30を送信側地上
局、参照数字31を受信側地上局、参照数字32を通
信衛星として、水平偏波300および垂直偏波301を
送信すると、垂直偏波から水平偏波への交差偏波
干渉はアツプ・リング（衛星向送信）で発生する
干渉302、ダウン・リンク（地上局向送信）で発
生する干渉303と、水平偏波自身の自己干渉304と
が主なものである。今、両偏波とも同一の搬送周
波数を持つているとすれば、これら全ての干渉は
同期検波して得られたベース・バンド信号に於い
ては、各干渉の和となつて得られる。この為、正
確に干渉成分が分れば、これらを検波したベー
ス・バンド信号から減ずることにより干渉成分が
消去できることが分る。
様子を示す図である。参照数字30を送信側地上
局、参照数字31を受信側地上局、参照数字32を通
信衛星として、水平偏波300および垂直偏波301を
送信すると、垂直偏波から水平偏波への交差偏波
干渉はアツプ・リング（衛星向送信）で発生する
干渉302、ダウン・リンク（地上局向送信）で発
生する干渉303と、水平偏波自身の自己干渉304と
が主なものである。今、両偏波とも同一の搬送周
波数を持つているとすれば、これら全ての干渉は
同期検波して得られたベース・バンド信号に於い
ては、各干渉の和となつて得られる。この為、正
確に干渉成分が分れば、これらを検波したベー
ス・バンド信号から減ずることにより干渉成分が
消去できることが分る。
まず、自己干渉304は通常の多重伝播路回路線
歪みと考えられるので、第１図に示した通常の自
動等化器でその影響は除去される。
歪みと考えられるので、第１図に示した通常の自
動等化器でその影響は除去される。
次に、干渉302および303についても、垂直偏波
側で送信された送信符号が分れば、この符号をも
とに垂直偏波からの干渉は完全に除去することが
できる。
側で送信された送信符号が分れば、この符号をも
とに垂直偏波からの干渉は完全に除去することが
できる。
第４図は第１図に示す自動等化器の構成を利用
した交差偏波補償回路のを示す図である。図中、
ブロツク４０１０がフイルターであり、参照数字
40、41、42、43、44、45、46および47は第１図の
各遅延回路と同一のものであり、参照数字48、
49、50、51、52、53、54、55、56および57は第１
図の各可変減衰器と同一のものであり、参照数字
58は第１図の加算器１０と同一のものであり、参
照数字59は第１図のサンプラー１１と同一のもの
であり、参照数字60は第１図の信号識別器１２と
同一のものである。
した交差偏波補償回路のを示す図である。図中、
ブロツク４０１０がフイルターであり、参照数字
40、41、42、43、44、45、46および47は第１図の
各遅延回路と同一のものであり、参照数字48、
49、50、51、52、53、54、55、56および57は第１
図の各可変減衰器と同一のものであり、参照数字
58は第１図の加算器１０と同一のものであり、参
照数字59は第１図のサンプラー１１と同一のもの
であり、参照数字60は第１図の信号識別器１２と
同一のものである。
まず、入力端子４００には水平偏波により送ら
れてきた復調ベース・バンド信号が加えられ、入
力端子４０１には垂直偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられる。
れてきた復調ベース・バンド信号が加えられ、入
力端子４０１には垂直偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられる。
この回路において、垂直偏波から水平偏波への
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出さ
れる。
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出さ
れる。
減衰器４８，４９，５０，５１および５２から
の出力により水平偏波成分自身の波形歪みと第３
図に示した自己干渉304の和2 〓i=-2 αi・aK+iを除去す
ることができる。
の出力により水平偏波成分自身の波形歪みと第３
図に示した自己干渉304の和2 〓i=-2 αi・aK+iを除去す
ることができる。
次に、減衰器５３，５４，５５，５６および５
７からの出力により第３図の交差偏波干渉302お
よび303の和2 〓i=-2 −βi・bk＋ｉを除去することが
できる。従つて、出力端子402には全ての干渉が
除去された水平偏波成分Ck＝2 〓i=-2 αi・Ak＋ｉ＋2 〓i=-2 βi＋Bk＋１akのみが出力される。
７からの出力により第３図の交差偏波干渉302お
よび303の和2 〓i=-2 −βi・bk＋ｉを除去することが
できる。従つて、出力端子402には全ての干渉が
除去された水平偏波成分Ck＝2 〓i=-2 αi・Ak＋ｉ＋2 〓i=-2 βi＋Bk＋１akのみが出力される。
ここで、減衰器４８，４９，５０，５１，５
２，５３，５４，５５，５６および５７の減衰量
αi、βiに対する制御アルゴリズムは第１図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。
すなわち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関な
データが乗せられており、各データ系列は時系列
的に無相関である。従つて、各減衰器の減衰量
（タツプ・ゲイン）を、前記減衰器の出力が受信
符号とその推定値との差とが直交するように選ぶ
と前記差を減少にできるという直交原理を利用す
ることができる。これは前述した自乗平均等化法
の拡張である。
２，５３，５４，５５，５６および５７の減衰量
αi、βiに対する制御アルゴリズムは第１図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。
すなわち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関な
データが乗せられており、各データ系列は時系列
的に無相関である。従つて、各減衰器の減衰量
（タツプ・ゲイン）を、前記減衰器の出力が受信
符号とその推定値との差とが直交するように選ぶ
と前記差を減少にできるという直交原理を利用す
ることができる。これは前述した自乗平均等化法
の拡張である。
第７図は本発明の一実施例を示し、第２図の非
線形自動等化器の構成を使用した交差偏波補償回
路を示す。図において、交差偏波補償回路は、８
個の信号処理回路１２４〜１３１と、加算回路１
３２および１３３と、識別回路１３４および１３
５を有している。各信号処理回路は遅延回路と可
変減衰器と加算器から構成されている。入力端子
１２０には、水平波により送られてきた復調ベー
スバンド信号AKが供給され、入力端子１２１に
は垂直偏波により送られてきた復調ベースバンド
信号BKが供給される。第１の信号処理回路１２
４はベースバンドAKを処理して第１の処理信号
としてΣAK+i・αiを出力する。同様にして、第２
の信号処理回路１２５は、ベースバンド信号BK
を処理して第２の処理信号ΣBK+i・βiを出力する。
これら第１および第２の処理信号は、第３および
第４の信号処理回路１２６および１２７から与え
られる第３および第４の処理信号と加算器１３２
で減算（負の加算）される。この加算器１３２の
出力は、次に識別器１３４で識別され、ベースバ
ンド信号AKの推定値A^Kが得られる。この推定値
A^Kは、第３の信号処理回路１２６で処理され、
前述の第３の処理信号ΣA^K+i・αi′が得られる。一
方、第４の処理信号は、ベースバンド信号BKの
推定値をB^Kとして、この推定値B^Kを第４の信号
処理回路１２７で処理することにより得られる。
線形自動等化器の構成を使用した交差偏波補償回
路を示す。図において、交差偏波補償回路は、８
個の信号処理回路１２４〜１３１と、加算回路１
３２および１３３と、識別回路１３４および１３
５を有している。各信号処理回路は遅延回路と可
変減衰器と加算器から構成されている。入力端子
１２０には、水平波により送られてきた復調ベー
スバンド信号AKが供給され、入力端子１２１に
は垂直偏波により送られてきた復調ベースバンド
信号BKが供給される。第１の信号処理回路１２
４はベースバンドAKを処理して第１の処理信号
としてΣAK+i・αiを出力する。同様にして、第２
の信号処理回路１２５は、ベースバンド信号BK
を処理して第２の処理信号ΣBK+i・βiを出力する。
これら第１および第２の処理信号は、第３および
第４の信号処理回路１２６および１２７から与え
られる第３および第４の処理信号と加算器１３２
で減算（負の加算）される。この加算器１３２の
出力は、次に識別器１３４で識別され、ベースバ
ンド信号AKの推定値A^Kが得られる。この推定値
A^Kは、第３の信号処理回路１２６で処理され、
前述の第３の処理信号ΣA^K+i・αi′が得られる。一
方、第４の処理信号は、ベースバンド信号BKの
推定値をB^Kとして、この推定値B^Kを第４の信号
処理回路１２７で処理することにより得られる。
従つて、前述の加算器１３２の出力CKは次の
ように表わされる。
ように表わされる。
CK＝ΣAK+i・αi＋ΣBK+i・βi−ΣA^K+i・αi′−ΣBK
+i・βi′ なお、第５〜第８の信号処理回路１２８〜１３
１の加算器１３３および識別器１３５はベースバ
ンド信号BKの推定値B^Kを得るために使用され、
その動作はベースバンド信号AKの推定値A^Kを求
める過程と同じであり、そのときの加算器１３３
の出力dKは、次のように表わせる。
+i・βi′ なお、第５〜第８の信号処理回路１２８〜１３
１の加算器１３３および識別器１３５はベースバ
ンド信号BKの推定値B^Kを得るために使用され、
その動作はベースバンド信号AKの推定値A^Kを求
める過程と同じであり、そのときの加算器１３３
の出力dKは、次のように表わせる。
dK＝Σβi・AK+i＋Σαi・BK+i＋Σβi′・A^K+i−Σα
′i・B^K+i 第５図は第４図の可変減衰器４９に対する減衰
量の制御回路５００を示したものである。図中、
参照数字41、45、49、58、59および60は第４図の
対応する参照数字の構成要素と同じものである。
加算器６３は受信符号Akとその推定値A^kとの差
（Ak−A^k）を検出するために用いられるもので
ある。また、掛算器６１と積分器６２とは一つあ
との受信符号Ak＋１と、先の（Ak−A^k）との
直交性を検出するために使用され、相関の正負に
よつて可変減衰器の減衰量を増減するように動作
する。
′i・B^K+i 第５図は第４図の可変減衰器４９に対する減衰
量の制御回路５００を示したものである。図中、
参照数字41、45、49、58、59および60は第４図の
対応する参照数字の構成要素と同じものである。
加算器６３は受信符号Akとその推定値A^kとの差
（Ak−A^k）を検出するために用いられるもので
ある。また、掛算器６１と積分器６２とは一つあ
との受信符号Ak＋１と、先の（Ak−A^k）との
直交性を検出するために使用され、相関の正負に
よつて可変減衰器の減衰量を増減するように動作
する。
他の可変減衰器の減衰量制御もこれと同一の方
法で行うことができ、回線が安定しており、かつ
回線切り換えなどが無ければ、減衰量制御回路５
００は不要になる。この場合、各減衰器の減衰量
を適当にプリセツトしてやればよい。
法で行うことができ、回線が安定しており、かつ
回線切り換えなどが無ければ、減衰量制御回路５
００は不要になる。この場合、各減衰器の減衰量
を適当にプリセツトしてやればよい。
第６図は水平偏波、垂直偏波により伝送される
２系列のデータに対する交差偏波干渉等化器の構
成を示すものである。図中、ブロツク４０００，
４０００′は第４図のブロツク４０００と同一の
ものである。入力端子６００，６０１には各々水
平、垂直両偏波により伝送されてきたベース・バ
ンド信号が加えられており、ブロツク４０００は
垂直偏波からの干渉を除去した水平偏波成分を、
ブロツク４０００′は水平偏波からの干渉を除去
した垂直偏波成分を各々出力端子４０２，４０
２′に出力する。
２系列のデータに対する交差偏波干渉等化器の構
成を示すものである。図中、ブロツク４０００，
４０００′は第４図のブロツク４０００と同一の
ものである。入力端子６００，６０１には各々水
平、垂直両偏波により伝送されてきたベース・バ
ンド信号が加えられており、ブロツク４０００は
垂直偏波からの干渉を除去した水平偏波成分を、
ブロツク４０００′は水平偏波からの干渉を除去
した垂直偏波成分を各々出力端子４０２，４０
２′に出力する。
以上のように、本発明によれば、交差偏波補償
をベース・バンド帯で行うことができるため、現
用の単一偏波用の送受信系に全く手を加えること
なく交差偏波共用を実現させることができる。
をベース・バンド帯で行うことができるため、現
用の単一偏波用の送受信系に全く手を加えること
なく交差偏波共用を実現させることができる。
また、衛生通信、特にTDMA通信の様に同一
受信アンテナで複数個の局からの信号を次々に受
信するような場合の交差偏波補償法とし、特に有
効であり、従来の給電系や中間周波数帯での補償
法からはこれらの効果は全く期待できない。
受信アンテナで複数個の局からの信号を次々に受
信するような場合の交差偏波補償法とし、特に有
効であり、従来の給電系や中間周波数帯での補償
法からはこれらの効果は全く期待できない。
フエージングによる直交偏波識別度の劣化の主
要因は正偏波成分の減衰である。この状態では異
偏波成分がもつとも大きな外乱になつているが、
異偏波成分が送信してくる情報は復調器によつて
得られるため受信側で前記異偏波成分を消去する
ことができる。従つて、従来降雨等による正偏波
成分の減衰と直交偏波識別度とがほぼ直線的に対
応して低下していつたところを本発明を用いるこ
とにより同識別度をある程度の正偏波減衰に対し
ては十分実用に耐える程に保たせることができ
る。
要因は正偏波成分の減衰である。この状態では異
偏波成分がもつとも大きな外乱になつているが、
異偏波成分が送信してくる情報は復調器によつて
得られるため受信側で前記異偏波成分を消去する
ことができる。従つて、従来降雨等による正偏波
成分の減衰と直交偏波識別度とがほぼ直線的に対
応して低下していつたところを本発明を用いるこ
とにより同識別度をある程度の正偏波減衰に対し
ては十分実用に耐える程に保たせることができ
る。
第１図および第２図は従来の自動等化器のブロ
ツク図を示す図、第３図は衛星通信に於ける交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は第１図の
等化器の構成を使用した偏波補償回路の一例を示
す図、第５図は第４図に示したフイルターの可変
減衰器の減衰量制御回路を示す図および第６図は
交差偏波共用の２系列データに対する交差偏波干
渉等化器のブロツク図を示す図である。第７図は
本発明の一実施例を示す回路図である。 第４図において、４０１０はフイルター、４０
〜４７は遅延回路、４８〜５７は可変減衰器、５
８は加算器、５９はサンプラー、６０は信号識別
器である。
ツク図を示す図、第３図は衛星通信に於ける交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は第１図の
等化器の構成を使用した偏波補償回路の一例を示
す図、第５図は第４図に示したフイルターの可変
減衰器の減衰量制御回路を示す図および第６図は
交差偏波共用の２系列データに対する交差偏波干
渉等化器のブロツク図を示す図である。第７図は
本発明の一実施例を示す回路図である。 第４図において、４０１０はフイルター、４０
〜４７は遅延回路、４８〜５７は可変減衰器、５
８は加算器、５９はサンプラー、６０は信号識別
器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 同一のビツト・レートの第１および第２のデ
イジタル・データ系列……ak−２、ak−１、
ak、ak＋１、ak＋２……および……bk−２、bk
−１、bk、bk＋１、bk＋２……を相直交する第
１および第２の偏波にそれぞれ乗せるデイジタル
無線伝送において、前記第１および第２の系列に
対応して受信側で前記第１および第２の偏波から
それぞれ得られる第３および第４の系列……Ak
−２、Ak−１、Ak、Ak＋１、Ak＋２……およ
びBk−２、Bk−２、Bk、Bk＋１、Bk＋２……
と前記第３および第４の系列の受信側での推定値
である第５および第６の系列……A^k−２、A^k−
１、A^k、A^k＋１、A^k＋２……および……B^k−
２、B^k−１、B^k、B^k＋１、B^k＋２……から
Ｍ，M′，ＮおよびN′を零または正の整数として CK＝N′ 〓i=-N αi・AK+i＋M′ 〓i=-M βi・BK+i−N′ 〓i=0 α′i・A^k+i−M′ 〓i=0 β′i・B^k+i （但し、αi、βi、αi′、βi′は複数定数） なる第７の系列……Ck−２、Ck−１、Ck、Ck
＋１、Ck＋２……を出力するフイルターを備え、
前記フイルターから前記第２の偏波からの交差偏
波干渉を除去した前記第１の系列を得るようにし
たことを特長とする交差偏波補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26742887A JPS63219242A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26742887A JPS63219242A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2476479A Division JPS55133154A (en) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | Compensation circuit for cross polarized wave |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63219242A JPS63219242A (ja) | 1988-09-12 |
| JPH0466414B2 true JPH0466414B2 (ja) | 1992-10-23 |
Family
ID=17444710
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26742887A Granted JPS63219242A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63219242A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55133154A (en) * | 1979-03-02 | 1980-10-16 | Nec Corp | Compensation circuit for cross polarized wave |
-
1987
- 1987-10-23 JP JP26742887A patent/JPS63219242A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63219242A (ja) | 1988-09-12 |
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