JPH0465574B2 - - Google Patents
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- JPH0465574B2 JPH0465574B2 JP62267429A JP26742987A JPH0465574B2 JP H0465574 B2 JPH0465574 B2 JP H0465574B2 JP 62267429 A JP62267429 A JP 62267429A JP 26742987 A JP26742987 A JP 26742987A JP H0465574 B2 JPH0465574 B2 JP H0465574B2
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- polarization
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- polarized waves
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともな
い生じる交差偏波干渉補償技術に関する。
い生じる交差偏波干渉補償技術に関する。
マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波用技術を実
用化する模様である。
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波用技術を実
用化する模様である。
これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
本来、自由空間は直交する２偏波に対して独立
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をア
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行うものである。
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行うものである。
従来、アンテナ波帯通信はFMを中心とするア
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
各々消去する方式等がよく研究され実用化されて
きている。
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
各々消去する方式等がよく研究され実用化されて
きている。
近年、マイクロ波帯においても、デイジタル伝
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
本発明の目的はデイジタル伝送における交差偏
波補償方式を復調ベース・バンド信号情報をもと
にベース・バンド帯で行う交差偏波補償回路を提
供することにある。
波補償方式を復調ベース・バンド信号情報をもと
にベース・バンド帯で行う交差偏波補償回路を提
供することにある。
この発明によれば、単一偏波用の現用のアンテ
ナ系および中間周波数機器を通し、同一搬送周波
数での直交偏波共用のデイジタル伝送を行うこと
ができる。
ナ系および中間周波数機器を通し、同一搬送周波
数での直交偏波共用のデイジタル伝送を行うこと
ができる。
現在、衛星用アンテナのビーム幅は、地上マイ
クロ回線にそれに比較してかなり広いこと、また
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビームを用いていること、
また、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシ
ヨン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。
クロ回線にそれに比較してかなり広いこと、また
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビームを用いていること、
また、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシ
ヨン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。
このような伝送系において、本発明は従来方式
と比較して格段の優位性を示すものであり、現用
の伝送系に全く手を加えることが無いと言う点で
より経済的であり、しかもTDMAのように同一
アンテナで複数局の信号の時分割的に受信するよ
うな場合にも各送信局個別に交差偏波補償を行う
ことができる。
と比較して格段の優位性を示すものであり、現用
の伝送系に全く手を加えることが無いと言う点で
より経済的であり、しかもTDMAのように同一
アンテナで複数局の信号の時分割的に受信するよ
うな場合にも各送信局個別に交差偏波補償を行う
ことができる。
この発明の回路は、同一のビツト・レートの第
１および第２のデイジタル・データ系列……ak
−２，ak−１，ak，ak＋１，ak＋２……および
……bk−２，bk−１，bk，bk＋１，bk＋２……
を相直交する第１および第２の偏波にそれぞれ乗
せるデイジタル無線伝送において、前記第１およ
び第２の系列に対応して受信側で前記第１および
第２の偏波からそれぞれ得られる第３および第４
の系列……Ak−２，Ak−１，Ak，Ak＋１，
Ak＋２……およびBk−２，Bk−１，Bk，Bk＋
１，Bk＋２……と前記第３および第４の系列の
受信側での推定値である第５および第６の系列…
…A^k−２，A^k−１，A^k，A^k＋１，A^k＋２…
…および……B^k−２，B^k−１，B^k，B^k＋１，
B^k＋２……からＭ，M′，ＮおよびN′を零または
正の整数として CK＝N′ 〓i=-N αi・AK+i＋M′ 〓i=-M βi・BK+i−N′ 〓i=0 αi′・A^K+i−M′ 〓i=0 βi′・B^K+i （但し、αi，βi，αi′，βi′は複数定数） なる第７の系列……Ck−２，Ck−１，Ck，Ck
＋１，Ck＋２……を出力するフイルターと dK＝−M′ 〓i=-M βi・AK+i＋N′ 〓i=-N αi・BK+i＋M′ 〓i=0 βi′・A^K+i−N′ 〓i=0 αi′・B^K+i なる第８の系列……dk−２，dk−１，dk，dk＋
１，dk＋２……を出力する第２のフイルターと
を含み、前記第１のフイルターを通すことにより
第２の偏波から第１の偏波への交差偏波干渉を除
去し前記第１の系列を得、かつ前記第２のフイル
ターを通すことにより第１の偏波から第２の偏波
への交差偏波干渉を除去し、前記第２の系列を得
ることを特徴とする。
１および第２のデイジタル・データ系列……ak
−２，ak−１，ak，ak＋１，ak＋２……および
……bk−２，bk−１，bk，bk＋１，bk＋２……
を相直交する第１および第２の偏波にそれぞれ乗
せるデイジタル無線伝送において、前記第１およ
び第２の系列に対応して受信側で前記第１および
第２の偏波からそれぞれ得られる第３および第４
の系列……Ak−２，Ak−１，Ak，Ak＋１，
Ak＋２……およびBk−２，Bk−１，Bk，Bk＋
１，Bk＋２……と前記第３および第４の系列の
受信側での推定値である第５および第６の系列…
…A^k−２，A^k−１，A^k，A^k＋１，A^k＋２…
…および……B^k−２，B^k−１，B^k，B^k＋１，
B^k＋２……からＭ，M′，ＮおよびN′を零または
正の整数として CK＝N′ 〓i=-N αi・AK+i＋M′ 〓i=-M βi・BK+i−N′ 〓i=0 αi′・A^K+i−M′ 〓i=0 βi′・B^K+i （但し、αi，βi，αi′，βi′は複数定数） なる第７の系列……Ck−２，Ck−１，Ck，Ck
＋１，Ck＋２……を出力するフイルターと dK＝−M′ 〓i=-M βi・AK+i＋N′ 〓i=-N αi・BK+i＋M′ 〓i=0 βi′・A^K+i−N′ 〓i=0 αi′・B^K+i なる第８の系列……dk−２，dk−１，dk，dk＋
１，dk＋２……を出力する第２のフイルターと
を含み、前記第１のフイルターを通すことにより
第２の偏波から第１の偏波への交差偏波干渉を除
去し前記第１の系列を得、かつ前記第２のフイル
ターを通すことにより第１の偏波から第２の偏波
への交差偏波干渉を除去し、前記第２の系列を得
ることを特徴とする。
次に本発明について図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図はデイジタル伝送用の従来の線形自動等
化器のブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……ak−１，
ak，ak＋１……がＴ秒間隔で次々に加えられる。
化器のブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……ak−１，
ak，ak＋１……がＴ秒間隔で次々に加えられる。
図中、参照数字１，２，３および４はＴ秒の遅
延回路、参照数字５，６，７，８および９は可変
減衰器、参照数字１０は加算器、参照数字１１は
サンプラーであり、また参照数字１２は信号識別
回路であり、パルスakを送信したときの受信信
号Akから推定値A^kを得るものであり、伝送誤り
が発生しなければak＝A^kと推定される。
延回路、参照数字５，６，７，８および９は可変
減衰器、参照数字１０は加算器、参照数字１１は
サンプラーであり、また参照数字１２は信号識別
回路であり、パルスakを送信したときの受信信
号Akから推定値A^kを得るものであり、伝送誤り
が発生しなければak＝A^kと推定される。
第１図の等化器の機能は図より明らかなように
前後の２送信符号からの符号間干渉〓αi・aK+iを
可変減衰器５，６，８および９で消去することで
ある。可変減衰器５，６，７，８および９の減衰
量αiを自動的かつ理想的に変化させるアルゴリズ
ムは様々で、例えば、1965年４月発行のBSTJ
（Bell System Technical Journal vol.44，
pp547−588記載の“Automatic equalization
for digital communicationに示されているzero
forcing法、1967年11月発行のBSTJ vol.46，
pp2179−2208記載の“An automatic equalizer
for general−purpose cmmunication channel”
で示されている自乗平均等化法が一般的に知られ
ている。
前後の２送信符号からの符号間干渉〓αi・aK+iを
可変減衰器５，６，８および９で消去することで
ある。可変減衰器５，６，７，８および９の減衰
量αiを自動的かつ理想的に変化させるアルゴリズ
ムは様々で、例えば、1965年４月発行のBSTJ
（Bell System Technical Journal vol.44，
pp547−588記載の“Automatic equalization
for digital communicationに示されているzero
forcing法、1967年11月発行のBSTJ vol.46，
pp2179−2208記載の“An automatic equalizer
for general−purpose cmmunication channel”
で示されている自乗平均等化法が一般的に知られ
ている。
また、多少構成が異なるが、1970年５月発行の
IEEE TRANSACTIONS ON
INFORMATION THEORY，vol.IT−16，
pp270−276記載の“Analysis of ａ Decision
Directed Receiver with Unknown Prior”で
示されている非線形自動等化法などもある。
IEEE TRANSACTIONS ON
INFORMATION THEORY，vol.IT−16，
pp270−276記載の“Analysis of ａ Decision
Directed Receiver with Unknown Prior”で
示されている非線形自動等化法などもある。
また、第１図の入力端子に与えられる信号が４
相位相変調または16値直交振幅変調された複素信
号である場合には、1975年６月発行のIEEE
TRANSACTION ON COMMUNICATIONS，
vol.COM−23，pp684〜687記載の“Two
Extensional Applications of the Zero
Forcing Equalization Method”に示された自
動等化法がある。
相位相変調または16値直交振幅変調された複素信
号である場合には、1975年６月発行のIEEE
TRANSACTION ON COMMUNICATIONS，
vol.COM−23，pp684〜687記載の“Two
Extensional Applications of the Zero
Forcing Equalization Method”に示された自
動等化法がある。
上記各自動等化法による実際の等化器の構成は
可変減衰器の減衰量（タツプ・ゲイン）を推定す
る回路が異なるだけであり、非線形自動等化器の
外は第１図のような構成になつている。
可変減衰器の減衰量（タツプ・ゲイン）を推定す
る回路が異なるだけであり、非線形自動等化器の
外は第１図のような構成になつている。
第２図は従来の非線形自動等化器のブロツク図
を示し、参照数字１′，２′，３′および４′は第１
図の構成要素１，２，３および４に対応し、参照
数字５′，６′，７′，８′および９′は第１図の構
成要素５，６，７，８および９に対応し、参照数
字１０′は第１図の構成要素１０と対応し、参照
数字１１′は第１図の構成要素１１に対応し、参
照数字１２′は第１図の構成要素１２に対応し、
参照数字１３，１４は加算器である。
を示し、参照数字１′，２′，３′および４′は第１
図の構成要素１，２，３および４に対応し、参照
数字５′，６′，７′，８′および９′は第１図の構
成要素５，６，７，８および９に対応し、参照数
字１０′は第１図の構成要素１０と対応し、参照
数字１１′は第１図の構成要素１１に対応し、参
照数字１２′は第１図の構成要素１２に対応し、
参照数字１３，１４は加算器である。
第２図の構成が第１図と異なる点は、先行符号
からの干渉を先行符号の識別結果を基に消去する
点にあり、原理的には第１図の構成の動作と同じ
である。そこで、以降で扱う無線デイジタル伝送
用自動等化器の構成としては、第１図のものを考
える。但し、この場合、可変減衰器は複素信号を
扱うものとする。
からの干渉を先行符号の識別結果を基に消去する
点にあり、原理的には第１図の構成の動作と同じ
である。そこで、以降で扱う無線デイジタル伝送
用自動等化器の構成としては、第１図のものを考
える。但し、この場合、可変減衰器は複素信号を
扱うものとする。
第３図は衛星通信に於ける直交偏波間の結合の
様子を示す図である。参照数字３０を送信側地上
局、参照数字３１を受信側地上局、参照数字３２
を通信衛星として、水平偏波３００および垂直偏
波３０１を送信すると、垂直偏波から水平偏波へ
の交差偏波干渉はアツプ・リンク（衛星向送信）
で発生する干渉３０２、ダウン・リンク（地上局
向送信）で発生する干渉３０３と、水平偏波自身
の自己干渉３０４とが主なものである。今、両偏
波とも同一の搬送周波数を持つているとすれば、
これら全ての干渉は同期検波して得られたベー
ス・バンド信号に於いては、各干渉の和となつて
得られる。この為、正確に干渉成分が分れば、こ
れらを検波したベース・バンド信号から減ずるこ
とにより干渉成分が消去できることが分る。
様子を示す図である。参照数字３０を送信側地上
局、参照数字３１を受信側地上局、参照数字３２
を通信衛星として、水平偏波３００および垂直偏
波３０１を送信すると、垂直偏波から水平偏波へ
の交差偏波干渉はアツプ・リンク（衛星向送信）
で発生する干渉３０２、ダウン・リンク（地上局
向送信）で発生する干渉３０３と、水平偏波自身
の自己干渉３０４とが主なものである。今、両偏
波とも同一の搬送周波数を持つているとすれば、
これら全ての干渉は同期検波して得られたベー
ス・バンド信号に於いては、各干渉の和となつて
得られる。この為、正確に干渉成分が分れば、こ
れらを検波したベース・バンド信号から減ずるこ
とにより干渉成分が消去できることが分る。
まず、自己干渉３０４は通常の多重伝播路回線
歪みと考えられるので、第１図に示した通常の自
動等化器でその影響は除去される。
歪みと考えられるので、第１図に示した通常の自
動等化器でその影響は除去される。
次に、干渉３０２および３０３についても、垂
直偏波側で送信された送信符号が分れば、この符
号をもとに垂直偏波からの干渉は完全に除去する
ことができる。
直偏波側で送信された送信符号が分れば、この符
号をもとに垂直偏波からの干渉は完全に除去する
ことができる。
第４図は第１図に示す自動等化器の構成を利用
した交差偏波補償回路のブロツク図を示す図であ
る。図中、ブロツク４０１０がフイルターであ
り、参照数字４０，４１，４２，４３，４４，４
５，４６および４７は第１図の各遅延回路と同一
のものであり、参照数字４８，４９，５０，５
１，５２，５３，５４，５５，５６および５７は
第１図の各可変減衰器と同一のものであり、参照
数字５８は第１図の加算器１０と同一のものであ
り、参照数字５９は第１図のサンプラー１１と同
一のものであり、参照数字６０は第１図の信号識
別器１２と同一のものである。
した交差偏波補償回路のブロツク図を示す図であ
る。図中、ブロツク４０１０がフイルターであ
り、参照数字４０，４１，４２，４３，４４，４
５，４６および４７は第１図の各遅延回路と同一
のものであり、参照数字４８，４９，５０，５
１，５２，５３，５４，５５，５６および５７は
第１図の各可変減衰器と同一のものであり、参照
数字５８は第１図の加算器１０と同一のものであ
り、参照数字５９は第１図のサンプラー１１と同
一のものであり、参照数字６０は第１図の信号識
別器１２と同一のものである。
まず、入力端子４００には水平偏波により送ら
れてきた復調ベース・バンド信号が加えられ、入
力端子４０１には垂直偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられる。
れてきた復調ベース・バンド信号が加えられ、入
力端子４０１には垂直偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられる。
この回路において、垂直偏波から水平偏波への
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出さ
れる。
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出さ
れる。
減衰器４８，４９，５０，５１および５２から
の出力により水平偏波成分自身の波形歪みと第３
図に示した自己干渉３０４の和2 〓i=-2 αi・aK+iを除
去することができる。
の出力により水平偏波成分自身の波形歪みと第３
図に示した自己干渉３０４の和2 〓i=-2 αi・aK+iを除
去することができる。
次に、減衰器５３，５４，５５，５６および５
７からの出力により第３図の交差偏波干渉３０２
および３０３の和2 〓i=-2 βi・bk＋ｉを除去すること
ができる。従つて、出力端子４０２には全ての干
渉が除去された水平偏波成分Ck＝2 〓i=-2 αi・Ak＋
ｉ＋2 〓i=-2 βi・Bk＋１akのみが出力される。
７からの出力により第３図の交差偏波干渉３０２
および３０３の和2 〓i=-2 βi・bk＋ｉを除去すること
ができる。従つて、出力端子４０２には全ての干
渉が除去された水平偏波成分Ck＝2 〓i=-2 αi・Ak＋
ｉ＋2 〓i=-2 βi・Bk＋１akのみが出力される。
ここで、減衰器４８，４９，５０，５１，５
２，５３，５４，５５，５６および５７の減衰量
αi，βiに対する制御アルゴリズムは第１図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。
すなわち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関な
データが乗せられており、各データ系列は時系列
的に無相関である。従つて、各減衰器の減衰量
（タツプ・ゲイン）を、前記減衰器の出力が受信
符号とその推定値との差とが直交するように選ぶ
と前記差を最少にできるという直交原理を利用す
ることができる。これは前述した自乗平均等化法
の拡張である。
２，５３，５４，５５，５６および５７の減衰量
αi，βiに対する制御アルゴリズムは第１図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。
すなわち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関な
データが乗せられており、各データ系列は時系列
的に無相関である。従つて、各減衰器の減衰量
（タツプ・ゲイン）を、前記減衰器の出力が受信
符号とその推定値との差とが直交するように選ぶ
と前記差を最少にできるという直交原理を利用す
ることができる。これは前述した自乗平均等化法
の拡張である。
第８図は本発明の一実施例を示し、第２図の非
線形自動等化器の構成を使用した交差偏波補償回
路を示す。図において、交差偏波補償回路は、８
個の信号処理回路１２４〜１３１と、加算回路１
３２および１３３と、識別回路１３４および１３
５を有している。各信号処理回路は遅延回路と可
変減衰器と加算器から構成されている。入力端子
１２０には、水平偏波により送られてきた復調ベ
ースバンド信号AKが供給され、入力端子１２１
には垂直偏波により送られてきた復調ベースバン
ド信号BKが供給される。第１の信号処理回路１
２４は、ベースバンドAKを処理して第１の処理
信号として〓AK+i・αiを出力する。同様にして、
第２の信号処理回路１２５は、ベースバンド信号
BKを処理して第２の処理信号〓BK+i・βiを出力す
る。これら第１および第２の処理信号は、第３お
よび第４の信号処理回路１２６および１２７から
与えられる第３および第４の処理信号と加算器１
３２で減算（負の加算）される。この加算器１３
２の出力は、次に識別器１３４で識別され、ベー
スバンド信号AKの推定値A^Kが得られる。この推
定値A^Kは、第３の信号処理回路１２６で処理さ
れ、前述の第３の処理信号〓A^K+i・αi′が得られ
る。一方、第４の処理信号は、ベースバンド信号
BKの推定値をB^Kとして、この推定値B^Kを第４の
信号処理回路１２７で処理することにより得られ
る。
線形自動等化器の構成を使用した交差偏波補償回
路を示す。図において、交差偏波補償回路は、８
個の信号処理回路１２４〜１３１と、加算回路１
３２および１３３と、識別回路１３４および１３
５を有している。各信号処理回路は遅延回路と可
変減衰器と加算器から構成されている。入力端子
１２０には、水平偏波により送られてきた復調ベ
ースバンド信号AKが供給され、入力端子１２１
には垂直偏波により送られてきた復調ベースバン
ド信号BKが供給される。第１の信号処理回路１
２４は、ベースバンドAKを処理して第１の処理
信号として〓AK+i・αiを出力する。同様にして、
第２の信号処理回路１２５は、ベースバンド信号
BKを処理して第２の処理信号〓BK+i・βiを出力す
る。これら第１および第２の処理信号は、第３お
よび第４の信号処理回路１２６および１２７から
与えられる第３および第４の処理信号と加算器１
３２で減算（負の加算）される。この加算器１３
２の出力は、次に識別器１３４で識別され、ベー
スバンド信号AKの推定値A^Kが得られる。この推
定値A^Kは、第３の信号処理回路１２６で処理さ
れ、前述の第３の処理信号〓A^K+i・αi′が得られ
る。一方、第４の処理信号は、ベースバンド信号
BKの推定値をB^Kとして、この推定値B^Kを第４の
信号処理回路１２７で処理することにより得られ
る。
従つて、前述の加算器１３２の出力CKは次の
ように表わされる。
ように表わされる。
CK＝N′
〓
〓
AK+i・αi＋〓BK+i・βi−〓A^K+i・αi′−〓B^・β
i′ なお、第５〜第８の信号処理回路１２８〜１３
１の加算器１３３および識別器１３５はベースバ
ンド信号BKの推定値BKを得るために使用され、
その動作はベースバンド信号AKの推定値AKを求
める過程と同じであり、そのときの加算器１３３
の出力dKは、次のように表わせる。
i′ なお、第５〜第８の信号処理回路１２８〜１３
１の加算器１３３および識別器１３５はベースバ
ンド信号BKの推定値BKを得るために使用され、
その動作はベースバンド信号AKの推定値AKを求
める過程と同じであり、そのときの加算器１３３
の出力dKは、次のように表わせる。
dK＝−〓βi・AK+i＋〓αi・BK+i＋〓Ki′・A^K+i−
〓αi′・B^K+i 第５図は第４図の可変減衰器４９に対する減衰
量の制御回路５００を示したものである。図中、
参照数字４１，４５，４９，５８，５９および６
０は第４図の対応する参照数字の構成要素と同じ
ものである。加算器６３は受信符号Akとその推
定値A^kとの差（Ak−A^k）を検出するために用
いられるものである。また、掛算器６１と積分器
６２とは一つあとの受信符号Ak＋１と、先の
（Ak−A^k）との直交性を検出するために使用さ
れ、相関の正負によつて可変減衰器の減衰量を増
減するように動作する。
〓αi′・B^K+i 第５図は第４図の可変減衰器４９に対する減衰
量の制御回路５００を示したものである。図中、
参照数字４１，４５，４９，５８，５９および６
０は第４図の対応する参照数字の構成要素と同じ
ものである。加算器６３は受信符号Akとその推
定値A^kとの差（Ak−A^k）を検出するために用
いられるものである。また、掛算器６１と積分器
６２とは一つあとの受信符号Ak＋１と、先の
（Ak−A^k）との直交性を検出するために使用さ
れ、相関の正負によつて可変減衰器の減衰量を増
減するように動作する。
他の可変減衰器の減衰量制御もこれと同一の方
法で行うことができ、回線が安定しており、かつ
回線切り換えなどが無ければ、減衰量制御回路５
００は不要になる。この場合、各減衰器の減衰量
を適当にプリセツトしてやればよい。
法で行うことができ、回線が安定しており、かつ
回線切り換えなどが無ければ、減衰量制御回路５
００は不要になる。この場合、各減衰器の減衰量
を適当にプリセツトしてやればよい。
第６図は本発明の一実施例のブロツク図を示
し、水平偏波、垂直偏波により伝送される２系列
のデータに対する交差偏波干渉等化器の構成を示
すものである。図中、ブロツク４０００，４００
０′は第１および第２のフイルターであり、第４
図のブロツク４０００と同一のものである。入力
端子６００，６０１には各々水平、垂直両偏波に
より伝送されてきたベース・バンド信号が加えら
れており、ブロツク４０００は垂直偏波からの干
渉を除去した水平偏波成分を、ブロツク４００
０′は水平偏波からの干渉を除去した垂直偏波成
分を各々出力端子４０２，４０２′に出力する。
し、水平偏波、垂直偏波により伝送される２系列
のデータに対する交差偏波干渉等化器の構成を示
すものである。図中、ブロツク４０００，４００
０′は第１および第２のフイルターであり、第４
図のブロツク４０００と同一のものである。入力
端子６００，６０１には各々水平、垂直両偏波に
より伝送されてきたベース・バンド信号が加えら
れており、ブロツク４０００は垂直偏波からの干
渉を除去した水平偏波成分を、ブロツク４００
０′は水平偏波からの干渉を除去した垂直偏波成
分を各々出力端子４０２，４０２′に出力する。
なお、ブロツク４０００とブロツク４０００′
とでは可変減衰器４８〜５２および５３〜５７の
減衰量（タツプ・ゲイン）がそれぞれ入れ代つた
関係になつている。
とでは可変減衰器４８〜５２および５３〜５７の
減衰量（タツプ・ゲイン）がそれぞれ入れ代つた
関係になつている。
一般に、交差偏波発生による偏波１から偏波２
への干渉の様子と偏波２から偏波１への干渉の様
子は対称と考えてよく、前者の干渉の様子から干
渉を消去する様なフイルター・タツプ・ゲインが
求まれば、後者の干渉消去のために新たにフイル
ター・タツプ・ゲインを求める必要はない。すな
わち、自己干渉消去用の減衰器のタツプ・ゲイン
と交差偏波干渉用の減衰器のタツプ・ゲインとを
順序を変えず極性を変えて入れかえることによつ
て、消去されるべき偏波は１から２へ変わること
になる。
への干渉の様子と偏波２から偏波１への干渉の様
子は対称と考えてよく、前者の干渉の様子から干
渉を消去する様なフイルター・タツプ・ゲインが
求まれば、後者の干渉消去のために新たにフイル
ター・タツプ・ゲインを求める必要はない。すな
わち、自己干渉消去用の減衰器のタツプ・ゲイン
と交差偏波干渉用の減衰器のタツプ・ゲインとを
順序を変えず極性を変えて入れかえることによつ
て、消去されるべき偏波は１から２へ変わること
になる。
この事実により第６図のフイルター４０００，
４０００′を自動的に制御するいわゆる自動等化
を行わせるとき、フイルター４０００，４００
０′に対し別々にタツプ・ゲインを制御する代り
に前記フイルターの一方についてのみタツプ・ゲ
インを自動的に制御し、他方には求まつたタツ
プ・ゲインを上述のように入れ換えて供給するだ
けでよく、この結果装置構成上、制御部が1/2で
済むことになる。
４０００′を自動的に制御するいわゆる自動等化
を行わせるとき、フイルター４０００，４００
０′に対し別々にタツプ・ゲインを制御する代り
に前記フイルターの一方についてのみタツプ・ゲ
インを自動的に制御し、他方には求まつたタツ
プ・ゲインを上述のように入れ換えて供給するだ
けでよく、この結果装置構成上、制御部が1/2で
済むことになる。
第７図は本発明の別の一実施例のブロツク図を
示す図であり、第６図と同一の機能を有するもの
である。入力端子７００，７０１には各々水平、
垂直両偏波により伝送されてきたベース・バンド
信号が加えられ、偏波干渉が除去された両ベー
ス・バンド信号は出力端子７０２，７０３へ出て
いく。
示す図であり、第６図と同一の機能を有するもの
である。入力端子７００，７０１には各々水平、
垂直両偏波により伝送されてきたベース・バンド
信号が加えられ、偏波干渉が除去された両ベー
ス・バンド信号は出力端子７０２，７０３へ出て
いく。
図中、参照数字７６〜７７，７８〜９７および
９８〜９９はそれぞれ第４図の遅延回路、可変減
衰器および加算器と同一のものである。本実施例
が第６図と異なる点は第６図のフイルターブロツ
ク４０００，４０００′の中に含まれる遅延回路
４０〜４７の部分を共用にしている点である。
９８〜９９はそれぞれ第４図の遅延回路、可変減
衰器および加算器と同一のものである。本実施例
が第６図と異なる点は第６図のフイルターブロツ
ク４０００，４０００′の中に含まれる遅延回路
４０〜４７の部分を共用にしている点である。
このような構成にすることにより、高価な遅延
回路の個数を半分にすることができる。
回路の個数を半分にすることができる。
以上のように、本発明によれば、交差偏波補償
をベース・バンド帯で行うことができるため、現
用の単一偏波用の送受信系に全く手を加えること
なく交差偏波共用を実現させることができる。
をベース・バンド帯で行うことができるため、現
用の単一偏波用の送受信系に全く手を加えること
なく交差偏波共用を実現させることができる。
また、衛星通信、特にTDMA通信の様に同一
受信アンテナで複数個の局からの信号を次々に受
信するような場合の交差偏波補償法とし、特に有
効であり、従来の給電系や中間周波数帯での補償
法からはこれらの効果は全く期待できない。
受信アンテナで複数個の局からの信号を次々に受
信するような場合の交差偏波補償法とし、特に有
効であり、従来の給電系や中間周波数帯での補償
法からはこれらの効果は全く期待できない。
第１図および第２図は従来の自動等化器のブロ
ツク図を示す図、第３図は衛星通信に於ける交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は第１図の
等化器の構成を使用した偏波補償回路の一例を示
す図、第５図は第４図に示したフイルターの可変
減衰器の減衰量制御回路を示す図および第６図お
よび第７図は本発明の第１および第２の実施例の
ブロツク図を示す図である。第８図は本発明の一
実施例を示す回路図である。 図において、４０１０はフイルター、４０〜４
７は遅延回路、４８〜５７は可変減衰器、５８は
加算器、５９はサンプラー、６０は信号識別器で
ある。
ツク図を示す図、第３図は衛星通信に於ける交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は第１図の
等化器の構成を使用した偏波補償回路の一例を示
す図、第５図は第４図に示したフイルターの可変
減衰器の減衰量制御回路を示す図および第６図お
よび第７図は本発明の第１および第２の実施例の
ブロツク図を示す図である。第８図は本発明の一
実施例を示す回路図である。 図において、４０１０はフイルター、４０〜４
７は遅延回路、４８〜５７は可変減衰器、５８は
加算器、５９はサンプラー、６０は信号識別器で
ある。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 同一のビツト・レートの第１および第２のデ
イジタル・データ系列……ak−２，ak−１，
ak，ak＋１，ak＋２……および……bk−２，bk
−１，bk，bk＋１，bk＋２……を相直交する第
１および第２の偏波にそれぞれ乗せるデイジタル
無線伝送において、前記第１および第２の系列に
対応して受信側で前記第１および第２の偏波から
それぞれ得られる第３および第４の系列……Ak
−２，Ak−１，Ak，Ak＋１，Ak＋２……およ
びBk−２，Bk−１，Bk，Bk＋１，Bk＋２……
と前記第３および第４の系列の受信側での推定値
である第５および第６の系列……A^k−２，A^k−
１，A^k，A^k＋１，A^k＋２……および……B^k−
２，B^k−１，B^k，B^k＋１，B^k＋２……から
Ｍ，M′，ＮおよびN′を零または正の整数として CK＝N′ 〓i=-N αi・AK+i＋M′ 〓i=-M βi・BK+i−N′ 〓i=0 αi′・A^K+i−M′ 〓i=0 βi′・B^K+i （但し、αi，βi，αi′，βi′は複数定数） なる第７の系列……Ck−２，Ck−１，Ck，Ck
＋１，Ck＋２……を出力するフイルターと dK＝−M′ 〓i=-M βi・AK+i＋N′ 〓i=-N αi・BK+i＋M′ 〓i=0 βi′・A^K+i−N′ 〓i=0 αi′・B^K+i なる第８の系列……dk−２，dk−１，dk，dk＋
１，dk＋２……を出力する第２のフイルターと
を含み、前記第１のフイルターを通すことにより
第２の偏波から第１の偏波への交差偏波干渉を除
去し前記第１の系列を得、かつ前記第２のフイル
ターを通すことにより第１の偏波から第２の偏波
への交差偏波干渉を除去し、前記第２の系列を得
ることを特徴とする交差偏波補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26742987A JPS63301635A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26742987A JPS63301635A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2476879A Division JPS55133156A (en) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | Compensation circuit for cross polarized wave |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63301635A JPS63301635A (ja) | 1988-12-08 |
| JPH0465574B2 true JPH0465574B2 (ja) | 1992-10-20 |
Family
ID=17444722
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26742987A Granted JPS63301635A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63301635A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55133156A (en) * | 1979-03-02 | 1980-10-16 | Nec Corp | Compensation circuit for cross polarized wave |
-
1987
- 1987-10-23 JP JP26742987A patent/JPS63301635A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63301635A (ja) | 1988-12-08 |
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