JPH0468735A - 自動出力電力制御装置 - Google Patents
自動出力電力制御装置Info
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- JPH0468735A JPH0468735A JP2176771A JP17677190A JPH0468735A JP H0468735 A JPH0468735 A JP H0468735A JP 2176771 A JP2176771 A JP 2176771A JP 17677190 A JP17677190 A JP 17677190A JP H0468735 A JPH0468735 A JP H0468735A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、振幅の変化を伴うベースバンド信号を変調
した後、高周波電力増幅器により一定出力が得られるよ
うにゲイン調整して出力する自動出力電力制御装置に関
するものである。
した後、高周波電力増幅器により一定出力が得られるよ
うにゲイン調整して出力する自動出力電力制御装置に関
するものである。
第４図は従来の自動出力電力制御装置を示すブロック図
であり１図において、１はベースバンド信号、２は搬送
波、３は変調器、４は変調を受け゛た高周波（以下、Ｒ
Ｆという）信号、５はゲイン調整端子術ＲＦ電力増幅器
、６は増幅されたＲＦ出力信号、７は結合器とダイオー
ドを用いたＲＦ出力電力検出回路、８は検出値と基準電
圧を比較する電圧差出力手段としての差動増幅器、９は
ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）、１０はフィ
ードバック制御信号である。
であり１図において、１はベースバンド信号、２は搬送
波、３は変調器、４は変調を受け゛た高周波（以下、Ｒ
Ｆという）信号、５はゲイン調整端子術ＲＦ電力増幅器
、６は増幅されたＲＦ出力信号、７は結合器とダイオー
ドを用いたＲＦ出力電力検出回路、８は検出値と基準電
圧を比較する電圧差出力手段としての差動増幅器、９は
ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）、１０はフィ
ードバック制御信号である。
次に動作について説明する。
搬送波２は変調器３において、ベースバンド信号１によ
り所定の変調を受ける。こうして得られた変調信号４は
、ＲＦ電力増幅器５に入力され、送信に必要な電力にま
で増幅される。ところで、送信電力は電源電圧、入力電
力等が変動した場合にも、ある一定の許容範囲内である
ことが要求される。このため、出力電力を常時検出し、
その変動を抑えるように帰還をかけることが必要とされ
る。ここでは、まず、上記結合器とＰＩＮダイオードよ
りなるＲＦ出力電力検出回路７によって出力信号６の電
力を電圧として検出し、差動増幅器８において、その検
出電圧と基準電圧の差を得る。
り所定の変調を受ける。こうして得られた変調信号４は
、ＲＦ電力増幅器５に入力され、送信に必要な電力にま
で増幅される。ところで、送信電力は電源電圧、入力電
力等が変動した場合にも、ある一定の許容範囲内である
ことが要求される。このため、出力電力を常時検出し、
その変動を抑えるように帰還をかけることが必要とされ
る。ここでは、まず、上記結合器とＰＩＮダイオードよ
りなるＲＦ出力電力検出回路７によって出力信号６の電
力を電圧として検出し、差動増幅器８において、その検
出電圧と基準電圧の差を得る。
そこで、こうして得られた差信号を雑音耐性の向上を図
り、変調に伴う振幅変動の影響を除くためにＬＰＦ９を
通して、フィードバック制御信号１０とする。このフィ
ードバック制御信号１０は、ＲＦ電力増幅器５の上記ゲ
イン調整端子に加えられ、全体として出力が低下した場
合には、ゲインを大きくし、出力が増加した場合には、
ゲインを小さくして、一定出力が得られるように動作す
る。
り、変調に伴う振幅変動の影響を除くためにＬＰＦ９を
通して、フィードバック制御信号１０とする。このフィ
ードバック制御信号１０は、ＲＦ電力増幅器５の上記ゲ
イン調整端子に加えられ、全体として出力が低下した場
合には、ゲインを大きくし、出力が増加した場合には、
ゲインを小さくして、一定出力が得られるように動作す
る。
従来の自動出力電力制御装置は以上のように構成されて
いるので、大きな振幅変化を伴う変調信号に適用する場
合には、フィードバックループ上の各構成要素に広いダ
イナミックレンジが必要とされ、また、変調による影響
を除いて平均電力を制御するためには、フィードバック
ループ内のＬＰＦ９の時定数を非常に大きくしなければ
ならないので、ＴＤＭＡ方式におけるバーストモード送
信等において要求される送信出力の高速な立ち上がりが
極めて困難であるなどの課題があった。
いるので、大きな振幅変化を伴う変調信号に適用する場
合には、フィードバックループ上の各構成要素に広いダ
イナミックレンジが必要とされ、また、変調による影響
を除いて平均電力を制御するためには、フィードバック
ループ内のＬＰＦ９の時定数を非常に大きくしなければ
ならないので、ＴＤＭＡ方式におけるバーストモード送
信等において要求される送信出力の高速な立ち上がりが
極めて困難であるなどの課題があった。
この発明は上記のような課題を解消するためになされた
もので、大きな振幅変化を伴う変調信号であっても、ル
ープのダイナミックレンジを広げることなく、またフィ
ードバックループ内のＬＰＦの時定数を大きくすること
なく、平均電力を一定に制御することができる自動出力
電力制御装置を得ることを目的とする。
もので、大きな振幅変化を伴う変調信号であっても、ル
ープのダイナミックレンジを広げることなく、またフィ
ードバックループ内のＬＰＦの時定数を大きくすること
なく、平均電力を一定に制御することができる自動出力
電力制御装置を得ることを目的とする。
この発明に係る自動出力電力制御装置は、高周波電力増
幅器の出力信号を検圧する高周波出力電力検出回路と、
この高周波出力電力検出回路で検出した出力電力を与え
られたタイミングでサンプリングし、次のサンプル点ま
でホールドするサンプルホールド回路と、このサンプル
ホールド回路でサンプルホールドした電圧を基準電圧と
比較してその差を出力する電圧差出力手段と、この電圧
差出力手段で得た電圧差を平滑化するローパスフィルタ
と、このローパスフィルタの出力に応じて上記出力電力
を一調整する出力電力調整手段とを備え、等出力点抽出
手段により上記ベースバンド信号またはスイッチ群によ
り設定される位相信号にもとづいて一定出力が得られる
タイミングを抽出し、該抽出されたタイミングを上記サ
ンプルホールド回路のサンプルタイミング信号として出
力するようにしたものである。
幅器の出力信号を検圧する高周波出力電力検出回路と、
この高周波出力電力検出回路で検出した出力電力を与え
られたタイミングでサンプリングし、次のサンプル点ま
でホールドするサンプルホールド回路と、このサンプル
ホールド回路でサンプルホールドした電圧を基準電圧と
比較してその差を出力する電圧差出力手段と、この電圧
差出力手段で得た電圧差を平滑化するローパスフィルタ
と、このローパスフィルタの出力に応じて上記出力電力
を一調整する出力電力調整手段とを備え、等出力点抽出
手段により上記ベースバンド信号またはスイッチ群によ
り設定される位相信号にもとづいて一定出力が得られる
タイミングを抽出し、該抽出されたタイミングを上記サ
ンプルホールド回路のサンプルタイミング信号として出
力するようにしたものである。
この発明における等出力点抽出手段は、変調によって振
幅が変動する中において、特定の出力が得られるタイミ
ングのみを与え、このタイミングにて検出値をサンプル
ホールドするため、出力検出値と基準レベルの差を増幅
する差動増幅器およびこれの後段のＬＰＦには、変調に
伴う変動の除かれたほぼ一定値が入力される。従って、
ＬＰＦの時定数は定包絡線変調と同様に小さくでき、出
力の高速な立ち上がりを可能にする。また、差動増幅器
およびＬＰＦのダイナミックレンジも定包絡線変調と同
様にすることを可能にする。
幅が変動する中において、特定の出力が得られるタイミ
ングのみを与え、このタイミングにて検出値をサンプル
ホールドするため、出力検出値と基準レベルの差を増幅
する差動増幅器およびこれの後段のＬＰＦには、変調に
伴う変動の除かれたほぼ一定値が入力される。従って、
ＬＰＦの時定数は定包絡線変調と同様に小さくでき、出
力の高速な立ち上がりを可能にする。また、差動増幅器
およびＬＰＦのダイナミックレンジも定包絡線変調と同
様にすることを可能にする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図において、１１□、１１Ｑは各々１チヤンネル、
Ｑチャンネルに対応した非ゼロ復帰（以下、ＮＲＺとい
う）信号、１２はＤタイプラッチ回路、１３□、１３Ｑ
はラッチされたエチャンネル、ＱチャンネルのＮＲＺ信
号、１４□、１４Ｑは帯域制限のためのすイキストフィ
ルタ、１５は直交変調器、２は搬送波、４はＱＰＳＫに
よる変調を受けたＲＦ信号、１６は電圧あるいは電流に
より減衰量が制御される可変減衰器、５はＲＦ電力増幅
器、６は増幅されたＲＦ出力信号である。１８はシンボ
ルレートの１６倍のクロックを発生するクロック発生器
、１９は等出力点抽出手段、２０は１６文周カウンタ、
２１は４ビツトの値を予め設定するためのスイッチ群、
２２はカウンタ２０の値を入力の一方とし、スイッチ２
１により決められた値を入力の他方として、両者を比較
するディジタル比較器、２３はディジタル比較器２２に
おいて各値が一致したときに出力されるサンプルタイミ
ング信号で、等出力点抽出手段１９の出力となる。
Ｑチャンネルに対応した非ゼロ復帰（以下、ＮＲＺとい
う）信号、１２はＤタイプラッチ回路、１３□、１３Ｑ
はラッチされたエチャンネル、ＱチャンネルのＮＲＺ信
号、１４□、１４Ｑは帯域制限のためのすイキストフィ
ルタ、１５は直交変調器、２は搬送波、４はＱＰＳＫに
よる変調を受けたＲＦ信号、１６は電圧あるいは電流に
より減衰量が制御される可変減衰器、５はＲＦ電力増幅
器、６は増幅されたＲＦ出力信号である。１８はシンボ
ルレートの１６倍のクロックを発生するクロック発生器
、１９は等出力点抽出手段、２０は１６文周カウンタ、
２１は４ビツトの値を予め設定するためのスイッチ群、
２２はカウンタ２０の値を入力の一方とし、スイッチ２
１により決められた値を入力の他方として、両者を比較
するディジタル比較器、２３はディジタル比較器２２に
おいて各値が一致したときに出力されるサンプルタイミ
ング信号で、等出力点抽出手段１９の出力となる。
また、７はＲＦ出力電力検出回路、１７はＲＦ出力電力
検出回路７の出力を、サンプルタイミング信号２３のタ
イミングでサンプリングし、ホールドするサンプルホー
ルド回路、８はサンプルホールド回路１７の出力と基準
電圧とを入力する電圧差出力手段としての差動増幅器、
９はＬＰＦ、１０は可変減衰器１６に入力されるフィー
ドバック制御信号である。
検出回路７の出力を、サンプルタイミング信号２３のタ
イミングでサンプリングし、ホールドするサンプルホー
ルド回路、８はサンプルホールド回路１７の出力と基準
電圧とを入力する電圧差出力手段としての差動増幅器、
９はＬＰＦ、１０は可変減衰器１６に入力されるフィー
ドバック制御信号である。
次に動作について説明する。
まず、入力された２系統のＮＲＺ信号１１１゜１１゜は
、Ｄタイプラッチ回路１２において、所定のシンボルレ
ートでラッチされる。ラッチされたＮＲＺ信号１３１，
１３Ｑは、各々ナイキストフィルタ１４．．１４．によ
り帯域制限を受は直交変調器１５に入力される。この直
交変調器１５では、搬送波２とこれを位相シフトした信
号とにナイキストフィルタ１４．．１４゜の出力値を乗
算器１５ａ、１５ｂにて掛け、両者を加算器１５ｃで加
えて、ＲＦ帯のＱＰＳＫ信号である変調を受けたＲＦ信
号４を得る。この変調を受けたＲＦ信号４は後述のルー
プにより制御される可変減衰器１６によってレベルを制
御された後、ＲＦ電力増幅器５により送信に必要とされ
る電力まで増幅され、ＲＦ出力信号６として出力される
。
、Ｄタイプラッチ回路１２において、所定のシンボルレ
ートでラッチされる。ラッチされたＮＲＺ信号１３１，
１３Ｑは、各々ナイキストフィルタ１４．．１４．によ
り帯域制限を受は直交変調器１５に入力される。この直
交変調器１５では、搬送波２とこれを位相シフトした信
号とにナイキストフィルタ１４．．１４゜の出力値を乗
算器１５ａ、１５ｂにて掛け、両者を加算器１５ｃで加
えて、ＲＦ帯のＱＰＳＫ信号である変調を受けたＲＦ信
号４を得る。この変調を受けたＲＦ信号４は後述のルー
プにより制御される可変減衰器１６によってレベルを制
御された後、ＲＦ電力増幅器５により送信に必要とされ
る電力まで増幅され、ＲＦ出力信号６として出力される
。
ところで、上記ＱＰＳＫは角度変調方式であるが、帯域
制限が加えられた場合、その包絡線は大きく変動する。
制限が加えられた場合、その包絡線は大きく変動する。
しかし、帯域制限するベースバンドフィルタとして、ナ
イキストフィルタを用いたこの実施例では、符号量干渉
が零となるいわゆるナイキスト点がシンボル間隔毎に等
間隔で存在し、このナイキスト点においては常に一定の
振幅が出力されるはずである。従って、ナイキスト点に
同期したタイミングで出力電力検出値をサンプリングす
れば、変調によって影響されることなく平均電力を知る
ことができる。この実施例では、等出力点抽出手段１９
がナイキスト点に同期したクロックを生成している。す
なわち、シンボルレートの１６倍のクロックをクロック
発生器１８から入力し、これを１６分周カウンタ２０で
分周する。
イキストフィルタを用いたこの実施例では、符号量干渉
が零となるいわゆるナイキスト点がシンボル間隔毎に等
間隔で存在し、このナイキスト点においては常に一定の
振幅が出力されるはずである。従って、ナイキスト点に
同期したタイミングで出力電力検出値をサンプリングす
れば、変調によって影響されることなく平均電力を知る
ことができる。この実施例では、等出力点抽出手段１９
がナイキスト点に同期したクロックを生成している。す
なわち、シンボルレートの１６倍のクロックをクロック
発生器１８から入力し、これを１６分周カウンタ２０で
分周する。
カウンタ２ｏの桁上げ出力はＤタイプラッチ回路１２の
クロックとして働き、ＮＲＺ信号をラッチする。同時に
、カウンタ２０のカウント値はディジタル比較器２２に
入力される。また、このディジタル比較器２２の他方の
入力にはスイッチ群２１によって予め設定した４ビツト
の値を入力し。
クロックとして働き、ＮＲＺ信号をラッチする。同時に
、カウンタ２０のカウント値はディジタル比較器２２に
入力される。また、このディジタル比較器２２の他方の
入力にはスイッチ群２１によって予め設定した４ビツト
の値を入力し。
ディジタル比較器２２は、カウンタ２０の値とスイッチ
２１による設定値が一致した時にのみ、サンプルタイミ
ング信号２３をＨレベルにする。このようにして、等出
力点抽出手段１９からは、シンボルの送信と同期し、ス
イッチ２１によって設定された固定位相にあるＴ／１６
（Ｔはシンボル間隔）幅のパルス信号がサンプルタイミ
ング信号２３として出力される。ここで、Ｄタイプラッ
チ回路１２からＲＦ電力増幅器５までの伝送遅延時間を
考慮し、サンプルタイミング信号２３がＨレベルとなる
タイミングがＲＦ出力信号６におけるナイキスト点に相
当するように、スイッチ群２１を用いて位相を設定して
おけば、サンプルタイミング信号２３は、上記のナイキ
スト点、すなわち一定出力が期待されるタイミングを実
現する。
２１による設定値が一致した時にのみ、サンプルタイミ
ング信号２３をＨレベルにする。このようにして、等出
力点抽出手段１９からは、シンボルの送信と同期し、ス
イッチ２１によって設定された固定位相にあるＴ／１６
（Ｔはシンボル間隔）幅のパルス信号がサンプルタイミ
ング信号２３として出力される。ここで、Ｄタイプラッ
チ回路１２からＲＦ電力増幅器５までの伝送遅延時間を
考慮し、サンプルタイミング信号２３がＨレベルとなる
タイミングがＲＦ出力信号６におけるナイキスト点に相
当するように、スイッチ群２１を用いて位相を設定して
おけば、サンプルタイミング信号２３は、上記のナイキ
スト点、すなわち一定出力が期待されるタイミングを実
現する。
このサンプルタイミング信号２３によるサンプルホール
ド回路を含んだフィードバックループでは、まず、従来
と同様にＲＦ出力信号６のレベルをＲＦ出力電力検出回
路７で検出する。これをサンプルホールド回路１７とサ
ンプルタイミング信号２３を用いて、上記の通りナイキ
スト点でサンプリングし１次のナイキスト点までホール
ドする。
ド回路を含んだフィードバックループでは、まず、従来
と同様にＲＦ出力信号６のレベルをＲＦ出力電力検出回
路７で検出する。これをサンプルホールド回路１７とサ
ンプルタイミング信号２３を用いて、上記の通りナイキ
スト点でサンプリングし１次のナイキスト点までホール
ドする。
従って、サンプルホールド回路１７の出力、すなわち基
準電圧と比較する差動増幅Ｉ８の入力は。
準電圧と比較する差動増幅Ｉ８の入力は。
変調による変動を伴わない、平均電力と雑音等の外乱の
みとなる。そこで、差動増幅器８において、この平均電
力と基準値との差を求め、従来例と同様にＬＰＦ９を通
してフィードバック制御信号１０を得る。但し、ＬＰＦ
９では従来例と比べ、変調に伴った変動分を除去する必
要がないため１時定数を小さく設定することが可能であ
る。また、差動増幅器８およびＬＰＦ９では変調に伴う
変動に追随する必要がないため、従来例で必要とされた
ダイナミックレンジは不要になる。なお、フィードバッ
ク制御信号１０は、従来例を説明した第４図ではＲＦ電
力増幅器５に備え付けられたゲイン調整入力へ帰還して
いたが、この実施例では別の例として、ＲＦ電力増幅器
５の前に設けた可変減衰器１６に帰還している。この場
合、平均出力電力が増大すれば減衰量が大きくなり、出
力が低下すれば減衰量が小さくなるように動作し、平均
出力電力が一定に保たれる。なお、上記実施例では、１
８がシンボルレートの１６倍のクロックを出力するクロ
ック発生器、２ｏが１６分周カウンタの場合について述
べたが、ｎ倍、ｎ分周の発生器、カウンタを用いてもよ
く、上記実施例と同様の効果を奏する。
みとなる。そこで、差動増幅器８において、この平均電
力と基準値との差を求め、従来例と同様にＬＰＦ９を通
してフィードバック制御信号１０を得る。但し、ＬＰＦ
９では従来例と比べ、変調に伴った変動分を除去する必
要がないため１時定数を小さく設定することが可能であ
る。また、差動増幅器８およびＬＰＦ９では変調に伴う
変動に追随する必要がないため、従来例で必要とされた
ダイナミックレンジは不要になる。なお、フィードバッ
ク制御信号１０は、従来例を説明した第４図ではＲＦ電
力増幅器５に備え付けられたゲイン調整入力へ帰還して
いたが、この実施例では別の例として、ＲＦ電力増幅器
５の前に設けた可変減衰器１６に帰還している。この場
合、平均出力電力が増大すれば減衰量が大きくなり、出
力が低下すれば減衰量が小さくなるように動作し、平均
出力電力が一定に保たれる。なお、上記実施例では、１
８がシンボルレートの１６倍のクロックを出力するクロ
ック発生器、２ｏが１６分周カウンタの場合について述
べたが、ｎ倍、ｎ分周の発生器、カウンタを用いてもよ
く、上記実施例と同様の効果を奏する。
第２図にはこの発明の他の実施例を示す。この実施例は
、ナイキストフィルタ以外のフィルタ（例えば、Ｖ分割
ナイキストフィルタ、ガウスフィルタなど）で帯域制限
されたＱＰＳＫへの適用であり、上記実施例と比べ、帯
域制限のためのベースバンドＬＰＦと、等出力点抽出手
段の構成が異なっている。ななわち、２４Ｉ、２４゜は
各々Ｉチャンネル、Ｑチャンネルにおける帯制限用のベ
ースバンドＬＰＦ、２５１ｔ ２５ｏはシフトレジスタ
、２６はシフトレジスタ２５＋、２５ｏのパラレル出力
とカウンタ２０の出力とをアドレス入力とし、サンプル
タイミング信号２３を出力とするリードオンリメモリ（
以下、ＲＯＭという）である。
、ナイキストフィルタ以外のフィルタ（例えば、Ｖ分割
ナイキストフィルタ、ガウスフィルタなど）で帯域制限
されたＱＰＳＫへの適用であり、上記実施例と比べ、帯
域制限のためのベースバンドＬＰＦと、等出力点抽出手
段の構成が異なっている。ななわち、２４Ｉ、２４゜は
各々Ｉチャンネル、Ｑチャンネルにおける帯制限用のベ
ースバンドＬＰＦ、２５１ｔ ２５ｏはシフトレジスタ
、２６はシフトレジスタ２５＋、２５ｏのパラレル出力
とカウンタ２０の出力とをアドレス入力とし、サンプル
タイミング信号２３を出力とするリードオンリメモリ（
以下、ＲＯＭという）である。
次に、第１図と異なる等出力点抽出手段１９の動作につ
いて説明する。帯域制限フィルタがナイキストフィルタ
でない場合、上記実施例で示した符号量干渉が零の点、
いわゆるナイキスト点は存在しない。しかし、ＱＰＳＫ
方式のようなディジタル変調では、離散的でかり限られ
た値（ＱＰＳＫではＩ、Ｑ各々２値）の信号しか入力さ
れないので、ベースバンドＬ Ｐ Ｆ ２４ ｒ −２
４ｏの出力は、ラッチされたＮＲＺ信号１３□、１３゜
の時系列における組み合わせと、ベースバンドＬＰＦ２
４＋−２４゜の伝達関数から全て求めることができ、か
つ十分な精度が得られる長さでベースバンドＬＰＦ２４
１．２４０のインパルス応答を打ち切った場合、得られ
るフィルタ後の波形の種類は有限個となる。従って、予
めこれら有限個の波形を計算し、その各々について、あ
る特定の振幅となるタイミングを求めておき、この情報
をＲＯＭ２６に収め。
いて説明する。帯域制限フィルタがナイキストフィルタ
でない場合、上記実施例で示した符号量干渉が零の点、
いわゆるナイキスト点は存在しない。しかし、ＱＰＳＫ
方式のようなディジタル変調では、離散的でかり限られ
た値（ＱＰＳＫではＩ、Ｑ各々２値）の信号しか入力さ
れないので、ベースバンドＬ Ｐ Ｆ ２４ ｒ −２
４ｏの出力は、ラッチされたＮＲＺ信号１３□、１３゜
の時系列における組み合わせと、ベースバンドＬＰＦ２
４＋−２４゜の伝達関数から全て求めることができ、か
つ十分な精度が得られる長さでベースバンドＬＰＦ２４
１．２４０のインパルス応答を打ち切った場合、得られ
るフィルタ後の波形の種類は有限個となる。従って、予
めこれら有限個の波形を計算し、その各々について、あ
る特定の振幅となるタイミングを求めておき、この情報
をＲＯＭ２６に収め。
入力信号の時系列の組み合わせに応じて、サンプルタイ
ミング信号２３を読み出せば、一定出力の点で出力電力
検出値をサンプリングすることができる。第２図では、
シフトレジスタ２５□、２５Ｑが入力データを蓄積し、
時系列における組み合わせとして記憶する。これらがま
ずＲＯＭ２６のアドレス入力に加えられ、また、第１図
と同様シンボルレートのｎ倍のクロック１８をＮ分周の
カウンタ２０でカウントし、この値もＲＯＭ２６のアド
レスに入力される。上記の通りシフトレジスタ２５、．
２５Ｑの内容の各々について特定の振幅が得られるタイ
ミングを予め計算しておき、シフトレジスタ２５．、．
２５．とカウンタ２０の値をアドレスとして、特定の振
幅のタイミングではＨレベル、他ではＬレベルが出力さ
れるようなデータをＲＯＭ２６に格納するにうすれば、
ナイキスト点が存在しなくても、シフトレジスタ２５．
．２５Ｑに蓄積された入力データの組み合わせに応じて
、予測されたタイミングにカウンタ２０が設定された時
点で、サンプルタイミング信号２３がＨレベルとなり、
出力が一定となる点において、出力検出値がサンプルホ
ールドされる。なお、第２図には示していないが、必要
ならば、伝搬遅延時間を考慮して、ＲＯＭ２６の出力に
遅延素子を挿入してもよい。また、他のブロック部分の
動作は上記実施例と同様なので省略する。
ミング信号２３を読み出せば、一定出力の点で出力電力
検出値をサンプリングすることができる。第２図では、
シフトレジスタ２５□、２５Ｑが入力データを蓄積し、
時系列における組み合わせとして記憶する。これらがま
ずＲＯＭ２６のアドレス入力に加えられ、また、第１図
と同様シンボルレートのｎ倍のクロック１８をＮ分周の
カウンタ２０でカウントし、この値もＲＯＭ２６のアド
レスに入力される。上記の通りシフトレジスタ２５、．
２５Ｑの内容の各々について特定の振幅が得られるタイ
ミングを予め計算しておき、シフトレジスタ２５．、．
２５．とカウンタ２０の値をアドレスとして、特定の振
幅のタイミングではＨレベル、他ではＬレベルが出力さ
れるようなデータをＲＯＭ２６に格納するにうすれば、
ナイキスト点が存在しなくても、シフトレジスタ２５．
．２５Ｑに蓄積された入力データの組み合わせに応じて
、予測されたタイミングにカウンタ２０が設定された時
点で、サンプルタイミング信号２３がＨレベルとなり、
出力が一定となる点において、出力検出値がサンプルホ
ールドされる。なお、第２図には示していないが、必要
ならば、伝搬遅延時間を考慮して、ＲＯＭ２６の出力に
遅延素子を挿入してもよい。また、他のブロック部分の
動作は上記実施例と同様なので省略する。
第３図はこの発明のさらに他の実施例を示す。
この実施例も帯域制限を行ったＱＰＳＫへの適用であり
１等出力点抽出手段１９を別の手法により構成している
。２７．．２７゜は帯域制限を受けた後のベースバンド
信号、３０□、３００はベースバンド信号２７□、２７
Ｑを入力とし、各々入力信号の２乗を出力する２乗回路
、３１は２東回路３０、．３０ｏの２乗出力の和をとる
加算回路、３２はウィンドウコンパレータである。
１等出力点抽出手段１９を別の手法により構成している
。２７．．２７゜は帯域制限を受けた後のベースバンド
信号、３０□、３００はベースバンド信号２７□、２７
Ｑを入力とし、各々入力信号の２乗を出力する２乗回路
、３１は２東回路３０、．３０ｏの２乗出力の和をとる
加算回路、３２はウィンドウコンパレータである。
次に、第１図、第２図と異なる等出力点抽出手段１９の
動作を説明する。直交変調後の電力、すなわち振幅の２
乗は、■チャンネル、Ｑチャンネルの変調ベースバンド
信号の２乗和で与えられる。
動作を説明する。直交変調後の電力、すなわち振幅の２
乗は、■チャンネル、Ｑチャンネルの変調ベースバンド
信号の２乗和で与えられる。
従って、ベースバンド信号２７．．２７Ｑを２東回路３
０＋、３０ｏで２乗し、加算回路３１で加算することに
より、ＲＦ倍信号電力が、ベースバンドより求められる
。次に、この２乗和の信号をウィンドウコンパレータ３
２に入力する。このウィンドコンパレータ３２は入力が
ある一定の上限・下限の範囲内（ウィンド内）にある時
のみ、出力がＨレベルとなるから、ウィンドウを十分狭
く設定しておけば、一定のＲＦ比出力なるタイミングを
抽出することができる。
０＋、３０ｏで２乗し、加算回路３１で加算することに
より、ＲＦ倍信号電力が、ベースバンドより求められる
。次に、この２乗和の信号をウィンドウコンパレータ３
２に入力する。このウィンドコンパレータ３２は入力が
ある一定の上限・下限の範囲内（ウィンド内）にある時
のみ、出力がＨレベルとなるから、ウィンドウを十分狭
く設定しておけば、一定のＲＦ比出力なるタイミングを
抽出することができる。
なお、第１図〜第３図に示した各実施例では、全て変調
方式としてＱＰＳＫを採用した場合について説明したが
、他のＲ５Ｋ、ＱＡＭ等の変調方式であってもよく、第
３図に示した実施例においては、アナログの変調方式で
あってもよい。
方式としてＱＰＳＫを採用した場合について説明したが
、他のＲ５Ｋ、ＱＡＭ等の変調方式であってもよく、第
３図に示した実施例においては、アナログの変調方式で
あってもよい。
また、第１図〜第３図に示した各実施例では差動増幅器
８およびＬＰＦ９を用いたものを示したが、これの代わ
り、にＡ／Ｄ変換器、ディジタル信号処理回路、Ｄ／Ａ
変換器を用いてもよく、この発明はその原理においてサ
ンプルホールド回路１７を含んでいるから、この様なデ
ィジタル処理にも適している。
８およびＬＰＦ９を用いたものを示したが、これの代わ
り、にＡ／Ｄ変換器、ディジタル信号処理回路、Ｄ／Ａ
変換器を用いてもよく、この発明はその原理においてサ
ンプルホールド回路１７を含んでいるから、この様なデ
ィジタル処理にも適している。
さらに、第１図〜第３図に示した各実施例では、フィー
ドバック回路に可変減衰器１６を用いたものを示したが
、自動利得制御アンプや、ＲＦ電力増幅器５のバイアス
、電源等に帰還して制御してもよい。
ドバック回路に可変減衰器１６を用いたものを示したが
、自動利得制御アンプや、ＲＦ電力増幅器５のバイアス
、電源等に帰還して制御してもよい。
以上のように、この発明によればベースバンド信号また
はスイッチ群により設定される位相信号によりＲＦ比出
力等出力点を抽出し、このタイミングでＲＦ出力検出値
をサンプルホールドして平均出力電力を制御するように
構成したので、振幅変動を伴う変調方式であっても、ル
ープフィルタの時定数を大きくする必要がなくなるため
、高周波出力信号の高速な立ち上がりが可能となり、ま
た、サンプルホールドされた信号はダイナミックレンジ
が狭くできるため、サンプルホールドより後段の差動増
幅器やＬＰＦに安価な素子が使用でき、さらにゲインを
高めて精度を向上できる効果がある。
はスイッチ群により設定される位相信号によりＲＦ比出
力等出力点を抽出し、このタイミングでＲＦ出力検出値
をサンプルホールドして平均出力電力を制御するように
構成したので、振幅変動を伴う変調方式であっても、ル
ープフィルタの時定数を大きくする必要がなくなるため
、高周波出力信号の高速な立ち上がりが可能となり、ま
た、サンプルホールドされた信号はダイナミックレンジ
が狭くできるため、サンプルホールドより後段の差動増
幅器やＬＰＦに安価な素子が使用でき、さらにゲインを
高めて精度を向上できる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による自動出力電力制御装
置を示すブロック図、第２図および第３図はこの発明の
他の実施例による自動出力電力制御装置を示すブロック
図、第４図は従来の自動出力電力制御装置を示すブロッ
ク図である。 ５は高周波電力増幅器、７は高周波出力電力検出回路、
８は電圧差出力手段（差動増幅器）、９はローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）’、１７はサンプルホールド回路、１９
は等出力点抽出手段。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。 高周；皮電力増中藩品 １７：サンプルホールド １９ニー写出力由、才由出＋段
置を示すブロック図、第２図および第３図はこの発明の
他の実施例による自動出力電力制御装置を示すブロック
図、第４図は従来の自動出力電力制御装置を示すブロッ
ク図である。 ５は高周波電力増幅器、７は高周波出力電力検出回路、
８は電圧差出力手段（差動増幅器）、９はローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）’、１７はサンプルホールド回路、１９
は等出力点抽出手段。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。 高周；皮電力増中藩品 １７：サンプルホールド １９ニー写出力由、才由出＋段
Claims (1)
- ベースバンド信号を変調した後、高周波電力増幅器によ
り一定出力が得られるように自動的にゲイン調整して出
力する自動出力電力制御装置において、上記高周波電力
増幅器の出力電力を検出する高周波出力電力検出回路と
、この高周波出力電力検出回路で検出した出力電力を与
えられたタイミングでサンプリングし、次のサンプル点
までホールドするサンプルホールド回路と、このサンプ
ルホールド回路でサンプルホールドした電圧を基準電圧
と比較してその差を出力する電圧差出力手段と、この電
圧差出力手段で得た電圧差を平滑化するローパスフィル
タと、このローパスフィルタの出力に応じて上記出力電
力を調整する出力電力調整手段と、上記ベースバンド信
号またはスイッチ群により設定される位相信号にもとづ
いて一定出力が得られるタイミングを抽出し、該抽出さ
れたタイミングを上記サンプルホールド回路のサンプル
タイミング信号として出力する等出力点抽出手段とを設
けたことを特徴とする自動出力電力制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2176771A JP2540377B2 (ja) | 1990-07-04 | 1990-07-04 | 自動出力電力制御装置 |
| US07/686,986 US5212814A (en) | 1990-07-04 | 1991-04-18 | Automatic output power controller |
| GB9109433A GB2245785B (en) | 1990-07-04 | 1991-05-01 | Automatic output power controller |
| CA002041734A CA2041734C (en) | 1990-07-04 | 1991-05-02 | Automatic output power controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2176771A JP2540377B2 (ja) | 1990-07-04 | 1990-07-04 | 自動出力電力制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0468735A true JPH0468735A (ja) | 1992-03-04 |
| JP2540377B2 JP2540377B2 (ja) | 1996-10-02 |
Family
ID=16019543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2176771A Expired - Fee Related JP2540377B2 (ja) | 1990-07-04 | 1990-07-04 | 自動出力電力制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5212814A (ja) |
| JP (1) | JP2540377B2 (ja) |
| CA (1) | CA2041734C (ja) |
| GB (1) | GB2245785B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08102768A (ja) * | 1994-09-30 | 1996-04-16 | Nec Corp | 送信器 |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0555936A (ja) * | 1991-08-21 | 1993-03-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信電力制御装置 |
| SE513813C2 (sv) * | 1993-02-05 | 2000-11-06 | Ericsson Ge Mobile Communicat | Anordning med SAW-filter för duplexöverföring |
| DE4316526B4 (de) * | 1993-05-18 | 2005-11-10 | Philips Intellectual Property & Standards Gmbh | Sender mit einem steuerbaren Leistungsverstärker |
| GB9320078D0 (en) * | 1993-09-29 | 1993-11-17 | Linear Modulation Tech | Cartesian amplifier power control and related applications |
| FI94476C (fi) * | 1993-11-18 | 1995-09-11 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä lähetinvastaanotinyksikön lähettimen vaihevirheen minimoimiseksi sekä lähetinvastaanotinyksikkö |
| GB2323987B (en) * | 1994-01-29 | 1998-12-02 | Motorola Ltd | Dual mode remote radio |
| JPH0832462A (ja) * | 1994-07-15 | 1996-02-02 | Uniden Corp | カーテジアンループのｄｃオフセット回路 |
| JP3223750B2 (ja) * | 1995-03-31 | 2001-10-29 | 株式会社日立製作所 | 出力制御電力増幅器、無線通信端末及び無線通信基地局 |
| US6008697A (en) * | 1996-06-28 | 1999-12-28 | U.S. Philips Corporation | Circuit arrangement comprising a power amplifier stage |
| US6173160B1 (en) * | 1996-11-18 | 2001-01-09 | Nokia Mobile Phones Limited | Mobile station having drift-free pulsed power detection method and apparatus |
| KR100291413B1 (ko) * | 1998-03-02 | 2001-07-12 | 김영환 | 이동통신단말기의송신전력제어장치 |
| FI106411B (fi) * | 1999-02-03 | 2001-01-31 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä ja järjestely ilmaisimen ja ohjaussignaalin lämpöryöminnän kompensoimiseksi jaksoittaisessa säädössä |
| DE69934791T2 (de) * | 1999-03-01 | 2007-10-18 | Mitsubishi Denki K.K. | Verfahren und vorrichtung zur sendeleistungssteuerung |
| US6370109B1 (en) * | 1999-03-10 | 2002-04-09 | Qualcomm Incorporated | CDMA signal power control using quadrature signal calculations |
| US6681100B1 (en) * | 1999-03-15 | 2004-01-20 | Teletronics International, Inc. | Smart amplifier for time division duplex wireless applications |
| GB2351404B (en) * | 1999-06-24 | 2003-11-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | A transmitter and a modulator therefor |
| US6408165B1 (en) * | 1999-07-06 | 2002-06-18 | Cisco Technology, Inc. | Power regulation using multi-loop control |
| US6606357B1 (en) | 1999-09-10 | 2003-08-12 | Harris Corporation | Carrier injecting waveform-based modulation scheme for reducing satellite transponder power requirements and earth terminal antenna size |
| DE10106616A1 (de) * | 2001-02-13 | 2002-08-22 | Siemens Ag | Verfahren zur Regelung der Verstärkung eines hochfrequenten Signals |
| US7761067B1 (en) * | 2003-05-15 | 2010-07-20 | Marvell International Ltd. | Iterative filter circuit calibration |
| US7805115B1 (en) * | 2003-06-02 | 2010-09-28 | Analog Devices, Inc. | Variable filter systems and methods for enhanced data rate communication systems |
| JP3961498B2 (ja) * | 2004-02-27 | 2007-08-22 | 松下電器産業株式会社 | 高周波回路装置 |
| US7062228B2 (en) * | 2004-05-10 | 2006-06-13 | Harris Corporation | Cellular communications system using baseband carrier injection and related methods |
| US8384476B2 (en) * | 2008-08-11 | 2013-02-26 | Qualcomm, Incorporated | Adaptive digital predistortion of complex modulated waveform using peak and RMS voltage feedback from the output of a power amplifier |
| US7902923B2 (en) * | 2009-03-19 | 2011-03-08 | Qualcomm, Incorporated | Common-gate common-source amplifier |
| ITMI20101175A1 (it) * | 2010-06-29 | 2011-12-30 | St Microelectronics Srl | Circuito di rivelazione di picco di tensione e/o di potenza e sistema elettrico impiegante il circuito |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59191942A (ja) * | 1983-04-15 | 1984-10-31 | Hitachi Ltd | タ−ンオンシ−ケンスａｇｃ方式の復調装置 |
| JPS6085650A (ja) * | 1983-10-17 | 1985-05-15 | Fujitsu Ltd | キヤリアずれ補正方法 |
| JPS60145713A (ja) * | 1984-01-10 | 1985-08-01 | Fujitsu Ltd | 自動利得制御方式 |
| JPS63156460A (ja) * | 1986-12-19 | 1988-06-29 | Fujitsu Ltd | タイミング抽出方式 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4412337A (en) * | 1981-11-04 | 1983-10-25 | Motorola Inc. | Power amplifier and envelope correction circuitry |
| US4700151A (en) * | 1985-03-20 | 1987-10-13 | Nec Corporation | Modulation system capable of improving a transmission system |
| FR2584547A1 (fr) * | 1985-07-02 | 1987-01-09 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif pour emettre des impulsions haute frequence selon un certain gabarit et systeme de radionavigation comportant un tel dispositif |
| FR2595889B1 (fr) * | 1986-03-14 | 1988-05-06 | Havel Christophe | Dispositif de controle de puissance d'emission dans une station emettrice-receptrice de radiocommunication |
| GB8701365D0 (en) * | 1987-01-22 | 1987-02-25 | Thomas L D | Signal level control |
| US5054116A (en) * | 1989-09-29 | 1991-10-01 | Hewlett-Packard Company | Feed-forward automatic level control circuit for a high-frequency source |
| US5125100A (en) * | 1990-07-02 | 1992-06-23 | Katznelson Ron D | Optimal signal synthesis for distortion cancelling multicarrier systems |
-
1990
- 1990-07-04 JP JP2176771A patent/JP2540377B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-04-18 US US07/686,986 patent/US5212814A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-05-01 GB GB9109433A patent/GB2245785B/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-05-02 CA CA002041734A patent/CA2041734C/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59191942A (ja) * | 1983-04-15 | 1984-10-31 | Hitachi Ltd | タ−ンオンシ−ケンスａｇｃ方式の復調装置 |
| JPS6085650A (ja) * | 1983-10-17 | 1985-05-15 | Fujitsu Ltd | キヤリアずれ補正方法 |
| JPS60145713A (ja) * | 1984-01-10 | 1985-08-01 | Fujitsu Ltd | 自動利得制御方式 |
| JPS63156460A (ja) * | 1986-12-19 | 1988-06-29 | Fujitsu Ltd | タイミング抽出方式 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08102768A (ja) * | 1994-09-30 | 1996-04-16 | Nec Corp | 送信器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5212814A (en) | 1993-05-18 |
| GB2245785B (en) | 1994-06-29 |
| GB9109433D0 (en) | 1991-06-26 |
| CA2041734C (en) | 1994-05-31 |
| JP2540377B2 (ja) | 1996-10-02 |
| GB2245785A (en) | 1992-01-08 |
| CA2041734A1 (en) | 1992-01-05 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |