JPH0832462A - カーテジアンループのｄｃオフセット回路 - Google Patents
カーテジアンループのｄｃオフセット回路Info
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- JPH0832462A JPH0832462A JP6164425A JP16442594A JPH0832462A JP H0832462 A JPH0832462 A JP H0832462A JP 6164425 A JP6164425 A JP 6164425A JP 16442594 A JP16442594 A JP 16442594A JP H0832462 A JPH0832462 A JP H0832462A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 送信開始時に毎回変調用オペアンプのＤＣオ
フセットを行うことにより，温度変化や，電源変動等に
よるドリフトを吸収して常に適切な復調回路・変調回路
のバランスを得ると共に，送信機の機差によるバラツキ
を吸収して常に適切な復調回路・変調回路のバランスを
得られるようにする。 【構成】 送信開始時に毎回，直交復調器１１５から搬
送波のみのＱ’信号およびＩ’信号が出力されている状
態で，ＤＳＰ１０４が変調用オペアンプ１０６，１０７
の入力部に最低直流出力電圧から最大直流出力電圧まで
のスロープ電圧を段階的に供給する。コンパレータ１２
２，１２３によって変調用オペアンプ１０６，１０７の
出力０Ｖ（所定値）が検出されると，ＤＳＰ１０４はこ
のときのスロープ電圧の値をＤＣオフセット電圧値とし
て決定し，該ＤＣオフセット電圧値を中心として動作を
開始する。
フセットを行うことにより，温度変化や，電源変動等に
よるドリフトを吸収して常に適切な復調回路・変調回路
のバランスを得ると共に，送信機の機差によるバラツキ
を吸収して常に適切な復調回路・変調回路のバランスを
得られるようにする。 【構成】 送信開始時に毎回，直交復調器１１５から搬
送波のみのＱ’信号およびＩ’信号が出力されている状
態で，ＤＳＰ１０４が変調用オペアンプ１０６，１０７
の入力部に最低直流出力電圧から最大直流出力電圧まで
のスロープ電圧を段階的に供給する。コンパレータ１２
２，１２３によって変調用オペアンプ１０６，１０７の
出力０Ｖ（所定値）が検出されると，ＤＳＰ１０４はこ
のときのスロープ電圧の値をＤＣオフセット電圧値とし
て決定し，該ＤＣオフセット電圧値を中心として動作を
開始する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，歪低減回路付き直接変
調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機におけるカー
テジアンループのＤＣオフセット回路に関する。
調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機におけるカー
テジアンループのＤＣオフセット回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の歪低減回路付き直接変調方式のＴ
ＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機として，例えば，電力増
幅器で増幅された変調波を方向性結合器および減衰器を
介して直交復調器に入力し，直交復調器で復調した信号
を増幅器へ出力し，増幅器の入力部で前記直交変調器を
駆動するための信号と引き算（ＮＦＢ）した後，増幅器
からの出力を直交変調器に入力して変調波を生成するも
のがある。
ＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機として，例えば，電力増
幅器で増幅された変調波を方向性結合器および減衰器を
介して直交復調器に入力し，直交復調器で復調した信号
を増幅器へ出力し，増幅器の入力部で前記直交変調器を
駆動するための信号と引き算（ＮＦＢ）した後，増幅器
からの出力を直交変調器に入力して変調波を生成するも
のがある。
【０００３】図４は，従来の歪低減回路付き直接変調方
式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の主要部分のブロ
ック構成図を示す。マイクロホン４０１から取り入れら
れた音声信号は，マイクロホンアンプ４０２で増幅さ
れ，Ａ／Ｄコンバータ４０３でＡ／Ｄ変換された後，Ｄ
ＳＰ（変調用音声処理回路）４０４に取り込まれる。
式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の主要部分のブロ
ック構成図を示す。マイクロホン４０１から取り入れら
れた音声信号は，マイクロホンアンプ４０２で増幅さ
れ，Ａ／Ｄコンバータ４０３でＡ／Ｄ変換された後，Ｄ
ＳＰ（変調用音声処理回路）４０４に取り込まれる。
【０００４】ＤＳＰ４０４では，入力した音声信号をＴ
ＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ生成に必要な帯域制限，帯域の
分割，周波数の移動等を行い，Ｉ，Ｑの９０°に直交し
た二つの信号に分けて出力する。この二つの信号Ｉ，Ｑ
はＤ／Ａコンバータ４０５でＤ／Ａ変換され，信号Ｉ，
Ｑのそれぞれに対応して配設された変調用オペアンプ４
０６，４０７の入力部に送られる。なお，変調用オペア
ンプ４０６，４０７の入力部には，後述する直交復調器
４１５で復調され，アンプ４１８，４１９またはアンプ
４２０，４２１で増幅された信号Ｉ’，Ｑ’が入力され
ており，入力部において信号Ｉ，Ｑと信号Ｉ’，Ｑ’が
引き算（ＮＦＢ）される構成である。
ＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ生成に必要な帯域制限，帯域の
分割，周波数の移動等を行い，Ｉ，Ｑの９０°に直交し
た二つの信号に分けて出力する。この二つの信号Ｉ，Ｑ
はＤ／Ａコンバータ４０５でＤ／Ａ変換され，信号Ｉ，
Ｑのそれぞれに対応して配設された変調用オペアンプ４
０６，４０７の入力部に送られる。なお，変調用オペア
ンプ４０６，４０７の入力部には，後述する直交復調器
４１５で復調され，アンプ４１８，４１９またはアンプ
４２０，４２１で増幅された信号Ｉ’，Ｑ’が入力され
ており，入力部において信号Ｉ，Ｑと信号Ｉ’，Ｑ’が
引き算（ＮＦＢ）される構成である。
【０００５】続いて，変調用オペアンプ４０６，４０７
の変調出力によって直交変調器４０８をドライブするこ
とにより，直交変調器４０８から変調波（ＴＯＮＥ Ｉ
ＮＢＡＮＤ）が出力される。なお，直交変調器４０８に
は，ローカル発振器４１６からの信号がパワースプリッ
タ４１７で分配され，注入されている。直交変調器４０
８から出力された変調波は，プリアンプ４０９およびＲ
Ｆパワーアンプ４１０で増幅されて，アンテナ４１１よ
り送信される。また，方向性結合器４１２によってＲＦ
パワーアンプ４１０で増幅された送信電力から進行波の
みが検出され，レベル調整のための減衰器（ＡＴＴＥＮ
ＵＡＴＯＲ）４１３およびフェーズライン（ＰＨＡＳＥ
ＬＩＮＥ）４１４を通り，直交復調器４１５に送られ
る。なお，直交復調器４１５には，直交変調器４０８と
同様ローカル発振器４１６からの信号（搬送波）がパワ
ースプリッタ４１７で分配され，注入されている。
の変調出力によって直交変調器４０８をドライブするこ
とにより，直交変調器４０８から変調波（ＴＯＮＥ Ｉ
ＮＢＡＮＤ）が出力される。なお，直交変調器４０８に
は，ローカル発振器４１６からの信号がパワースプリッ
タ４１７で分配され，注入されている。直交変調器４０
８から出力された変調波は，プリアンプ４０９およびＲ
Ｆパワーアンプ４１０で増幅されて，アンテナ４１１よ
り送信される。また，方向性結合器４１２によってＲＦ
パワーアンプ４１０で増幅された送信電力から進行波の
みが検出され，レベル調整のための減衰器（ＡＴＴＥＮ
ＵＡＴＯＲ）４１３およびフェーズライン（ＰＨＡＳＥ
ＬＩＮＥ）４１４を通り，直交復調器４１５に送られ
る。なお，直交復調器４１５には，直交変調器４０８と
同様ローカル発振器４１６からの信号（搬送波）がパワ
ースプリッタ４１７で分配され，注入されている。
【０００６】直交復調器４１５では，各信号の直交性が
重要であり，反射波の影響を防止するために前述した方
向性結合器４１２が採用されており，さらにフェーズを
正確に合わせるためにフェーズライン４１４が配置され
ている。
重要であり，反射波の影響を防止するために前述した方
向性結合器４１２が採用されており，さらにフェーズを
正確に合わせるためにフェーズライン４１４が配置され
ている。
【０００７】このようにして直交復調器４１５の出力に
は，復調された信号Ｉ’，Ｑ’が現れる。そして，信号
Ｉ’，Ｑ’はそれぞれ次段のアンプ４１８，４１９また
はアンプ４２０，４２１で増幅され，変調用オペアンプ
４０６，４０７の入力部で引き算されることにより，歪
低減回路が動作する。
は，復調された信号Ｉ’，Ｑ’が現れる。そして，信号
Ｉ’，Ｑ’はそれぞれ次段のアンプ４１８，４１９また
はアンプ４２０，４２１で増幅され，変調用オペアンプ
４０６，４０７の入力部で引き算されることにより，歪
低減回路が動作する。
【０００８】ＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤは帯域の中央に
ＴＯＮＥが挿入されているが，これは低減搬送波であ
り，通常，最大変調レベルの−１０ｄＢ位の出力レベル
に調整される。低減搬送波は先ず直交変調器４０８のバ
ランスを取って−３０ｄＢ程度以下に搬送波を低減して
おいた後，ＤＳＰ４０４から出力される信号Ｉ，Ｑの音
声信号に重畳されて出力されるＤＣ電圧によって低減搬
送波のレベルがコントロールされる。
ＴＯＮＥが挿入されているが，これは低減搬送波であ
り，通常，最大変調レベルの−１０ｄＢ位の出力レベル
に調整される。低減搬送波は先ず直交変調器４０８のバ
ランスを取って−３０ｄＢ程度以下に搬送波を低減して
おいた後，ＤＳＰ４０４から出力される信号Ｉ，Ｑの音
声信号に重畳されて出力されるＤＣ電圧によって低減搬
送波のレベルがコントロールされる。
【０００９】ところが，上記従来の歪低減回路付き直接
変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の回路で
は，単純に電源を投入しただけでは直交復調器４１５の
バランスが取れないため，搬送波の低減が不充分になる
か，あるいはそのために変調用オペアンプ４０６または
変調用オペアンプ４０７が飽和して動作不能になり，正
常に動作しない。
変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の回路で
は，単純に電源を投入しただけでは直交復調器４１５の
バランスが取れないため，搬送波の低減が不充分になる
か，あるいはそのために変調用オペアンプ４０６または
変調用オペアンプ４０７が飽和して動作不能になり，正
常に動作しない。
【００１０】従って，これを回避するために，プリアン
プ４０９およびＲＦパワーアンプ４１０の機能を停止さ
せて直交復調器４１５に搬送波のみを入力させ，直交復
調器４１５のアンバランスによる直流分だけが信号
Ｉ’，Ｑ’として出力されている状態で，ＤＳＰ４０４
から信号Ｉ，Ｑを送出し，変調用オペアンプ４０６，４
０７の入力部で信号Ｉ，Ｑと信号Ｉ’，Ｑ’を引き算
し，さらに変調用オペアンプ４０６，４０７で増幅され
て出力された電圧値を測定し，その測定値が０Ｖとなる
信号Ｉ，Ｑの直流電圧値を変調用オペアンプ４０６，４
０７のそれぞれのＤＣオフセット電圧値として求めて，
あらかじめこのＤＣオフセット電圧値を予測値としてＤ
ＳＰ４０４に記憶させておき，毎回，ＤＳＰ４０４が動
作開始時にこの予測値を中心として動作を開始するよう
にしている。
プ４０９およびＲＦパワーアンプ４１０の機能を停止さ
せて直交復調器４１５に搬送波のみを入力させ，直交復
調器４１５のアンバランスによる直流分だけが信号
Ｉ’，Ｑ’として出力されている状態で，ＤＳＰ４０４
から信号Ｉ，Ｑを送出し，変調用オペアンプ４０６，４
０７の入力部で信号Ｉ，Ｑと信号Ｉ’，Ｑ’を引き算
し，さらに変調用オペアンプ４０６，４０７で増幅され
て出力された電圧値を測定し，その測定値が０Ｖとなる
信号Ｉ，Ｑの直流電圧値を変調用オペアンプ４０６，４
０７のそれぞれのＤＣオフセット電圧値として求めて，
あらかじめこのＤＣオフセット電圧値を予測値としてＤ
ＳＰ４０４に記憶させておき，毎回，ＤＳＰ４０４が動
作開始時にこの予測値を中心として動作を開始するよう
にしている。
【００１１】すなわち，ＤＳＰ４０４から出力された信
号Ｉ，Ｑが直交復調器４１５のアンバランスによる信号
Ｉ’，Ｑ’をキャンセルした瞬間に変調用オペアンプ４
０６，４０７の出力が０Ｖなることを利用して，直交復
調器４１５に対して強制バランスが取れる直流電圧値
（ＤＣオフセット電圧値）を予測値としてあらかじめＤ
ＳＰ４０４に記憶させておき，この予測値を用いて常に
直交復調器４１５のバランスを取るようにしている。
号Ｉ，Ｑが直交復調器４１５のアンバランスによる信号
Ｉ’，Ｑ’をキャンセルした瞬間に変調用オペアンプ４
０６，４０７の出力が０Ｖなることを利用して，直交復
調器４１５に対して強制バランスが取れる直流電圧値
（ＤＣオフセット電圧値）を予測値としてあらかじめＤ
ＳＰ４０４に記憶させておき，この予測値を用いて常に
直交復調器４１５のバランスを取るようにしている。
【００１２】なお，この回路はＮＦＢ回路であるから直
交変調器４０８で発生するアンバランス分は直交復調器
４１５の信号Ｉ’，Ｑ’に現れ，アンプ４１８，４１９
またはアンプ４２０，４２１で増幅され，帰還される結
果自動調整される。
交変調器４０８で発生するアンバランス分は直交復調器
４１５の信号Ｉ’，Ｑ’に現れ，アンプ４１８，４１９
またはアンプ４２０，４２１で増幅され，帰還される結
果自動調整される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，上記従
来の技術によれば，あらかじめ測定して記憶してある予
測値を用いて，復調回路・変調回路（直交復調器・直交
変調器）のアンバランスを無くすようにしているもの
の，変調用オペアンプおよび復調回路・変調回路（直交
復調器・直交変調器）のバランスは，温度変化や，電源
変動等によってドリフト（ＤＲＩＦＴ）するため，当然
バラツキが大きく，毎回同じ予測値を用いる方法では充
分にバランスを取ることができないという問題点があっ
た。
来の技術によれば，あらかじめ測定して記憶してある予
測値を用いて，復調回路・変調回路（直交復調器・直交
変調器）のアンバランスを無くすようにしているもの
の，変調用オペアンプおよび復調回路・変調回路（直交
復調器・直交変調器）のバランスは，温度変化や，電源
変動等によってドリフト（ＤＲＩＦＴ）するため，当然
バラツキが大きく，毎回同じ予測値を用いる方法では充
分にバランスを取ることができないという問題点があっ
た。
【００１４】また，上記予測値の測定は，個々の送信機
毎に行われるものではなく，同一の仕様の複数台の送信
機のＤＣオフセット電圧値の測定を行い，その平均値を
前記仕様の送信機の予測値として使用しているが，実際
には個々の送信機の機差によるバラツキが存在するた
め，必ずしも充分にバランスを取ることができないとい
う問題点があった。
毎に行われるものではなく，同一の仕様の複数台の送信
機のＤＣオフセット電圧値の測定を行い，その平均値を
前記仕様の送信機の予測値として使用しているが，実際
には個々の送信機の機差によるバラツキが存在するた
め，必ずしも充分にバランスを取ることができないとい
う問題点があった。
【００１５】本発明は上記に鑑みてなされたものであっ
て，送信開始時に毎回変調用オペアンプのＤＣオフセッ
トを行うことにより，温度変化や，電源変動等によるド
リフトを吸収して常に適切な復調回路・変調回路のバラ
ンスを得られるようにすると共に，送信機の機差による
バラツキを吸収して常に適切な復調回路・変調回路のバ
ランスを得られるようにすることを目的とする。
て，送信開始時に毎回変調用オペアンプのＤＣオフセッ
トを行うことにより，温度変化や，電源変動等によるド
リフトを吸収して常に適切な復調回路・変調回路のバラ
ンスを得られるようにすると共に，送信機の機差による
バラツキを吸収して常に適切な復調回路・変調回路のバ
ランスを得られるようにすることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために，請求項１に係るカーテジアンループのＤ
Ｃオフセット回路は，送信時に，送信しようとする情報
に基づく第１のデジタル信号を出力するデジタルシグナ
ルプロセッサ（ＤＰＳ）と，前記第１のデジタル信号を
第１のアナログ信号に変換し出力するＤＡ変換回路と，
前記第１のアナログ信号と第２のアナログ信号とを引き
算した信号を増幅し，第３のアナログ信号として出力す
る第１の増幅回路と，前記第３のアナログ信号を変調波
とする変調回路と，前記変調波を増幅してアンテナへ供
給する第２の増幅回路と，前記増幅された変調波の一部
を局部発振回路の出力に基づいて復調する復調回路と，
前記復調回路の出力を前記第２のアナログ信号として前
記第１の増幅回路へ供給する供給回路とを有する歪低減
回路付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信
機において，前記第２の増幅回路から変調波が送出され
ることを禁止する変調波送出禁止回路と，前記第２の増
幅回路からの変調波の送出が禁止され，前記復調回路か
ら前記局部発振回路の搬送波のみが復調・出力されてい
る状態で，前記ＤＡ変換回路に最低直流出力電圧から最
大直流出力電圧までのスロープ電圧に相当する第１のデ
ジタル信号を段階的に供給するスロープ電圧供給回路
と，前記第１の増幅回路の出力が所定値に達したことを
検出する検出回路と，前記検出回路で所定値が検出され
た時の前記スロープ電圧供給回路のスロープ電圧に相当
する第１のデジタル信号の値をＤＣオフセット電圧値と
して決定するオフセット電圧決定回路とを備えたもので
ある。
成するために，請求項１に係るカーテジアンループのＤ
Ｃオフセット回路は，送信時に，送信しようとする情報
に基づく第１のデジタル信号を出力するデジタルシグナ
ルプロセッサ（ＤＰＳ）と，前記第１のデジタル信号を
第１のアナログ信号に変換し出力するＤＡ変換回路と，
前記第１のアナログ信号と第２のアナログ信号とを引き
算した信号を増幅し，第３のアナログ信号として出力す
る第１の増幅回路と，前記第３のアナログ信号を変調波
とする変調回路と，前記変調波を増幅してアンテナへ供
給する第２の増幅回路と，前記増幅された変調波の一部
を局部発振回路の出力に基づいて復調する復調回路と，
前記復調回路の出力を前記第２のアナログ信号として前
記第１の増幅回路へ供給する供給回路とを有する歪低減
回路付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信
機において，前記第２の増幅回路から変調波が送出され
ることを禁止する変調波送出禁止回路と，前記第２の増
幅回路からの変調波の送出が禁止され，前記復調回路か
ら前記局部発振回路の搬送波のみが復調・出力されてい
る状態で，前記ＤＡ変換回路に最低直流出力電圧から最
大直流出力電圧までのスロープ電圧に相当する第１のデ
ジタル信号を段階的に供給するスロープ電圧供給回路
と，前記第１の増幅回路の出力が所定値に達したことを
検出する検出回路と，前記検出回路で所定値が検出され
た時の前記スロープ電圧供給回路のスロープ電圧に相当
する第１のデジタル信号の値をＤＣオフセット電圧値と
して決定するオフセット電圧決定回路とを備えたもので
ある。
【００１７】また，請求項２に係るカーテジアンループ
のＤＣオフセット回路は，送信時に，送信しようとする
情報に基づく第１のデジタル信号を出力するデジタルシ
グナルプロセッサ（ＤＰＳ）と，前記第１のデジタル信
号を第１のアナログ信号に変換し出力するＤＡ変換回路
と，前記第１のアナログ信号と第２のアナログ信号とを
引き算した信号を増幅し，第３のアナログ信号として出
力する第１の増幅回路と，前記第３のアナログ信号を変
調波とする変調回路と，前記変調波を増幅してアンテナ
へ供給する第２の増幅回路と，前記増幅された変調波の
一部を局部発振回路の出力に基づいて復調する復調回路
と，前記復調回路の出力を前記第２のアナログ信号とし
て前記第１の増幅回路へ供給する供給回路とを有する歪
低減回路付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ
送信機において，前記第２の増幅回路から変調波が送出
されることを禁止する変調波送出禁止回路と，前記第２
の増幅回路からの変調波の送出が禁止され，前記復調回
路から前記局部発振回路の搬送波のみが復調・出力され
ている状態で，前記ＤＡ変換回路に最低直流出力電圧か
ら最大直流出力電圧までのスロープ電圧に相当する第１
のデジタル信号を段階的に供給するスロープ電圧供給回
路と，前記第１の増幅回路の出力が所定値に達したこと
を検出する検出回路と，前記検出回路で所定値が検出さ
れた時の前記スロープ電圧供給回路のスロープ電圧に相
当する第１のデジタル信号の値から，あらかじめ第１の
増幅回路の遅延時間を考慮して設定した遅延補正量を引
き算した値をＤＣオフセット電圧値として決定するオフ
セット電圧決定回路とを備えたものである。
のＤＣオフセット回路は，送信時に，送信しようとする
情報に基づく第１のデジタル信号を出力するデジタルシ
グナルプロセッサ（ＤＰＳ）と，前記第１のデジタル信
号を第１のアナログ信号に変換し出力するＤＡ変換回路
と，前記第１のアナログ信号と第２のアナログ信号とを
引き算した信号を増幅し，第３のアナログ信号として出
力する第１の増幅回路と，前記第３のアナログ信号を変
調波とする変調回路と，前記変調波を増幅してアンテナ
へ供給する第２の増幅回路と，前記増幅された変調波の
一部を局部発振回路の出力に基づいて復調する復調回路
と，前記復調回路の出力を前記第２のアナログ信号とし
て前記第１の増幅回路へ供給する供給回路とを有する歪
低減回路付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ
送信機において，前記第２の増幅回路から変調波が送出
されることを禁止する変調波送出禁止回路と，前記第２
の増幅回路からの変調波の送出が禁止され，前記復調回
路から前記局部発振回路の搬送波のみが復調・出力され
ている状態で，前記ＤＡ変換回路に最低直流出力電圧か
ら最大直流出力電圧までのスロープ電圧に相当する第１
のデジタル信号を段階的に供給するスロープ電圧供給回
路と，前記第１の増幅回路の出力が所定値に達したこと
を検出する検出回路と，前記検出回路で所定値が検出さ
れた時の前記スロープ電圧供給回路のスロープ電圧に相
当する第１のデジタル信号の値から，あらかじめ第１の
増幅回路の遅延時間を考慮して設定した遅延補正量を引
き算した値をＤＣオフセット電圧値として決定するオフ
セット電圧決定回路とを備えたものである。
【００１８】また，請求項３に係るカーテジアンループ
のＤＣオフセット回路は，送信時に，送信しようとする
情報に基づく第１のデジタル信号を出力するデジタルシ
グナルプロセッサ（ＤＰＳ）と，前記第１のデジタル信
号を第１のアナログ信号に変換し出力するＤＡ変換回路
と，前記第１のアナログ信号と第２のアナログ信号とを
引き算した信号を増幅し，第３のアナログ信号として出
力する第１の増幅回路と，前記第３のアナログ信号を変
調波とする変調回路と，前記変調波を増幅してアンテナ
へ供給する第２の増幅回路と，前記増幅された変調波の
一部を局部発振回路の出力に基づいて復調する復調回路
と，前記復調回路の出力を前記第２のアナログ信号とし
て前記第１の増幅回路へ供給する供給回路とを有する歪
低減回路付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ
送信機において，前記第１の増幅回路は，増幅器とコン
デンサによって構成される積分回路であり，前記コンデ
ンサと並列に配置された抵抗と，前記コンデンサを前記
増幅器から電気的に切り離し，前記抵抗を前記増幅器に
電気的に接続するスイッチ回路と，前記第１の増幅回路
から変調波が送出されることを禁止する変調波送出禁止
回路と，前記第１の増幅回路からの変調波の送出が禁止
され，前記復調回路から前記局部発振回路の搬送波のみ
が復調・出力されている状態で，前記ＤＡ変換回路に最
低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ電
圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給するス
ロープ電圧供給回路と，前記第１の増幅回路の出力が所
定値に達したことを検出する検出回路と，前記検出回路
で所定値が検出された時の前記スロープ電圧供給回路の
スロープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値をＤＣ
オフセット電圧値として決定するオフセット電圧決定回
路とを備えたものである。
のＤＣオフセット回路は，送信時に，送信しようとする
情報に基づく第１のデジタル信号を出力するデジタルシ
グナルプロセッサ（ＤＰＳ）と，前記第１のデジタル信
号を第１のアナログ信号に変換し出力するＤＡ変換回路
と，前記第１のアナログ信号と第２のアナログ信号とを
引き算した信号を増幅し，第３のアナログ信号として出
力する第１の増幅回路と，前記第３のアナログ信号を変
調波とする変調回路と，前記変調波を増幅してアンテナ
へ供給する第２の増幅回路と，前記増幅された変調波の
一部を局部発振回路の出力に基づいて復調する復調回路
と，前記復調回路の出力を前記第２のアナログ信号とし
て前記第１の増幅回路へ供給する供給回路とを有する歪
低減回路付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ
送信機において，前記第１の増幅回路は，増幅器とコン
デンサによって構成される積分回路であり，前記コンデ
ンサと並列に配置された抵抗と，前記コンデンサを前記
増幅器から電気的に切り離し，前記抵抗を前記増幅器に
電気的に接続するスイッチ回路と，前記第１の増幅回路
から変調波が送出されることを禁止する変調波送出禁止
回路と，前記第１の増幅回路からの変調波の送出が禁止
され，前記復調回路から前記局部発振回路の搬送波のみ
が復調・出力されている状態で，前記ＤＡ変換回路に最
低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ電
圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給するス
ロープ電圧供給回路と，前記第１の増幅回路の出力が所
定値に達したことを検出する検出回路と，前記検出回路
で所定値が検出された時の前記スロープ電圧供給回路の
スロープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値をＤＣ
オフセット電圧値として決定するオフセット電圧決定回
路とを備えたものである。
【００１９】
【作用】本発明のカーテジアンループのＤＣオフセット
回路（請求項１）は，スロープ電圧供給回路が，変調波
送出禁止回路によって第２の増幅回路からの変調波の送
出が禁止され，復調回路から局部発振回路の搬送波のみ
が復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回路に最低直
流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ電圧に
相当する第１のデジタル信号を段階的に供給する。次
に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が所定値に
達したことが検出されると，オフセット電圧決定回路が
所定値が検出された時のスロープ電圧供給回路のスロー
プ電圧に相当する第１のデジタル信号の値をＤＣオフセ
ット電圧値として決定する。したがって，該ＤＣオフセ
ット電圧値を中心として動作を開始することにより，温
度変化や，電源変動等によるドリフトが吸収される。
回路（請求項１）は，スロープ電圧供給回路が，変調波
送出禁止回路によって第２の増幅回路からの変調波の送
出が禁止され，復調回路から局部発振回路の搬送波のみ
が復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回路に最低直
流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ電圧に
相当する第１のデジタル信号を段階的に供給する。次
に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が所定値に
達したことが検出されると，オフセット電圧決定回路が
所定値が検出された時のスロープ電圧供給回路のスロー
プ電圧に相当する第１のデジタル信号の値をＤＣオフセ
ット電圧値として決定する。したがって，該ＤＣオフセ
ット電圧値を中心として動作を開始することにより，温
度変化や，電源変動等によるドリフトが吸収される。
【００２０】また，本発明のカーテジアンループのＤＣ
オフセット回路（請求項２）は，スロープ電圧供給回路
が，変調波送出禁止回路によって第２の増幅回路からの
変調波の送出が禁止され，復調回路から局部発振回路の
搬送波のみが復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回
路に最低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロ
ープ電圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給
する。次に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が
所定値に達したことが検出されると，オフセット電圧決
定回路が，所定値が検出された時のスロープ電圧供給回
路のスロープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値か
ら，あらかじめ第１の増幅回路の遅延時間を考慮して設
定した遅延補正量を引き算した値をＤＣオフセット電圧
値として決定する。したがって，該ＤＣオフセット電圧
値を中心として動作を開始することにより，温度変化
や，電源変動等によるドリフトが吸収される。
オフセット回路（請求項２）は，スロープ電圧供給回路
が，変調波送出禁止回路によって第２の増幅回路からの
変調波の送出が禁止され，復調回路から局部発振回路の
搬送波のみが復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回
路に最低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロ
ープ電圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給
する。次に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が
所定値に達したことが検出されると，オフセット電圧決
定回路が，所定値が検出された時のスロープ電圧供給回
路のスロープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値か
ら，あらかじめ第１の増幅回路の遅延時間を考慮して設
定した遅延補正量を引き算した値をＤＣオフセット電圧
値として決定する。したがって，該ＤＣオフセット電圧
値を中心として動作を開始することにより，温度変化
や，電源変動等によるドリフトが吸収される。
【００２１】また，本発明のカーテジアンループのＤＣ
オフセット回路（請求項３）は，送信開始時に毎回，ス
イッチ回路によってコンデンサを増幅器から電気的に切
り離し，かつ，コンデンサと並列に配置された抵抗を増
幅器に電気的に接続した後，スロープ電圧供給回路が，
変調波送出禁止回路によって第２の増幅回路からの変調
波の送出が禁止され，復調回路から局部発振回路の搬送
波のみが復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回路に
最低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ
電圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給す
る。次に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が所
定値に達したことが検出されると，オフセット電圧決定
回路が所定値が検出された時のスロープ電圧供給回路の
スロープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値をＤＣ
オフセット電圧値として決定する。したがって，該ＤＣ
オフセット電圧値を中心として動作を開始することによ
り，温度変化や，電源変動等によるドリフトが吸収され
る。
オフセット回路（請求項３）は，送信開始時に毎回，ス
イッチ回路によってコンデンサを増幅器から電気的に切
り離し，かつ，コンデンサと並列に配置された抵抗を増
幅器に電気的に接続した後，スロープ電圧供給回路が，
変調波送出禁止回路によって第２の増幅回路からの変調
波の送出が禁止され，復調回路から局部発振回路の搬送
波のみが復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回路に
最低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ
電圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給す
る。次に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が所
定値に達したことが検出されると，オフセット電圧決定
回路が所定値が検出された時のスロープ電圧供給回路の
スロープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値をＤＣ
オフセット電圧値として決定する。したがって，該ＤＣ
オフセット電圧値を中心として動作を開始することによ
り，温度変化や，電源変動等によるドリフトが吸収され
る。
【００２２】
【実施例】以下，本発明のカーテジアンループのＤＣオ
フセット回路について，〔実施例１〕，〔実施例２〕，
〔実施例３〕の順に図面を参照して詳細に説明する。
フセット回路について，〔実施例１〕，〔実施例２〕，
〔実施例３〕の順に図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】〔実施例１〕図１は，実施例１のカーテジ
アンループのＤＣオフセット回路を適用した歪低減回路
付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の
ブロック構成図を示す。図において，マイクロホン１０
１から取り入れられた音声信号は，マイクロホンアンプ
１０２で増幅され，Ａ／Ｄコンバータ１０３でＡ／Ｄ変
換された後，ＤＳＰ（変調用音声処理回路）１０４に取
り込まれる。
アンループのＤＣオフセット回路を適用した歪低減回路
付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の
ブロック構成図を示す。図において，マイクロホン１０
１から取り入れられた音声信号は，マイクロホンアンプ
１０２で増幅され，Ａ／Ｄコンバータ１０３でＡ／Ｄ変
換された後，ＤＳＰ（変調用音声処理回路）１０４に取
り込まれる。
【００２４】ＤＳＰ１０４では，入力した音声信号をＴ
ＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ生成に必要な帯域制限，帯域の
分割，周波数の移動等を行い，Ｉ，Ｑの９０°に直交し
た二つの信号に分けて出力する。この二つの信号Ｉ，Ｑ
はＤ／Ａコンバータ１０５でＤ／Ａ変換され，信号Ｉ，
Ｑのそれぞれに対応して配設された変調用オペアンプ１
０６，１０７の入力部に送られる。なお，変調用オペア
ンプ１０６，１０７の入力部には，後述する直交復調器
１１５で復調され，アンプ１１８，１１９またはアンプ
１２０，１２１で増幅された信号Ｉ’，Ｑ’が入力され
ており，入力部において信号Ｉ，Ｑと信号Ｉ’，Ｑ’が
引き算（ＮＦＢ）される構成である。
ＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ生成に必要な帯域制限，帯域の
分割，周波数の移動等を行い，Ｉ，Ｑの９０°に直交し
た二つの信号に分けて出力する。この二つの信号Ｉ，Ｑ
はＤ／Ａコンバータ１０５でＤ／Ａ変換され，信号Ｉ，
Ｑのそれぞれに対応して配設された変調用オペアンプ１
０６，１０７の入力部に送られる。なお，変調用オペア
ンプ１０６，１０７の入力部には，後述する直交復調器
１１５で復調され，アンプ１１８，１１９またはアンプ
１２０，１２１で増幅された信号Ｉ’，Ｑ’が入力され
ており，入力部において信号Ｉ，Ｑと信号Ｉ’，Ｑ’が
引き算（ＮＦＢ）される構成である。
【００２５】続いて，変調用オペアンプ１０６，１０７
の変調出力によって直交変調器１０８をドライブするこ
とにより，直交変調器１０８から変調波（ＴＯＮＥ Ｉ
ＮＢＡＮＤ）が出力される。なお，直交変調器１０８に
は，ローカル発振器１１６からの信号（搬送波）がパワ
ースプリッタ１１７で分配され，注入されている。
の変調出力によって直交変調器１０８をドライブするこ
とにより，直交変調器１０８から変調波（ＴＯＮＥ Ｉ
ＮＢＡＮＤ）が出力される。なお，直交変調器１０８に
は，ローカル発振器１１６からの信号（搬送波）がパワ
ースプリッタ１１７で分配され，注入されている。
【００２６】直交変調器１０８から出力された変調波
は，プリアンプ１０９およびＲＦパワーアンプ１１０で
増幅されて，アンテナ１１１より送信される。また，方
向性結合器１１２によってＲＦパワーアンプ１１０で増
幅された送信電力から進行波のみが検出され，レベル調
整のための減衰器（ＡＴＴＥＮＵＡＴＯＲ）１１３およ
びフェーズライン（ＰＨＡＳＥ ＬＩＮＥ）１１４を通
り，直交復調器１１５に送出される。なお，直交復調器
１１５には，直交変調器１０８と同様ローカル発振器１
１６からの信号（搬送波）がパワースプリッタ１１７で
分配され，注入されている。
は，プリアンプ１０９およびＲＦパワーアンプ１１０で
増幅されて，アンテナ１１１より送信される。また，方
向性結合器１１２によってＲＦパワーアンプ１１０で増
幅された送信電力から進行波のみが検出され，レベル調
整のための減衰器（ＡＴＴＥＮＵＡＴＯＲ）１１３およ
びフェーズライン（ＰＨＡＳＥ ＬＩＮＥ）１１４を通
り，直交復調器１１５に送出される。なお，直交復調器
１１５には，直交変調器１０８と同様ローカル発振器１
１６からの信号（搬送波）がパワースプリッタ１１７で
分配され，注入されている。
【００２７】直交復調器１１５では，各信号の直交性が
重要であり，反射波の影響を防止するために前述した方
向性結合器１１２が採用されており，さらにフェーズを
正確に合わせるためにフェーズライン１１４が配置され
ている。
重要であり，反射波の影響を防止するために前述した方
向性結合器１１２が採用されており，さらにフェーズを
正確に合わせるためにフェーズライン１１４が配置され
ている。
【００２８】このようにして直交復調器１１５の出力に
は，復調された信号Ｉ’，Ｑ’が現れる。そして，信号
Ｉ’，Ｑ’はそれぞれ次段のアンプ１１８，１１９また
はアンプ１２０，１２１で増幅され，変調用オペアンプ
１０６，１０７の入力部で引き算されることにより，歪
低減回路が動作する。
は，復調された信号Ｉ’，Ｑ’が現れる。そして，信号
Ｉ’，Ｑ’はそれぞれ次段のアンプ１１８，１１９また
はアンプ１２０，１２１で増幅され，変調用オペアンプ
１０６，１０７の入力部で引き算されることにより，歪
低減回路が動作する。
【００２９】なお，図において，１２２および１２３
は，それぞれ変調用オペアンプ１０６，１０７の出力電
圧を検出して，出力電圧が所定値（ここでは，０Ｖ出
力）の場合に信号を出力するコンパレータを示す。ま
た，１２４は，プリアンプ１０９およびＲＦパワーアン
プ１１０の機能停止を行うことにより，送信変調波が方
向性結合器１１２に送出されることを禁止する変調波送
出禁止回路としての送信イネーブル回路を示す。
は，それぞれ変調用オペアンプ１０６，１０７の出力電
圧を検出して，出力電圧が所定値（ここでは，０Ｖ出
力）の場合に信号を出力するコンパレータを示す。ま
た，１２４は，プリアンプ１０９およびＲＦパワーアン
プ１１０の機能停止を行うことにより，送信変調波が方
向性結合器１１２に送出されることを禁止する変調波送
出禁止回路としての送信イネーブル回路を示す。
【００３０】また，図示の如く，変調用オペアンプ１０
６，１０７の入出力間には，ループを安定に動作させる
ためのコンデンサＣが挿入されており，差動入力型の積
分回路が形成されている。
６，１０７の入出力間には，ループを安定に動作させる
ためのコンデンサＣが挿入されており，差動入力型の積
分回路が形成されている。
【００３１】以上の構成において，実施例１におけるＤ
Ｃオフセット電圧値の測定動作について説明する。先
ず，電源投入後，送信開始時にＤＳＰ１０４は，送信イ
ネーブル回路１２４に送信禁止信号を送出する。これに
よって，送信イネーブル回路１２４はプリアンプ１０９
およびＲＦパワーアンプ１１０の機能停止を行うので，
直交復調器１１５にはローカル発振器１１６からの搬送
波のみが入力されることになり，直交復調器１１５のア
ンバランスによる直流分だけが信号Ｉ’，Ｑ’として出
力される。このとき，信号Ｉ’，Ｑ’の電圧は数ｍＶ〜
数十ｍＶであるが，次段のアンプ１１８，１１９または
アンプ１２０，１２１で１００倍程度に増幅されるの
で，変調用オペアンプ１０６，１０７の出力は飽和して
しまう。
Ｃオフセット電圧値の測定動作について説明する。先
ず，電源投入後，送信開始時にＤＳＰ１０４は，送信イ
ネーブル回路１２４に送信禁止信号を送出する。これに
よって，送信イネーブル回路１２４はプリアンプ１０９
およびＲＦパワーアンプ１１０の機能停止を行うので，
直交復調器１１５にはローカル発振器１１６からの搬送
波のみが入力されることになり，直交復調器１１５のア
ンバランスによる直流分だけが信号Ｉ’，Ｑ’として出
力される。このとき，信号Ｉ’，Ｑ’の電圧は数ｍＶ〜
数十ｍＶであるが，次段のアンプ１１８，１１９または
アンプ１２０，１２１で１００倍程度に増幅されるの
で，変調用オペアンプ１０６，１０７の出力は飽和して
しまう。
【００３２】ここで，ＤＳＰ１０４は，Ｉ，Ｑ変調出力
として，図２（ａ）に示すように最低直流出力電圧から
最大直流出力電圧までのスロープ（階段波）電圧を出力
する。出力されたスロープ電圧（二つの信号Ｉ，Ｑ）は
Ｄ／Ａコンバータ１０５でＤ／Ａ変換され，信号Ｉ，Ｑ
のそれぞれに対応して配設された変調用オペアンプ１０
６，１０７の入力部に送られる。変調用オペアンプ１０
６，１０７の入力部には，直交復調器１１５のアンバラ
ンスによる直流分だけが信号Ｉ’，Ｑ’としてアンプ１
１８，１１９またはアンプ１２０，１２１で増幅されて
入力されており，入力部において信号Ｉ，Ｑと信号
Ｉ’，Ｑ’が引き算される。
として，図２（ａ）に示すように最低直流出力電圧から
最大直流出力電圧までのスロープ（階段波）電圧を出力
する。出力されたスロープ電圧（二つの信号Ｉ，Ｑ）は
Ｄ／Ａコンバータ１０５でＤ／Ａ変換され，信号Ｉ，Ｑ
のそれぞれに対応して配設された変調用オペアンプ１０
６，１０７の入力部に送られる。変調用オペアンプ１０
６，１０７の入力部には，直交復調器１１５のアンバラ
ンスによる直流分だけが信号Ｉ’，Ｑ’としてアンプ１
１８，１１９またはアンプ１２０，１２１で増幅されて
入力されており，入力部において信号Ｉ，Ｑと信号
Ｉ’，Ｑ’が引き算される。
【００３３】これによって，直交復調器１１５のアンバ
ランス分をＤＳＰ１０４からのスロープ電圧がキャンセ
ルした瞬間，変調用オペアンプ１０６，１０７の出力は
０Ｖ出力を通過する筈である。このとき，コンパレータ
１２２またはコンパレータ１２３が反応して０Ｖ検出信
号をＤＳＰ１０４に送出する結果，ＤＳＰ１０４は直交
復調器１１５に対して強制バランスが取れる直流電圧値
（その時のスロープ電圧値）を知ることができ，ＤＳＰ
１０４はこのスロープ電圧値をＤＣオフセット電圧値と
して認識・決定し，ＤＣオフセット電圧値を中心として
動作を開始する。
ランス分をＤＳＰ１０４からのスロープ電圧がキャンセ
ルした瞬間，変調用オペアンプ１０６，１０７の出力は
０Ｖ出力を通過する筈である。このとき，コンパレータ
１２２またはコンパレータ１２３が反応して０Ｖ検出信
号をＤＳＰ１０４に送出する結果，ＤＳＰ１０４は直交
復調器１１５に対して強制バランスが取れる直流電圧値
（その時のスロープ電圧値）を知ることができ，ＤＳＰ
１０４はこのスロープ電圧値をＤＣオフセット電圧値と
して認識・決定し，ＤＣオフセット電圧値を中心として
動作を開始する。
【００３４】なお，前述したように変調用オペアンプ１
０６，１０７の入出力間にはコンデンサＣが配設されて
おり，回路に若干の応答遅れが存在するため，ＤＳＰ１
０４から出力されたスロープ電圧値（図２（ａ）のスロ
ープ電圧値Ａ）が直交復調器１１５のアンバランス分を
キャンセルし，コンパレータ１２２またはコンパレータ
１２３が反応して０Ｖ検出信号をＤＳＰ１０４に送出し
た時点で，実際にＤＳＰ１０４から出力されているスロ
ープ電圧値（図２（ａ）のスロープ電圧値Ｂ）は応答遅
れに相当する分だけ進んでいることになるが，実施例１
では毎回変調用オペアンプ１０６，１０７のＤＣオフセ
ット値を測定しているため，従来と比較して良好な直交
復調器１１５のバランスを得ることができる。
０６，１０７の入出力間にはコンデンサＣが配設されて
おり，回路に若干の応答遅れが存在するため，ＤＳＰ１
０４から出力されたスロープ電圧値（図２（ａ）のスロ
ープ電圧値Ａ）が直交復調器１１５のアンバランス分を
キャンセルし，コンパレータ１２２またはコンパレータ
１２３が反応して０Ｖ検出信号をＤＳＰ１０４に送出し
た時点で，実際にＤＳＰ１０４から出力されているスロ
ープ電圧値（図２（ａ）のスロープ電圧値Ｂ）は応答遅
れに相当する分だけ進んでいることになるが，実施例１
では毎回変調用オペアンプ１０６，１０７のＤＣオフセ
ット値を測定しているため，従来と比較して良好な直交
復調器１１５のバランスを得ることができる。
【００３５】その後，送信イネーブル回路１２４を送信
状態にすると，この回路はＮＦＢ回路であるので直交変
調器１０８で発生するアンバランス分は直交復調器１１
５の出力である信号Ｉ’，Ｑ’に現れ，アンプ１１８，
１１９またはアンプ１２０，１２１で増幅され，帰還さ
れる結果自動調整される。
状態にすると，この回路はＮＦＢ回路であるので直交変
調器１０８で発生するアンバランス分は直交復調器１１
５の出力である信号Ｉ’，Ｑ’に現れ，アンプ１１８，
１１９またはアンプ１２０，１２１で増幅され，帰還さ
れる結果自動調整される。
【００３６】このようにしてＤＳＰ１０４は，良好な動
作点（ＤＣオフセット電圧値）を得ることができる。ま
た，各ＱＡＭ（直交変調器１０８および直交復調器１１
５）のバランスは，温度変化等でドリフトするが，送信
開始時に毎回上記のＤＣオフセット電圧値の測定動作を
実行するので良好なバランスを得ることができる。
作点（ＤＣオフセット電圧値）を得ることができる。ま
た，各ＱＡＭ（直交変調器１０８および直交復調器１１
５）のバランスは，温度変化等でドリフトするが，送信
開始時に毎回上記のＤＣオフセット電圧値の測定動作を
実行するので良好なバランスを得ることができる。
【００３７】前述したように実施例１では，変調用オペ
アンプ１０６，１０７の入力部に最低直流出力電圧から
最大直流出力電圧までのスロープ電圧を段階的に供給
し，その出力が０Ｖになった時のスロープ電圧の値をＤ
Ｃオフセット電圧値として決定し，該ＤＣオフセット電
圧値を中心として動作を開始するので，温度変化や，電
源変動等によるドリフトを吸収し，常に適切な直交復調
器のバランスを得ることができる。また，送信機の機差
によるバラツキを吸収して常に適切な直交復調器・直交
変調器のバランスを得ることができる。
アンプ１０６，１０７の入力部に最低直流出力電圧から
最大直流出力電圧までのスロープ電圧を段階的に供給
し，その出力が０Ｖになった時のスロープ電圧の値をＤ
Ｃオフセット電圧値として決定し，該ＤＣオフセット電
圧値を中心として動作を開始するので，温度変化や，電
源変動等によるドリフトを吸収し，常に適切な直交復調
器のバランスを得ることができる。また，送信機の機差
によるバラツキを吸収して常に適切な直交復調器・直交
変調器のバランスを得ることができる。
【００３８】〔実施例２〕実施例２は，実施例１と同様
の構成において，変調用オペアンプ１０６，１０７のコ
ンデンサＣの応答遅れによって発生する，応答遅れ分の
スロープ電圧値の誤差をＤＳＰ１０４で補正して，さら
に正確なＤＣオフセット値を得られるようにしたもので
ある。
の構成において，変調用オペアンプ１０６，１０７のコ
ンデンサＣの応答遅れによって発生する，応答遅れ分の
スロープ電圧値の誤差をＤＳＰ１０４で補正して，さら
に正確なＤＣオフセット値を得られるようにしたもので
ある。
【００３９】実施例２において，ＤＳＰ１０４は，Ｉ，
Ｑ変調出力として，図２（ａ）に示すように最低直流出
力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ（階段波）
電圧を出力する。出力されたスロープ電圧（二つの信号
Ｉ，Ｑ）はＤ／Ａコンバータ１０５でＤ／Ａ変換され，
信号Ｉ，Ｑのそれぞれに対応して配設された変調用オペ
アンプ１０６，１０７の入力部に送られる。変調用オペ
アンプ１０６，１０７の入力部には，直交復調器１１５
のアンバランスによる直流分だけが信号Ｉ’，Ｑ’とし
てアンプ１１８，１１９またはアンプ１２０，１２１で
増幅されて入力されており，入力部において信号Ｉ，Ｑ
と信号Ｉ’，Ｑ’が引き算される。
Ｑ変調出力として，図２（ａ）に示すように最低直流出
力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ（階段波）
電圧を出力する。出力されたスロープ電圧（二つの信号
Ｉ，Ｑ）はＤ／Ａコンバータ１０５でＤ／Ａ変換され，
信号Ｉ，Ｑのそれぞれに対応して配設された変調用オペ
アンプ１０６，１０７の入力部に送られる。変調用オペ
アンプ１０６，１０７の入力部には，直交復調器１１５
のアンバランスによる直流分だけが信号Ｉ’，Ｑ’とし
てアンプ１１８，１１９またはアンプ１２０，１２１で
増幅されて入力されており，入力部において信号Ｉ，Ｑ
と信号Ｉ’，Ｑ’が引き算される。
【００４０】これによって，直交復調器１１５のアンバ
ランス分をＤＳＰ１０４からのスロープ電圧がキャンセ
ルした瞬間，変調用オペアンプ１０６，１０７の出力は
０Ｖ出力を通過する筈である。このとき，コンパレータ
１２２またはコンパレータ１２３が反応して０Ｖ検出信
号をＤＳＰ１０４に送出する結果，ＤＳＰ１０４は直交
復調器１１５に対して強制バランスが取れる直流電圧値
（その時のスロープ電圧値）を知ることができる。
ランス分をＤＳＰ１０４からのスロープ電圧がキャンセ
ルした瞬間，変調用オペアンプ１０６，１０７の出力は
０Ｖ出力を通過する筈である。このとき，コンパレータ
１２２またはコンパレータ１２３が反応して０Ｖ検出信
号をＤＳＰ１０４に送出する結果，ＤＳＰ１０４は直交
復調器１１５に対して強制バランスが取れる直流電圧値
（その時のスロープ電圧値）を知ることができる。
【００４１】このスロープ電圧値は，変調用オペアンプ
１０６，１０７の入出力間に配置されたコンデンサＣの
影響によって回路に若干の応答遅れが存在するため，Ｄ
ＳＰ１０４から出力されたスロープ電圧値（図２（ａ）
のスロープ電圧値Ａ）が直交復調器１１５のアンバラン
ス分をキャンセルし，コンパレータ１２２またはコンパ
レータ１２３が反応して０Ｖ検出信号をＤＳＰ１０４に
送出した時点で，実際にＤＳＰ１０４から出力されてい
るスロープ電圧値（図２（ａ）のスロープ電圧値Ｂ）は
応答遅れに相当する分だけ進んでいることになる。
１０６，１０７の入出力間に配置されたコンデンサＣの
影響によって回路に若干の応答遅れが存在するため，Ｄ
ＳＰ１０４から出力されたスロープ電圧値（図２（ａ）
のスロープ電圧値Ａ）が直交復調器１１５のアンバラン
ス分をキャンセルし，コンパレータ１２２またはコンパ
レータ１２３が反応して０Ｖ検出信号をＤＳＰ１０４に
送出した時点で，実際にＤＳＰ１０４から出力されてい
るスロープ電圧値（図２（ａ）のスロープ電圧値Ｂ）は
応答遅れに相当する分だけ進んでいることになる。
【００４２】したがって，ＤＳＰ１０４は，図２（ｂ）
に示すように，その時のスロープ電圧値Ｂから応答遅れ
に相当する電圧値Δｄを補正（引き算）し，Ｂ−Δｄ＝
Ａの値をＤＣオフセット値として決定する。
に示すように，その時のスロープ電圧値Ｂから応答遅れ
に相当する電圧値Δｄを補正（引き算）し，Ｂ−Δｄ＝
Ａの値をＤＣオフセット値として決定する。
【００４３】実施例２は，実施例１の効果に加えて，回
路の応答遅れに相当する電圧値Δｄを用いて補正するの
で，さらに正確なＤＣオフセット値を測定することがで
き，常に適切な直交復調器１１５のバランスを得ること
ができる。
路の応答遅れに相当する電圧値Δｄを用いて補正するの
で，さらに正確なＤＣオフセット値を測定することがで
き，常に適切な直交復調器１１５のバランスを得ること
ができる。
【００４４】〔実施例３〕図３は，実施例３のカーテジ
アンループのＤＣオフセット回路を適用した歪低減回路
付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の
ブロック構成図を示し，図示の如く，実施例１の構成に
加えて，変調用オペアンプ１０６，１０７のコンデンサ
Ｃと並列に配置された抵抗Ｒと，コンデンサＣを変調用
オペアンプ１０６，１０７から電気的に切り離し，抵抗
Ｒを変調用オペアンプ１０６，１０７に電気的に接続す
るスイッチ回路１２６，１２７とを備えたものである。
アンループのＤＣオフセット回路を適用した歪低減回路
付き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の
ブロック構成図を示し，図示の如く，実施例１の構成に
加えて，変調用オペアンプ１０６，１０７のコンデンサ
Ｃと並列に配置された抵抗Ｒと，コンデンサＣを変調用
オペアンプ１０６，１０７から電気的に切り離し，抵抗
Ｒを変調用オペアンプ１０６，１０７に電気的に接続す
るスイッチ回路１２６，１２７とを備えたものである。
【００４５】ところで，実施例１および実施例２におい
ては，送信開始時に毎回，ＤＣオフセット値を測定する
ため，このＤＣオフセット値の測定はできるだけ短時間
で済ませたい。しかし，変調用オペアンプ１０６，１０
７の入出力間にはループを安定に動作させるためのコン
デンサＣが挿入されているため，応答が遅れてしまい早
く動作させることができない。したがって，実施例１お
よび実施例２では，コンデンサＣが応答できる程々のス
ピードでスロープ電圧を与えている。また，実施例２で
は応答遅れの分を適当な補正値（電圧値Δｄ）を用いて
補正して，さらに精度を向上させている。
ては，送信開始時に毎回，ＤＣオフセット値を測定する
ため，このＤＣオフセット値の測定はできるだけ短時間
で済ませたい。しかし，変調用オペアンプ１０６，１０
７の入出力間にはループを安定に動作させるためのコン
デンサＣが挿入されているため，応答が遅れてしまい早
く動作させることができない。したがって，実施例１お
よび実施例２では，コンデンサＣが応答できる程々のス
ピードでスロープ電圧を与えている。また，実施例２で
は応答遅れの分を適当な補正値（電圧値Δｄ）を用いて
補正して，さらに精度を向上させている。
【００４６】そこで，実施例３では，スイッチ回路１２
６，１２７によってＤＣオフセット値の測定の間，変調
用オペアンプ１０６，１０７のループの発振防止のコン
デンサＣを電気的に取り外して，抵抗Ｒを介して回路を
接続し，適当な直流ゲインを持つアンプに切り替えるも
のである。なお，この時，スイッチ回路１２６，１２７
によるコンデンサＣと抵抗Ｒの切り替えは送信イネーブ
ル回路１２４と連動させて行うものとする。
６，１２７によってＤＣオフセット値の測定の間，変調
用オペアンプ１０６，１０７のループの発振防止のコン
デンサＣを電気的に取り外して，抵抗Ｒを介して回路を
接続し，適当な直流ゲインを持つアンプに切り替えるも
のである。なお，この時，スイッチ回路１２６，１２７
によるコンデンサＣと抵抗Ｒの切り替えは送信イネーブ
ル回路１２４と連動させて行うものとする。
【００４７】以上の構成において，その動作を説明す
る。先ず，電源投入後，送信開始時にＤＳＰ１０４は，
送信イネーブル回路１２４に送信禁止信号を送出する。
またの送信禁止信号に連動させて，同時にスイッチ回路
１２６，１２７に切替信号を送出する。これによって，
送信イネーブル回路１２４はプリアンプ１０９およびＲ
Ｆパワーアンプ１１０の機能停止を行うので，直交復調
器１１５にはローカル発振器１１６からの搬送波のみが
入力されることになり，直交復調器１１５のアンバラン
スによる直流分だけが信号Ｉ’，Ｑ’として出力され
る。また，スイッチ回路１２６，１２７は切替信号を入
力すると，回路の接続をコンデンサＣから抵抗Ｒに切り
替える。
る。先ず，電源投入後，送信開始時にＤＳＰ１０４は，
送信イネーブル回路１２４に送信禁止信号を送出する。
またの送信禁止信号に連動させて，同時にスイッチ回路
１２６，１２７に切替信号を送出する。これによって，
送信イネーブル回路１２４はプリアンプ１０９およびＲ
Ｆパワーアンプ１１０の機能停止を行うので，直交復調
器１１５にはローカル発振器１１６からの搬送波のみが
入力されることになり，直交復調器１１５のアンバラン
スによる直流分だけが信号Ｉ’，Ｑ’として出力され
る。また，スイッチ回路１２６，１２７は切替信号を入
力すると，回路の接続をコンデンサＣから抵抗Ｒに切り
替える。
【００４８】すなわち，送信禁止状態で変調用オペアン
プ１０６，１０７はそれぞれ抵抗Ｒを介した直流アンプ
となり，応答遅れはオペアンプ固有の遅れだけとなる。
また，送信禁止状態ではループはオープンなので発振す
ることもない。
プ１０６，１０７はそれぞれ抵抗Ｒを介した直流アンプ
となり，応答遅れはオペアンプ固有の遅れだけとなる。
また，送信禁止状態ではループはオープンなので発振す
ることもない。
【００４９】ここで，ＤＳＰ１０４は，Ｉ，Ｑ変調出力
として，実施例１と同様に最低直流出力電圧から最大直
流出力電圧までのスロープ電圧を出力する。出力された
スロープ電圧（二つの信号Ｉ，Ｑ）はＤ／Ａコンバータ
１０５でＤ／Ａ変換され，信号Ｉ，Ｑのそれぞれに対応
して配設された変調用オペアンプ１０６，１０７の入力
部に送られる。変調用オペアンプ１０６，１０７の入力
部には，直交復調器１１５のアンバランスによる直流分
だけが信号Ｉ’，Ｑ’としてアンプ１１８，１１９また
はアンプ１２０，１２１で増幅されて入力されており，
入力部において信号Ｉ，Ｑと信号Ｉ’，Ｑ’が引き算さ
れる。
として，実施例１と同様に最低直流出力電圧から最大直
流出力電圧までのスロープ電圧を出力する。出力された
スロープ電圧（二つの信号Ｉ，Ｑ）はＤ／Ａコンバータ
１０５でＤ／Ａ変換され，信号Ｉ，Ｑのそれぞれに対応
して配設された変調用オペアンプ１０６，１０７の入力
部に送られる。変調用オペアンプ１０６，１０７の入力
部には，直交復調器１１５のアンバランスによる直流分
だけが信号Ｉ’，Ｑ’としてアンプ１１８，１１９また
はアンプ１２０，１２１で増幅されて入力されており，
入力部において信号Ｉ，Ｑと信号Ｉ’，Ｑ’が引き算さ
れる。
【００５０】これによって，直交復調器１１５のアンバ
ランス分をＤＳＰ１０４からのスロープ電圧がキャンセ
ルした瞬間，変調用オペアンプ１０６，１０７の出力は
０Ｖ出力を通過する筈である。このとき，コンパレータ
１２２またはコンパレータ１２３が反応して０Ｖ検出信
号をＤＳＰ１０４に送出する結果，ＤＳＰ１０４は直交
復調器１１５に対して強制バランスが取れる直流電圧値
（その時のスロープ電圧値）を知ることができ，ＤＳＰ
１０４はこのスロープ電圧値をＤＣオフセット電圧値と
して認識・決定し，ＤＣオフセット電圧値を中心として
動作を開始する。
ランス分をＤＳＰ１０４からのスロープ電圧がキャンセ
ルした瞬間，変調用オペアンプ１０６，１０７の出力は
０Ｖ出力を通過する筈である。このとき，コンパレータ
１２２またはコンパレータ１２３が反応して０Ｖ検出信
号をＤＳＰ１０４に送出する結果，ＤＳＰ１０４は直交
復調器１１５に対して強制バランスが取れる直流電圧値
（その時のスロープ電圧値）を知ることができ，ＤＳＰ
１０４はこのスロープ電圧値をＤＣオフセット電圧値と
して認識・決定し，ＤＣオフセット電圧値を中心として
動作を開始する。
【００５１】このようにしてＤＳＰ１０４は，良好な動
作点（ＤＣオフセット電圧値）を得ることができる。ま
た，各ＱＡＭ（直交変調器１０８および直交復調器１１
５）のバランスは，温度変化等でドリフトするが，送信
開始時に毎回上記のＤＣオフセット電圧値の測定動作を
高速かつ精度良く実行するので良好なバランスを得るこ
とができる。
作点（ＤＣオフセット電圧値）を得ることができる。ま
た，各ＱＡＭ（直交変調器１０８および直交復調器１１
５）のバランスは，温度変化等でドリフトするが，送信
開始時に毎回上記のＤＣオフセット電圧値の測定動作を
高速かつ精度良く実行するので良好なバランスを得るこ
とができる。
【００５２】前述したように実施例３では，実施例１の
効果に加えて，スイッチ回路１２６，１２７によってＤ
Ｃオフセット値の測定の間，変調用オペアンプ１０６，
１０７のループの発振防止のコンデンサＣを電気的に取
り外して，抵抗Ｒを介して回路を接続し，適当な直流ゲ
インを持つアンプに切り替えた後，変調用オペアンプ１
０６，１０７の入力部に最低直流出力電圧から最大直流
出力電圧までのスロープ電圧を段階的に供給し，その出
力が０Ｖになった時のスロープ電圧の値をＤＣオフセッ
ト電圧値として決定するため，高速で精度の良いＤＣオ
フセット値の測定が可能となる。
効果に加えて，スイッチ回路１２６，１２７によってＤ
Ｃオフセット値の測定の間，変調用オペアンプ１０６，
１０７のループの発振防止のコンデンサＣを電気的に取
り外して，抵抗Ｒを介して回路を接続し，適当な直流ゲ
インを持つアンプに切り替えた後，変調用オペアンプ１
０６，１０７の入力部に最低直流出力電圧から最大直流
出力電圧までのスロープ電圧を段階的に供給し，その出
力が０Ｖになった時のスロープ電圧の値をＤＣオフセッ
ト電圧値として決定するため，高速で精度の良いＤＣオ
フセット値の測定が可能となる。
【００５３】
【発明の効果】以上説明したように，本発明のカーテジ
アンループのＤＣオフセット回路（請求項１）は，スロ
ープ電圧供給回路が，変調波送出禁止回路によって第２
の増幅回路からの変調波の送出が禁止され，復調回路か
ら局部発振回路の搬送波のみが復調・出力されている状
態で，ＤＡ変換回路に最低直流出力電圧から最大直流出
力電圧までのスロープ電圧に相当する第１のデジタル信
号を段階的に供給し，次に，検出回路によって第１の増
幅回路の出力が所定値に達したことが検出されると，オ
フセット電圧決定回路が所定値が検出された時のスロー
プ電圧供給回路のスロープ電圧に相当する第１のデジタ
ル信号の値をＤＣオフセット電圧値として決定するた
め，送信開始時に毎回，温度変化や，電源変動等による
ドリフトを吸収し，常に適切な復調回路のバランスを得
ることができる。また，送信機の機差によるバラツキを
吸収して常に適切な復調回路・変調回路のバランスを得
ることができる。
アンループのＤＣオフセット回路（請求項１）は，スロ
ープ電圧供給回路が，変調波送出禁止回路によって第２
の増幅回路からの変調波の送出が禁止され，復調回路か
ら局部発振回路の搬送波のみが復調・出力されている状
態で，ＤＡ変換回路に最低直流出力電圧から最大直流出
力電圧までのスロープ電圧に相当する第１のデジタル信
号を段階的に供給し，次に，検出回路によって第１の増
幅回路の出力が所定値に達したことが検出されると，オ
フセット電圧決定回路が所定値が検出された時のスロー
プ電圧供給回路のスロープ電圧に相当する第１のデジタ
ル信号の値をＤＣオフセット電圧値として決定するた
め，送信開始時に毎回，温度変化や，電源変動等による
ドリフトを吸収し，常に適切な復調回路のバランスを得
ることができる。また，送信機の機差によるバラツキを
吸収して常に適切な復調回路・変調回路のバランスを得
ることができる。
【００５４】また，本発明のカーテジアンループのＤＣ
オフセット回路（請求項２）は，スロープ電圧供給回路
が，変調波送出禁止回路によって第２の増幅回路からの
変調波の送出が禁止され，復調回路から局部発振回路の
搬送波のみが復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回
路に最低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロ
ープ電圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給
し，次に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が所
定値に達したことが検出されると，オフセット電圧決定
回路が，所定値が検出された時のスロープ電圧供給回路
のスロープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値か
ら，あらかじめ第１の増幅回路の遅延時間を考慮して設
定した遅延補正量を引き算した値をＤＣオフセット電圧
値として決定するため，ＤＣオフセット電圧値を精度良
く測定することができ，また，送信開始時に毎回，温度
変化や，電源変動等によるドリフトを吸収し，常に適切
な復調回路のバランスを得ることができる。また，送信
機の機差によるバラツキを吸収して常に適切な復調回路
・変調回路のバランスを得ることができる。
オフセット回路（請求項２）は，スロープ電圧供給回路
が，変調波送出禁止回路によって第２の増幅回路からの
変調波の送出が禁止され，復調回路から局部発振回路の
搬送波のみが復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回
路に最低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロ
ープ電圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給
し，次に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が所
定値に達したことが検出されると，オフセット電圧決定
回路が，所定値が検出された時のスロープ電圧供給回路
のスロープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値か
ら，あらかじめ第１の増幅回路の遅延時間を考慮して設
定した遅延補正量を引き算した値をＤＣオフセット電圧
値として決定するため，ＤＣオフセット電圧値を精度良
く測定することができ，また，送信開始時に毎回，温度
変化や，電源変動等によるドリフトを吸収し，常に適切
な復調回路のバランスを得ることができる。また，送信
機の機差によるバラツキを吸収して常に適切な復調回路
・変調回路のバランスを得ることができる。
【００５５】また，本発明のカーテジアンループのＤＣ
オフセット回路（請求項３）は，送信開始時に毎回，ス
イッチ回路によってコンデンサを増幅器から電気的に切
り離し，かつ，コンデンサと並列に配置された抵抗を増
幅器に電気的に接続した後，スロープ電圧供給回路が，
変調波送出禁止回路によって第２の増幅回路からの変調
波の送出が禁止され，復調回路から局部発振回路の搬送
波のみが復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回路に
最低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ
電圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給し，
次に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が所定値
に達したことが検出されると，オフセット電圧決定回路
が所定値が検出された時のスロープ電圧供給回路のスロ
ープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値をＤＣオフ
セット電圧値として決定するため，高速で精度の良いＤ
Ｃオフセット値の測定を行うことができ，また，温度変
化や，電源変動等によるドリフトを吸収し，常に適切な
復調回路器バランスを得ることができる。また，送信機
の機差によるバラツキを吸収して常に適切な復調回路・
変調回路のバランスを得ることができる。
オフセット回路（請求項３）は，送信開始時に毎回，ス
イッチ回路によってコンデンサを増幅器から電気的に切
り離し，かつ，コンデンサと並列に配置された抵抗を増
幅器に電気的に接続した後，スロープ電圧供給回路が，
変調波送出禁止回路によって第２の増幅回路からの変調
波の送出が禁止され，復調回路から局部発振回路の搬送
波のみが復調・出力されている状態で，ＤＡ変換回路に
最低直流出力電圧から最大直流出力電圧までのスロープ
電圧に相当する第１のデジタル信号を段階的に供給し，
次に，検出回路によって第１の増幅回路の出力が所定値
に達したことが検出されると，オフセット電圧決定回路
が所定値が検出された時のスロープ電圧供給回路のスロ
ープ電圧に相当する第１のデジタル信号の値をＤＣオフ
セット電圧値として決定するため，高速で精度の良いＤ
Ｃオフセット値の測定を行うことができ，また，温度変
化や，電源変動等によるドリフトを吸収し，常に適切な
復調回路器バランスを得ることができる。また，送信機
の機差によるバラツキを吸収して常に適切な復調回路・
変調回路のバランスを得ることができる。
【図１】実施例１のカーテジアンループのＤＣオフセッ
ト回路を適用した歪低減回路付き直接変調方式のＴＯＮ
Ｅ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機のブロック構成図である。
ト回路を適用した歪低減回路付き直接変調方式のＴＯＮ
Ｅ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機のブロック構成図である。
【図２】同図（ａ）は実施例１においてＤＳＰが供給す
るスロープ電圧を示す説明図，同図（ｂ）は実施例２に
おいてスロープ電圧値の補正を示す説明図である。
るスロープ電圧を示す説明図，同図（ｂ）は実施例２に
おいてスロープ電圧値の補正を示す説明図である。
【図３】実施例３のカーテジアンループのＤＣオフセッ
ト回路を適用した歪低減回路付き直接変調方式のＴＯＮ
Ｅ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機のブロック構成図である。
ト回路を適用した歪低減回路付き直接変調方式のＴＯＮ
Ｅ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機のブロック構成図である。
【図４】従来の歪低減回路付き直接変調方式のＴＯＮＥ
ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の主要部分のブロック構成図で
ある。
ＩＮ ＢＡＮＤ送信機の主要部分のブロック構成図で
ある。
１０４ ＤＳＰ（変調用音声処理回路） １０６，１０７ 変調用オペアンプ １０８ 直交変調器 １１２ 方向性結合器 １１３ 減衰器（ＡＴＴＥＮＵＡＴＯＲ） １１５ 直交復調器 １２２，１２３ コンパレータ １２４ 送信イネーブル回路 １２６，１２７ スイッチ回路 Ｃ コンデンサ Ｒ 抵抗
Claims (3)
- 【請求項１】 送信時に，送信しようとする情報に基づ
く第１のデジタル信号を出力するデジタルシグナルプロ
セッサ（ＤＰＳ）と，前記第１のデジタル信号を第１の
アナログ信号に変換し出力するＤＡ変換回路と，前記第
１のアナログ信号と第２のアナログ信号とを引き算した
信号を増幅し，第３のアナログ信号として出力する第１
の増幅回路と，前記第３のアナログ信号を変調波とする
変調回路と，前記変調波を増幅してアンテナへ供給する
第２の増幅回路と，前記増幅された変調波の一部を局部
発振回路の出力に基づいて復調する復調回路と，前記復
調回路の出力を前記第２のアナログ信号として前記第１
の増幅回路へ供給する供給回路とを有する歪低減回路付
き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機にお
いて，前記第２の増幅回路から変調波が送出されること
を禁止する変調波送出禁止回路と，前記第２の増幅回路
からの変調波の送出が禁止され，前記復調回路から前記
局部発振回路の搬送波のみが復調・出力されている状態
で，前記ＤＡ変換回路に最低直流出力電圧から最大直流
出力電圧までのスロープ電圧に相当する第１のデジタル
信号を段階的に供給するスロープ電圧供給回路と，前記
第１の増幅回路の出力が所定値に達したことを検出する
検出回路と，前記検出回路で所定値が検出された時の前
記スロープ電圧供給回路のスロープ電圧に相当する第１
のデジタル信号の値をＤＣオフセット電圧値として決定
するオフセット電圧決定回路とを備えたことを特徴とす
るカーテジアンループのＤＣオフセット回路。 - 【請求項２】 送信時に，送信しようとする情報に基づ
く第１のデジタル信号を出力するデジタルシグナルプロ
セッサ（ＤＰＳ）と，前記第１のデジタル信号を第１の
アナログ信号に変換し出力するＤＡ変換回路と，前記第
１のアナログ信号と第２のアナログ信号とを引き算した
信号を増幅し，第３のアナログ信号として出力する第１
の増幅回路と，前記第３のアナログ信号を変調波とする
変調回路と，前記変調波を増幅してアンテナへ供給する
第２の増幅回路と，前記増幅された変調波の一部を局部
発振回路の出力に基づいて復調する復調回路と，前記復
調回路の出力を前記第２のアナログ信号として前記第１
の増幅回路へ供給する供給回路とを有する歪低減回路付
き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機にお
いて，前記第２の増幅回路から変調波が送出されること
を禁止する変調波送出禁止回路と，前記第２の増幅回路
からの変調波の送出が禁止され，前記復調回路から前記
局部発振回路の搬送波のみが復調・出力されている状態
で，前記ＤＡ変換回路に最低直流出力電圧から最大直流
出力電圧までのスロープ電圧に相当する第１のデジタル
信号を段階的に供給するスロープ電圧供給回路と，前記
第１の増幅回路の出力が所定値に達したことを検出する
検出回路と，前記検出回路で所定値が検出された時の前
記スロープ電圧供給回路のスロープ電圧に相当する第１
のデジタル信号の値から，あらかじめ第１の増幅回路の
遅延時間を考慮して設定した遅延補正量を引き算した値
をＤＣオフセット電圧値として決定するオフセット電圧
決定回路とを備えたことを特徴とするカーテジアンルー
プのＤＣオフセット回路。 - 【請求項３】 送信時に，送信しようとする情報に基づ
く第１のデジタル信号を出力するデジタルシグナルプロ
セッサ（ＤＰＳ）と，前記第１のデジタル信号を第１の
アナログ信号に変換し出力するＤＡ変換回路と，前記第
１のアナログ信号と第２のアナログ信号とを引き算した
信号を増幅し，第３のアナログ信号として出力する第１
の増幅回路と，前記第３のアナログ信号を変調波とする
変調回路と，前記変調波を増幅してアンテナへ供給する
第２の増幅回路と，前記増幅された変調波の一部を局部
発振回路の出力に基づいて復調する復調回路と，前記復
調回路の出力を前記第２のアナログ信号として前記第１
の増幅回路へ供給する供給回路とを有する歪低減回路付
き直接変調方式のＴＯＮＥ ＩＮ ＢＡＮＤ送信機にお
いて，前記第１の増幅回路は，増幅器とコンデンサによ
って構成される積分回路であり，前記コンデンサと並列
に配置された抵抗と，前記コンデンサを前記増幅器から
電気的に切り離し，前記抵抗を前記増幅器に電気的に接
続するスイッチ回路と，前記第１の増幅回路から変調波
が送出されることを禁止する変調波送出禁止回路と，前
記第１の増幅回路からの変調波の送出が禁止され，前記
復調回路から前記局部発振回路の搬送波のみが復調・出
力されている状態で，前記ＤＡ変換回路に最低直流出力
電圧から最大直流出力電圧までのスロープ電圧に相当す
る第１のデジタル信号を段階的に供給するスロープ電圧
供給回路と，前記第１の増幅回路の出力が所定値に達し
たことを検出する検出回路と，前記検出回路で所定値が
検出された時の前記スロープ電圧供給回路のスロープ電
圧に相当する第１のデジタル信号の値をＤＣオフセット
電圧値として決定するオフセット電圧決定回路とを備え
たことを特徴とするカーテジアンループのＤＣオフセッ
ト回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6164425A JPH0832462A (ja) | 1994-07-15 | 1994-07-15 | カーテジアンループのｄｃオフセット回路 |
| US08/352,655 US5628059A (en) | 1994-07-15 | 1994-12-09 | DC offset circuit for cartesian loop |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6164425A JPH0832462A (ja) | 1994-07-15 | 1994-07-15 | カーテジアンループのｄｃオフセット回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0832462A true JPH0832462A (ja) | 1996-02-02 |
Family
ID=15792915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6164425A Withdrawn JPH0832462A (ja) | 1994-07-15 | 1994-07-15 | カーテジアンループのｄｃオフセット回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5628059A (ja) |
| JP (1) | JPH0832462A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1994
- 1994-07-15 JP JP6164425A patent/JPH0832462A/ja not_active Withdrawn
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5628059A (en) | 1997-05-06 |
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