JPH0468818B2 - - Google Patents
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- JPH0468818B2 JPH0468818B2 JP57233825A JP23382582A JPH0468818B2 JP H0468818 B2 JPH0468818 B2 JP H0468818B2 JP 57233825 A JP57233825 A JP 57233825A JP 23382582 A JP23382582 A JP 23382582A JP H0468818 B2 JPH0468818 B2 JP H0468818B2
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- power supply
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
- H04M19/008—Using DC/DC converters
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の技術分野
本発明は、交換機の電子回路化された加入者回
路の給電回路に関する。
路の給電回路に関する。
従来技術と問題点
従来の給電回路の省電力化の手段として、定電
流化方式と、フローテイング給電方式とが知られ
ているが、前者は給電回路内の発熱の問題と電話
機のAGC特性を損なう問題とがあり、又後者は
電源回路にトランスを必要とする為、小型化でき
ない問題と給電特性がトランス給電（定抵抗）と
異なる特性となることによる電話機のAGC特性
を損なう問題とがあつた。
流化方式と、フローテイング給電方式とが知られ
ているが、前者は給電回路内の発熱の問題と電話
機のAGC特性を損なう問題とがあり、又後者は
電源回路にトランスを必要とする為、小型化でき
ない問題と給電特性がトランス給電（定抵抗）と
異なる特性となることによる電話機のAGC特性
を損なう問題とがあつた。
第１図は従来の一般的なトランス給電回路を示
すもので、加入者線Ａ，Ｂにトランスが接続さ
れ、一方の巻線は接地Ｇ、他方の巻線は電源電圧
VBが印加される。給電回路としては、交流イン
ピーダンスが大きく、且つ直流インピーダンスが
一定値（例えば、片線200Ω又は220Ω）であるこ
とが必要であり、又縦方向インピーダンスが小さ
いことが要求される。
すもので、加入者線Ａ，Ｂにトランスが接続さ
れ、一方の巻線は接地Ｇ、他方の巻線は電源電圧
VBが印加される。給電回路としては、交流イン
ピーダンスが大きく、且つ直流インピーダンスが
一定値（例えば、片線200Ω又は220Ω）であるこ
とが必要であり、又縦方向インピーダンスが小さ
いことが要求される。
トランス給電回路は、トランスのインダクタン
スをＬとすると、交流インピーダンスは、2πfL
となり（ｆ＝周波数）、インダクタンスＬを大き
くすることは容易であるから、交流インピーダン
スを大きくすることができる。又直流インピーダ
ンスは巻線の抵抗となり、所望の抵抗値とするこ
とが容易である。又縦方向インピーダンスは、２
個の巻線により縦電流による磁束が打ち消し合う
為に直流インピーダンスと同様になる。従つて、
給電回路に要求される条件を満足することができ
る。しかし、トランスを必要とすることから、小
型化が困難である欠点がある。
スをＬとすると、交流インピーダンスは、2πfL
となり（ｆ＝周波数）、インダクタンスＬを大き
くすることは容易であるから、交流インピーダン
スを大きくすることができる。又直流インピーダ
ンスは巻線の抵抗となり、所望の抵抗値とするこ
とが容易である。又縦方向インピーダンスは、２
個の巻線により縦電流による磁束が打ち消し合う
為に直流インピーダンスと同様になる。従つて、
給電回路に要求される条件を満足することができ
る。しかし、トランスを必要とすることから、小
型化が困難である欠点がある。
又第２図は従来の電子回路化された給電回路の
一例を示すものであり、AMPa，AMPb，
AMPdは増幅器、DFAは差動増幅器、Ｒ１ａ，
Ｒ１ｂ，Ｒ２ａ，Ｒ２ｂ，Rx，Ryは抵抗、Ｇは
接地、Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂはコンデ
ンサ、LPF１はローパスフイルタ、LPaは交流帰
還ループ、LPdは直流帰還ループ、Vx，VBは電
源電圧である。この給電回路からＡ線、Ｂ線に直
流電流を供給するものである。
一例を示すものであり、AMPa，AMPb，
AMPdは増幅器、DFAは差動増幅器、Ｒ１ａ，
Ｒ１ｂ，Ｒ２ａ，Ｒ２ｂ，Rx，Ryは抵抗、Ｇは
接地、Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂはコンデ
ンサ、LPF１はローパスフイルタ、LPaは交流帰
還ループ、LPdは直流帰還ループ、Vx，VBは電
源電圧である。この給電回路からＡ線、Ｂ線に直
流電流を供給するものである。
このＡ線、Ｂ線には、加入者に直流電流を供給
する為の直流電圧と、通話信号による交流電圧と
が重畳されることになり、以下直流分と交流分と
に分けて説明する。
する為の直流電圧と、通話信号による交流電圧と
が重畳されることになり、以下直流分と交流分と
に分けて説明する。
増幅器AMPa，AMPbは利得を１とすると、
入力信号に対して同じレベルの信号を出力する。
この増幅器AMPa，AMPbの出力電圧は、抵抗
Ｒ１ａ，Ｒ１ｂを介してＡ，Ｂ線に出力される。
これらのＡ，Ｂ線には通話信号（交流電圧）Ｖ２
ａ(a)，Ｖ２ｂ(a)が重畳されることになるが、交流
信号のみ、それぞれコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂを
介して差動増幅器DFAに入力され、差動増幅器
DFAは、それぞれ次式で示す２個の信号Va，
Vbを出力する。
入力信号に対して同じレベルの信号を出力する。
この増幅器AMPa，AMPbの出力電圧は、抵抗
Ｒ１ａ，Ｒ１ｂを介してＡ，Ｂ線に出力される。
これらのＡ，Ｂ線には通話信号（交流電圧）Ｖ２
ａ(a)，Ｖ２ｂ(a)が重畳されることになるが、交流
信号のみ、それぞれコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂを
介して差動増幅器DFAに入力され、差動増幅器
DFAは、それぞれ次式で示す２個の信号Va，
Vbを出力する。
Va＝−（V2b(a)−V2a(a)）／２ ……(1)
Vb＝（V2b(a)−V2a(a)）／２ ……(2)
この出力信号Va，Vbは、コンデンサＣ２ａ，
Ｃ２ｂを介してそれぞれ増幅器AMPa，AMPb
に入力される。従つて、（2πf・C2a・R2a）及び
（2πf・Ｃ２ｂ・Ｒ２ｂ）を１より充分大きくなる
ように選定すると、増幅器AMPa，AMPbの入
力電圧Ｖ１ａ，Ｖ１ｂの交流分Ｖ１ａ(a)，Ｖ１ｂ
(a)は、それぞれ V1a(a)＝−（V2b(a)−V2a(a)）／２ ……(3) V1a(a)＝（V2b(a)−V2a(a)）／２ ……(4) となる。
Ｃ２ｂを介してそれぞれ増幅器AMPa，AMPb
に入力される。従つて、（2πf・C2a・R2a）及び
（2πf・Ｃ２ｂ・Ｒ２ｂ）を１より充分大きくなる
ように選定すると、増幅器AMPa，AMPbの入
力電圧Ｖ１ａ，Ｖ１ｂの交流分Ｖ１ａ(a)，Ｖ１ｂ
(a)は、それぞれ V1a(a)＝−（V2b(a)−V2a(a)）／２ ……(3) V1a(a)＝（V2b(a)−V2a(a)）／２ ……(4) となる。
通話信号は平衡伝送されるように送受信部を構
成するもので、V2b(a)＝−V2a(a)とすることがで
きる。又増幅器AMPa，AMPbの出力電圧のう
ちの交流分は、それぞれV2a(a)，V2b(a)となる。
従つて、出力交流インピーダンスZa(a)，Zb(a)は、 Za(a)＝V2a(a)÷〔（V2a(a)−V2a(a
)）／R1a〕＝∞……(5) Zb(a)＝V2b(a)÷〔（V2b(a)−V2b(a
)）／R1b〕＝∞……(6) となる。
成するもので、V2b(a)＝−V2a(a)とすることがで
きる。又増幅器AMPa，AMPbの出力電圧のう
ちの交流分は、それぞれV2a(a)，V2b(a)となる。
従つて、出力交流インピーダンスZa(a)，Zb(a)は、 Za(a)＝V2a(a)÷〔（V2a(a)−V2a(a
)）／R1a〕＝∞……(5) Zb(a)＝V2b(a)÷〔（V2b(a)−V2b(a
)）／R1b〕＝∞……(6) となる。
又増幅器AMPbには、抵抗Ｒ２ｂを介して電
圧Vxが入力される。この電圧Vxは、増幅器
AMPbの飽和電圧及び交流帰還ループLPaを介し
て入力される（V2b(a)−V2a(a)）／２の和より大
きな電圧とするものであり、この電圧Vxについ
ては直流帰還回路がないので、増幅器AMPbは
直流に関して電圧源となる。
圧Vxが入力される。この電圧Vxは、増幅器
AMPbの飽和電圧及び交流帰還ループLPaを介し
て入力される（V2b(a)−V2a(a)）／２の和より大
きな電圧とするものであり、この電圧Vxについ
ては直流帰還回路がないので、増幅器AMPbは
直流に関して電圧源となる。
一方、増幅器AMPaは、直流帰還ループLPdが
接続されているので、その出力電圧は直流帰還ル
ープLPdによる変化することになる。この直流帰
還ループLPdは、Ａ線の電圧Ｖ２ａを抵抗Rx，
Ryで分圧し、その分圧電圧をローパスフイルタ
LPF１を介して増幅器AMPdに入力するので、
Ａ線の電圧の直流分のみ増幅器AMPdに入力さ
れることになる。増幅器AMPdの利得を１とす
ると、その出力電圧Vdは、電源電圧VBを考慮す
ると、 Vd−VB＝（V2a−VB）Ry／Rx＋Ry ……(7) となる。
接続されているので、その出力電圧は直流帰還ル
ープLPdによる変化することになる。この直流帰
還ループLPdは、Ａ線の電圧Ｖ２ａを抵抗Rx，
Ryで分圧し、その分圧電圧をローパスフイルタ
LPF１を介して増幅器AMPdに入力するので、
Ａ線の電圧の直流分のみ増幅器AMPdに入力さ
れることになる。増幅器AMPdの利得を１とす
ると、その出力電圧Vdは、電源電圧VBを考慮す
ると、 Vd−VB＝（V2a−VB）Ry／Rx＋Ry ……(7) となる。
この場合、ローパスフイルタLPF１は、直流
的には無視できるものであり、又増幅器AMPd
は演算増幅器による正相増幅器を構成しているか
ら、入力インピーダンスが極めて大きいものであ
り、抵抗Ryの両端の電圧は、〔Ry／（Rx＋Ry）〕
に比例したものとなる。従つて、Ａ線の電圧V2a
が抵抗Rx，Ryに加えられるから、利得１の増幅
器AMPdの出力電圧Vdは(7)式に示すものとなる。
的には無視できるものであり、又増幅器AMPd
は演算増幅器による正相増幅器を構成しているか
ら、入力インピーダンスが極めて大きいものであ
り、抵抗Ryの両端の電圧は、〔Ry／（Rx＋Ry）〕
に比例したものとなる。従つて、Ａ線の電圧V2a
が抵抗Rx，Ryに加えられるから、利得１の増幅
器AMPdの出力電圧Vdは(7)式に示すものとなる。
この出力電圧Vdが増幅器AMPaに入力される
から、Ａ線の直流インピーダンスZa(d)は、 Za(d)＝（V2a−VB）／（V2a−VB）−（V2a−VB）Ry／
Rx＋Ry／R1a＝R1a／１−Ry／（Rx＋Ry） ＝R1a〔１＋（Ry／Rx）〕 ……(8) となる。又Ｂ線の直流インピーダンスZb(d)は、
Ｒ１ｂとなる。
から、Ａ線の直流インピーダンスZa(d)は、 Za(d)＝（V2a−VB）／（V2a−VB）−（V2a−VB）Ry／
Rx＋Ry／R1a＝R1a／１−Ry／（Rx＋Ry） ＝R1a〔１＋（Ry／Rx）〕 ……(8) となる。又Ｂ線の直流インピーダンスZb(d)は、
Ｒ１ｂとなる。
従つて、交流インピーダンスは(5)、(6)式に示す
ように無限大となり、直流インピーダンスは、 R1b＋R1a〔１＋（Ry／Rx）〕 となる。又誘導信号等の縦方向信号は、差動増幅
器DFA及び直流帰還ループLPdのローパスフイ
ルタLPF１で除去されるので、通話路からみた
給電回路の縦方向インピーダンスは、R1a＋R1b
となる。
ように無限大となり、直流インピーダンスは、 R1b＋R1a〔１＋（Ry／Rx）〕 となる。又誘導信号等の縦方向信号は、差動増幅
器DFA及び直流帰還ループLPdのローパスフイ
ルタLPF１で除去されるので、通話路からみた
給電回路の縦方向インピーダンスは、R1a＋R1b
となる。
従来例の給電回路に於いて、前述のように、直
流インピーダンスはR1b＋R1a〔１＋（Ry／Rx）〕
であるから、抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂの値を小さく
し、Ry／Rxの値を大きくすることにより、抵抗
Ｒ１ａ，Ｒ１ｂに於ける発熱を小さくすることが
できる。
流インピーダンスはR1b＋R1a〔１＋（Ry／Rx）〕
であるから、抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂの値を小さく
し、Ry／Rxの値を大きくすることにより、抵抗
Ｒ１ａ，Ｒ１ｂに於ける発熱を小さくすることが
できる。
又増幅器AMPaは、接地Ｇと電圧VBの電源と
の間に接続され、Ａ線から電圧VB（例えば、−
48V）の電源に流れる込む電流を供給する構成で
あり、又増幅器AMPbは接地Ｇと電圧VBの電源
との間に接続され、接地ＧからＢ線へ流れる電流
を供給する構成である。この増幅器AMPbの入
力電圧をVxとすると、利得１の場合には出力電
圧もVxとなるから、その電圧Vxを小さい値にす
ることにより、増幅器AMPbの発熱を小さくす
ることができる。
の間に接続され、Ａ線から電圧VB（例えば、−
48V）の電源に流れる込む電流を供給する構成で
あり、又増幅器AMPbは接地Ｇと電圧VBの電源
との間に接続され、接地ＧからＢ線へ流れる電流
を供給する構成である。この増幅器AMPbの入
力電圧をVxとすると、利得１の場合には出力電
圧もVxとなるから、その電圧Vxを小さい値にす
ることにより、増幅器AMPbの発熱を小さくす
ることができる。
例えば、通話電流を90ｍＡ、電圧Vxを−3Vと
し、増幅器AMPbを利得１の正相増幅器とする
と、増幅器AMPbの出力電圧も−3Vとなり、接
地Ｇ（0V）からＢ線へ増幅器AMPbを通して通話
電流が流れるから、増幅器AMPbの消費電力は、
0.09×３＝0.27〔Ｗ〕となる。この電圧Vxを例え
ば−4Vとすると、増幅器AMPbの消費電力は、
0.36Wとなる。即ち、電圧Vxを小さくすること
により、増幅器AMPbの消費電力を小さくし、
それにより発熱量を小さくすることができる。
し、増幅器AMPbを利得１の正相増幅器とする
と、増幅器AMPbの出力電圧も−3Vとなり、接
地Ｇ（0V）からＢ線へ増幅器AMPbを通して通話
電流が流れるから、増幅器AMPbの消費電力は、
0.09×３＝0.27〔Ｗ〕となる。この電圧Vxを例え
ば−4Vとすると、増幅器AMPbの消費電力は、
0.36Wとなる。即ち、電圧Vxを小さくすること
により、増幅器AMPbの消費電力を小さくし、
それにより発熱量を小さくすることができる。
又通話電流Ｉは、Ａ線から増幅器AMPaを介
して電圧VBの電源に流れる込むので、負荷抵抗
をRlとすると、 Ｉ＝VB−Vx／Rl＋R1b＋R1a〔１＋（Ry／Rx）〕 ……(9) で表される。
して電圧VBの電源に流れる込むので、負荷抵抗
をRlとすると、 Ｉ＝VB−Vx／Rl＋R1b＋R1a〔１＋（Ry／Rx）〕 ……(9) で表される。
一般に、直流インピーダンスＺ(d)は、400Ω又
は440Ωに設定されるものであり、又負荷抵抗Rl
は、加入者線の抵抗を含むものであるが、最小の
場合は電話機の直流抵抗に相当する100Ωとなる。
又電源電圧VBは、一般に−48Vであり、又電圧
Vxは約−3Vに設定される。又抵抗Ｒ１ａを
50Ω、抵抗Rxを5kΩ、抵抗Ryを30kΩとすると、
(8)式からＡ線の直流インピーダンスZa(d)は350Ω
となり、又抵抗R1a＝R1b＝50Ωとすると、前述
のように、直流インピーダンスＺ(d)は400Ωとな
る。
は440Ωに設定されるものであり、又負荷抵抗Rl
は、加入者線の抵抗を含むものであるが、最小の
場合は電話機の直流抵抗に相当する100Ωとなる。
又電源電圧VBは、一般に−48Vであり、又電圧
Vxは約−3Vに設定される。又抵抗Ｒ１ａを
50Ω、抵抗Rxを5kΩ、抵抗Ryを30kΩとすると、
(8)式からＡ線の直流インピーダンスZa(d)は350Ω
となり、又抵抗R1a＝R1b＝50Ωとすると、前述
のように、直流インピーダンスＺ(d)は400Ωとな
る。
又増幅器AMPaの出力電圧VAaと抵抗Rx，Ry
の接続点の電圧Vxyとは同じ値となるように動作
する。従つて、抵抗Rx，Ryの比と、抵抗Ｒ１ａ
と増幅器AMPaの抵抗分RAとの比は等しくなる
から（Rx：Ry＝R1a：RA）、前述の抵抗値の場
合に、増幅器AMPaの抵抗分RAは300Ωとなる。
の接続点の電圧Vxyとは同じ値となるように動作
する。従つて、抵抗Rx，Ryの比と、抵抗Ｒ１ａ
と増幅器AMPaの抵抗分RAとの比は等しくなる
から（Rx：Ry＝R1a：RA）、前述の抵抗値の場
合に、増幅器AMPaの抵抗分RAは300Ωとなる。
前述のような条件に於いて、負荷抵抗Rlを最
小の値の100Ωとすると、(9)式より、 Ｉ＝−48−（−３）／100＋50＋50
〔１＋（30／５）〕＝−45／500＝−0.09 となり、通話電流Ｉは90ｍＡ流れることになる。
小の値の100Ωとすると、(9)式より、 Ｉ＝−48−（−３）／100＋50＋50
〔１＋（30／５）〕＝−45／500＝−0.09 となり、通話電流Ｉは90ｍＡ流れることになる。
通話電流Ｉが90ｍＡ流れた場合の増幅器
AMPaの消費電力は、増幅器AMPaの抵抗分RA
が前述のように300Ωとなるから、I2×RA＝0.092
×300＝2.43〔Ｗ〕となる。
AMPaの消費電力は、増幅器AMPaの抵抗分RA
が前述のように300Ωとなるから、I2×RA＝0.092
×300＝2.43〔Ｗ〕となる。
又増幅器AMPaの消費電力は、Ｉ×（VAa−
VB）と表すこともできる。この場合、増幅器
AMPaの抵抗分RAは300Ω、又通話電流Ｉは90ｍ
Ａであるから、増幅器AMPaによる電圧降下分
は27Vとなる。従つて、増幅器AMPaの出力電圧
VAaは、電源電圧VBの−48Vに対して27Vの差
の−21Vとなり、〔−21−（−48）〕×0.09＝2.43
〔Ｗ〕となる。
VB）と表すこともできる。この場合、増幅器
AMPaの抵抗分RAは300Ω、又通話電流Ｉは90ｍ
Ａであるから、増幅器AMPaによる電圧降下分
は27Vとなる。従つて、増幅器AMPaの出力電圧
VAaは、電源電圧VBの−48Vに対して27Vの差
の−21Vとなり、〔−21−（−48）〕×0.09＝2.43
〔Ｗ〕となる。
このように、増幅器AMPaの消費電力が比較
的大きいものであつたから、半導体集積回路化す
ることが容易でなかつた。
的大きいものであつたから、半導体集積回路化す
ることが容易でなかつた。
発明の目的
本発明は、増幅器等の消費電力を少なくして、
発熱を小さくすることを目的とするものである。
発熱を小さくすることを目的とするものである。
発明の構成
本発明の給電回路は、通話路の一方と他方との
線、即ち、Ａ線とＢ線とにそれぞれ直流電流を供
給する為の増幅器と、前記通話路の一方と他方と
の線の交流成分のみを差動増幅してそれぞれ前記
増幅器に帰還する交流帰還ループと、前記通話路
の一方の線の直流電圧に比例した電圧を、その通
話路の一方の線に接続された前記増幅器に帰還す
る直流帰還ループとを備えた給電回路に於いて、
前記通話路の一方の線に接続された前記増幅器の
電源電圧と、ツエナーダイオード等の定電圧素子
を介した前記直流帰還ループの出力電圧とを比較
し、その比較出力と一定周期の三角波信号又は鋸
歯状波信号とを比較して、トランジスタ等のスイ
ツチング素子のオン幅を制御し、前記電源電圧を
出力するスイツチング電源回路を設けた構成を有
するものである。
線、即ち、Ａ線とＢ線とにそれぞれ直流電流を供
給する為の増幅器と、前記通話路の一方と他方と
の線の交流成分のみを差動増幅してそれぞれ前記
増幅器に帰還する交流帰還ループと、前記通話路
の一方の線の直流電圧に比例した電圧を、その通
話路の一方の線に接続された前記増幅器に帰還す
る直流帰還ループとを備えた給電回路に於いて、
前記通話路の一方の線に接続された前記増幅器の
電源電圧と、ツエナーダイオード等の定電圧素子
を介した前記直流帰還ループの出力電圧とを比較
し、その比較出力と一定周期の三角波信号又は鋸
歯状波信号とを比較して、トランジスタ等のスイ
ツチング素子のオン幅を制御し、前記電源電圧を
出力するスイツチング電源回路を設けた構成を有
するものである。
発明の実施例
第３図は本発明の実施例の要部回路図であり、
第２図と同一符号は同一部分を示し、SWPはス
イツチング電源回路、CMP１，CMP２は比較
器、LPF２はローパスフイルタ、Ｑはトランジ
スタ、Rc，Rd，Rsは抵抗、Csはコンデンサ、
ZDはツエナーダイオードである。
第２図と同一符号は同一部分を示し、SWPはス
イツチング電源回路、CMP１，CMP２は比較
器、LPF２はローパスフイルタ、Ｑはトランジ
スタ、Rc，Rd，Rsは抵抗、Csはコンデンサ、
ZDはツエナーダイオードである。
スイツチング電源回路SWPは、定電圧素子と
してのツエナーダイオードZDと、比較器CMP
１，CMP２と、ローパスフイルタLPF２と、ス
イツチング素子としてのトランジスタＱと、抵抗
Rc，Rd，RsとコンデンサCsとを備えている。
してのツエナーダイオードZDと、比較器CMP
１，CMP２と、ローパスフイルタLPF２と、ス
イツチング素子としてのトランジスタＱと、抵抗
Rc，Rd，RsとコンデンサCsとを備えている。
増幅器AMPdの出力がツエナーダイオードZD
を介して比較器CMP２の−端子に入力され、こ
の比較器CMP２の＋端子に増幅器AMPaの電源
電圧Vyが入力される。又比較器CMP２の比較出
力がローパスフイルタLPF２を介して比較器
CMP１の＋端子に、又一定周期の三角波信号又
は鋸歯状波信号Ｗが−端子にそれぞれ入力され
る。そして、比較器CMP１の比較出力が抵抗Rc
を介してトランジスタＱのベースに加えられ、こ
のトランジスタＱにより電源電圧VBをスイツチ
ングして増幅器AMPaの電源電圧Vyとするもの
であり、トランジスタＱがオンとなると、コンデ
ンサCsの充電電荷を抵抗Rsを介して放電させ、
トランジスタＱがオフとなると、コンデンサCs
は充電されて、増幅器AMPaの電源電圧Vyは上
昇する。
を介して比較器CMP２の−端子に入力され、こ
の比較器CMP２の＋端子に増幅器AMPaの電源
電圧Vyが入力される。又比較器CMP２の比較出
力がローパスフイルタLPF２を介して比較器
CMP１の＋端子に、又一定周期の三角波信号又
は鋸歯状波信号Ｗが−端子にそれぞれ入力され
る。そして、比較器CMP１の比較出力が抵抗Rc
を介してトランジスタＱのベースに加えられ、こ
のトランジスタＱにより電源電圧VBをスイツチ
ングして増幅器AMPaの電源電圧Vyとするもの
であり、トランジスタＱがオンとなると、コンデ
ンサCsの充電電荷を抵抗Rsを介して放電させ、
トランジスタＱがオフとなると、コンデンサCs
は充電されて、増幅器AMPaの電源電圧Vyは上
昇する。
比較器CMP２は、増幅器AMPdの出力電圧か
らツエナーダイオードZDのツエナー電圧分を降
下させた電圧Vzと、増幅器AMPaの電源電圧Vy
とを比較し、Vz＞Vyの時に、比較出力をローレ
ベルVwとし、Vz＜Vyの時に、比較出力をハイ
レベルVvとする。この比較器CMP２の比較出力
は、ローパスフイルタLPF２を介して比較器
CMP１の＋端子に入力される。
らツエナーダイオードZDのツエナー電圧分を降
下させた電圧Vzと、増幅器AMPaの電源電圧Vy
とを比較し、Vz＞Vyの時に、比較出力をローレ
ベルVwとし、Vz＜Vyの時に、比較出力をハイ
レベルVvとする。この比較器CMP２の比較出力
は、ローパスフイルタLPF２を介して比較器
CMP１の＋端子に入力される。
比較器CMP２の比較出力Vw，Vvは、ローパ
スフイルタLPF２により低周波成分（直流分）
として比較器CMP１の＋端子に入力されて、一
定周期の三角波信号又は鋸歯状波信号Ｗと比較さ
れる。
スフイルタLPF２により低周波成分（直流分）
として比較器CMP１の＋端子に入力されて、一
定周期の三角波信号又は鋸歯状波信号Ｗと比較さ
れる。
第４図はスイツチング動作の説明図であり、ａ
は三角波信号とローパスフイルタLPF２の出力
信号との関係を示し、ｂ，ｃは比較器CMP１の
比較出力を示す。又比較器CMP１の−端子に入
力される三角波信号ＷをＶ(a)、＋端子に入力され
るローパスフイルタLPF２の出力信号をＶ(b)，
Ｖ(c)で示す。
は三角波信号とローパスフイルタLPF２の出力
信号との関係を示し、ｂ，ｃは比較器CMP１の
比較出力を示す。又比較器CMP１の−端子に入
力される三角波信号ＷをＶ(a)、＋端子に入力され
るローパスフイルタLPF２の出力信号をＶ(b)，
Ｖ(c)で示す。
Vz＞Vyの時、比較器CMP２の比較出力はロ
ーレベルVwとなり、ローパスフイルタLPF２を
介して比較器CMP１の＋端子に、例えば、Ｖ(b)
の電圧が入力される。従つて、比較器CMP１の
比較出力は、第４図のｂに示すように、ハイレベ
ルVhの期間よりローレベルVlの期間が長くな
る。これにより、トランジスタＱのオン幅は狭く
なるから、コンデンサCsの充電期間が放電期間
より長くなり、電圧Vyは上昇する。
ーレベルVwとなり、ローパスフイルタLPF２を
介して比較器CMP１の＋端子に、例えば、Ｖ(b)
の電圧が入力される。従つて、比較器CMP１の
比較出力は、第４図のｂに示すように、ハイレベ
ルVhの期間よりローレベルVlの期間が長くな
る。これにより、トランジスタＱのオン幅は狭く
なるから、コンデンサCsの充電期間が放電期間
より長くなり、電圧Vyは上昇する。
反対に、Vz＜Vyの時、比較器CMP２の比較
出力はハイレベルVvとなり、ローパスフイルタ
LPF２を介して比較器CMP１の＋端子には、例
えば、Ｖ(c)（＞Ｖ(b)）の電圧が入力される。従つ
て、比較器CMP１の比較出力は、第４図のｃに
示すように、ハイレベルVhの期間がローレベル
Vlの期間より短くなる。これにより、トランジ
スタＱのオン幅が広くなるから、コンデンサCs
の充電期間が放電期間より短くなり、電圧Vyは
低下する。
出力はハイレベルVvとなり、ローパスフイルタ
LPF２を介して比較器CMP１の＋端子には、例
えば、Ｖ(c)（＞Ｖ(b)）の電圧が入力される。従つ
て、比較器CMP１の比較出力は、第４図のｃに
示すように、ハイレベルVhの期間がローレベル
Vlの期間より短くなる。これにより、トランジ
スタＱのオン幅が広くなるから、コンデンサCs
の充電期間が放電期間より短くなり、電圧Vyは
低下する。
従つて、増幅器AMPaの電源電圧Vyは、電圧
Vz即ち、増幅器AMPdの出力電圧よりツエナー
ダイオードZDのツエナー電圧Vzdだけ低い電圧
に等しい値に制御されることになる。
Vz即ち、増幅器AMPdの出力電圧よりツエナー
ダイオードZDのツエナー電圧Vzdだけ低い電圧
に等しい値に制御されることになる。
増幅器AMPaの消費電力は、前述の従来例と
同様にして求めることができるが、増幅器
AMPaの電源電圧は−48Vではなく、スイツチン
グ電源回路SWPから加えられる電圧Vyであり、
この電圧Vyは、増幅器AMPaの出力電圧VAaよ
りツエナー電圧Vzd、例えば、3Vだけ低い値と
なるから、通話電流Ｉを従来例と同様に、90ｍＡ
とすると、増幅器AMPaの消費電力は、（VAa−
Vy）×Ｉ＝３×0.09＝0.27となる。即ち、従来例
に比較して増幅器AMPaの消費電力は約1/10と
なる。又スイツチング電源回路SWPは、電圧Vy
をスイツチング制御により形成するものであるか
ら、抵抗により電圧降下させる場合に比較して、
効率の良い電圧制御が可能となる。
同様にして求めることができるが、増幅器
AMPaの電源電圧は−48Vではなく、スイツチン
グ電源回路SWPから加えられる電圧Vyであり、
この電圧Vyは、増幅器AMPaの出力電圧VAaよ
りツエナー電圧Vzd、例えば、3Vだけ低い値と
なるから、通話電流Ｉを従来例と同様に、90ｍＡ
とすると、増幅器AMPaの消費電力は、（VAa−
Vy）×Ｉ＝３×0.09＝0.27となる。即ち、従来例
に比較して増幅器AMPaの消費電力は約1/10と
なる。又スイツチング電源回路SWPは、電圧Vy
をスイツチング制御により形成するものであるか
ら、抵抗により電圧降下させる場合に比較して、
効率の良い電圧制御が可能となる。
なお、抵抗Rs及びトランジスタＱによる電力
消費もあるが、それらの電力消費量は僅かであ
る。即ち、抵抗Rsは、トランジスタＱがオン状
態の時に、トランジスタＱに流れる電流を制限す
る値で良いので、比較的小さい値とすることが可
能であり、従つて、抵抗Rsの消費電力を小さく
することができる。又トランジスタＱは飽和状態
で使用することにより、消費電力を小さくするこ
とができる。
消費もあるが、それらの電力消費量は僅かであ
る。即ち、抵抗Rsは、トランジスタＱがオン状
態の時に、トランジスタＱに流れる電流を制限す
る値で良いので、比較的小さい値とすることが可
能であり、従つて、抵抗Rsの消費電力を小さく
することができる。又トランジスタＱは飽和状態
で使用することにより、消費電力を小さくするこ
とができる。
又コンデンサCsの放電と充電との割合は、抵
抗Rsと、最悪の状態の直流インピーダンスであ
るR1b＋R1a〔１＋（Ry／Rx）〕との関係で決ま
り、抵抗Rsが直流インピーダンスの例えば400Ω
より小さければ、トランジスタＱのオン時間も短
くなつて、抵抗RsとトランジスタＱの消費電力
は小さくなる。
抗Rsと、最悪の状態の直流インピーダンスであ
るR1b＋R1a〔１＋（Ry／Rx）〕との関係で決ま
り、抵抗Rsが直流インピーダンスの例えば400Ω
より小さければ、トランジスタＱのオン時間も短
くなつて、抵抗RsとトランジスタＱの消費電力
は小さくなる。
又スイツチング電源回路SWPに加える信号Ｗ
は、三角波信号の場合について説明したが、鋸歯
状波信号の場合も同様に動作して、増幅器
AMPaの消費電力を低減することができる。こ
のスイツチング電源回路SWPは、直流帰還ルー
プLPdの増幅器AMPdの出力電圧、即ち、Ａ線の
直流電圧と、増幅器AMPaの電源電圧Vyとの差
に応じて、その電源電圧Vyをスイツチング制御
して、増幅器AMPaの消費電力を低減せるもの
であり、簡単な構成により実現できるから、集積
回路化も容易である。
は、三角波信号の場合について説明したが、鋸歯
状波信号の場合も同様に動作して、増幅器
AMPaの消費電力を低減することができる。こ
のスイツチング電源回路SWPは、直流帰還ルー
プLPdの増幅器AMPdの出力電圧、即ち、Ａ線の
直流電圧と、増幅器AMPaの電源電圧Vyとの差
に応じて、その電源電圧Vyをスイツチング制御
して、増幅器AMPaの消費電力を低減せるもの
であり、簡単な構成により実現できるから、集積
回路化も容易である。
発明の効果
以上説明したように、本発明は、通話路の一方
と他方との線Ａ，Ｂに、それぞれ直流電流を供給
する増幅器AMPa，AMPbと、通話路の一方と
他方との線Ａ，Ｂの交流成分のみを差動増幅し
て、前記増幅器AMPa，AMPbに帰還する交流
帰還ループLPaと、通話路の一方の線Ａの直流電
圧を抵抗Rx，Ryにより分圧して、その直流電圧
に比例した電圧とし、一方の線Ａに接続された増
幅器AMPaに帰還する直流帰還ループLPdとを備
えた給電回路に於いて、一方の線Ａに接続された
増幅器AMPaの電源電圧Vyと直流帰還ループ
LPdの出力電圧をツエナーダイオードZD等の定
電圧素子を介した電圧とを比較し、比較器CMP
２、ローパスフイルタLPF２、比較器CMP１、
トランジスタＱ等のスイツチング素子を含み、ス
イツチング素子のオン幅を制御して、直流帰還ル
ープLPdの出力電圧よりツエナー電圧Vzd等の定
電圧素子による一定電圧だけ低い電源電圧Vyを
出力するスイツチング電源回路SWPを設けたも
のである。
と他方との線Ａ，Ｂに、それぞれ直流電流を供給
する増幅器AMPa，AMPbと、通話路の一方と
他方との線Ａ，Ｂの交流成分のみを差動増幅し
て、前記増幅器AMPa，AMPbに帰還する交流
帰還ループLPaと、通話路の一方の線Ａの直流電
圧を抵抗Rx，Ryにより分圧して、その直流電圧
に比例した電圧とし、一方の線Ａに接続された増
幅器AMPaに帰還する直流帰還ループLPdとを備
えた給電回路に於いて、一方の線Ａに接続された
増幅器AMPaの電源電圧Vyと直流帰還ループ
LPdの出力電圧をツエナーダイオードZD等の定
電圧素子を介した電圧とを比較し、比較器CMP
２、ローパスフイルタLPF２、比較器CMP１、
トランジスタＱ等のスイツチング素子を含み、ス
イツチング素子のオン幅を制御して、直流帰還ル
ープLPdの出力電圧よりツエナー電圧Vzd等の定
電圧素子による一定電圧だけ低い電源電圧Vyを
出力するスイツチング電源回路SWPを設けたも
のである。
それによつて、増幅器AMPaの消費電力を著
しく低減することができるものであり、且つ比較
的簡単な構成であるから、半導体集積回路化する
ことが容易であり、小型且つ経済的な給電回路を
提供することができる利点がある。
しく低減することができるものであり、且つ比較
的簡単な構成であるから、半導体集積回路化する
ことが容易であり、小型且つ経済的な給電回路を
提供することができる利点がある。
第１図はトランス給電の説明図、第２図は従来
例の給電回路、第３図は本発明の実施例の給電回
路、第４図はスイツチング動作の説明図である。 AMPa，AMPb，AMPdは増幅器、Ａ，Ｂは
通話路の一方及び他方の線、DFAは差動増幅器、
Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Csはコンデ
ンサ、Ｒ１ａ，Ｒ１ｂ，Ｒ２ａ，Ｒ２ｂ，Rx，
Ry，Rc，Rd，Rsは抵抗、LPaは交流帰還ルー
プ、LPdは直流帰還ループ、SWPはスイツチン
グ電源回路、CMP１，CMP２は比較器、ZDは
ツエナーダイオード、Ｑはトランジスタ、LPF
１，LPF２はローパスフイルタ、Ｗは三角波信
号又は鋸歯状波信号である。
例の給電回路、第３図は本発明の実施例の給電回
路、第４図はスイツチング動作の説明図である。 AMPa，AMPb，AMPdは増幅器、Ａ，Ｂは
通話路の一方及び他方の線、DFAは差動増幅器、
Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Csはコンデ
ンサ、Ｒ１ａ，Ｒ１ｂ，Ｒ２ａ，Ｒ２ｂ，Rx，
Ry，Rc，Rd，Rsは抵抗、LPaは交流帰還ルー
プ、LPdは直流帰還ループ、SWPはスイツチン
グ電源回路、CMP１，CMP２は比較器、ZDは
ツエナーダイオード、Ｑはトランジスタ、LPF
１，LPF２はローパスフイルタ、Ｗは三角波信
号又は鋸歯状波信号である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 通話路の一方と他方との線にそれぞれ直流電
流を供給する為の増幅器と、前記通話路の一方と
他方との線の交流成分のみを差動増幅してそれぞ
れ前記増幅器に帰還する交流帰還ループと、前記
通話路の一方の線の直流電圧に比例した電圧を、
該通話路の一方の線に接続された前記増幅器に帰
還する直流帰還ループとを備えた給電回路に於い
て、 前記通話路の一方の線に接続された前記増幅器
の電源電圧と、定電圧素子を介した前記直流帰還
ループの出力電圧とを比較し、該比較による比較
出力と一定周期の三角波信号又は鋸歯状波信号と
を比較してスイツチング素子のオン幅を制御し、
前記電源電圧を出力するスイツチング電源回路を
設けたことを特徴とする給電回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57233825A JPS59125157A (ja) | 1982-12-30 | 1982-12-30 | 給電回路 |
| EP83307671A EP0116767B1 (en) | 1982-12-30 | 1983-12-16 | Battery feed circuit for a telephone subscriber line |
| DE8383307671T DE3377968D1 (en) | 1982-12-30 | 1983-12-16 | Battery feed circuit for a telephone subscriber line |
| US06/566,476 US4588860A (en) | 1982-12-30 | 1983-12-28 | Battery feed circuit for telephone subscriber line |
| CA000444408A CA1208385A (en) | 1982-12-30 | 1983-12-29 | Battery feed circuit for telephone subscriber line |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57233825A JPS59125157A (ja) | 1982-12-30 | 1982-12-30 | 給電回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59125157A JPS59125157A (ja) | 1984-07-19 |
| JPH0468818B2 true JPH0468818B2 (ja) | 1992-11-04 |
Family
ID=16961148
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57233825A Granted JPS59125157A (ja) | 1982-12-30 | 1982-12-30 | 給電回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4588860A (ja) |
| EP (1) | EP0116767B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59125157A (ja) |
| CA (1) | CA1208385A (ja) |
| DE (1) | DE3377968D1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE433284B (sv) * | 1982-09-17 | 1984-05-14 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning for strommatning av en abonnentapparat |
| JPS61154347A (ja) * | 1984-12-27 | 1986-07-14 | Fujitsu Ltd | 交換機の給電回路 |
| EP0303091A3 (de) * | 1987-08-13 | 1991-05-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung für eine als Baueinheit vorliegende Teilnehmeranschlussschaltung eines digitalen Zeitmultiplex-Fernmeldenetzes |
| US5329585A (en) * | 1992-11-30 | 1994-07-12 | Motorola, Inc. | Subscriber line interface circuit for controlling AC and DC output impedance |
| US5528688A (en) * | 1994-09-28 | 1996-06-18 | At&T Corp. | Telephone battery feed circuit including noise reduction circuit |
| DE19636954B4 (de) * | 1996-09-11 | 2005-08-18 | Infineon Technologies Ag | Teilnehmerschaltung |
| US6157716A (en) * | 1998-05-08 | 2000-12-05 | Bell Atlantic Corporation | Power feed circuit providing both on-hook and off-hook power for telephone subscriber loop |
Family Cites Families (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1563802A (en) * | 1975-11-10 | 1980-04-02 | Post Office | Electronic current feed circuit |
| US4007335A (en) * | 1975-11-12 | 1977-02-08 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Telephone line battery feed circuit |
| US4130735A (en) * | 1977-04-11 | 1978-12-19 | Lorain Products Corporation | Loop extender |
| US4272656A (en) * | 1979-04-05 | 1981-06-09 | Precision Monolithics, Inc. | Quasi-resistive battery feed for telephone circuits |
| NL7903662A (nl) * | 1979-05-10 | 1980-11-12 | Philips Nv | Lijncircuit. |
| US4292478A (en) * | 1979-05-25 | 1981-09-29 | Plessey Canada Limited | Interface circuits |
| US4283604A (en) * | 1979-06-04 | 1981-08-11 | Tellabs, Inc. | Current source circuits with common mode noise rejection |
| US4315106A (en) * | 1979-11-28 | 1982-02-09 | International Telephone And Telegraph Corporation | Apparatus for regulating current supplied to a telephone line signal of the type employed in digital telephone systems |
| GB2071461B (en) * | 1980-02-14 | 1984-01-25 | Standard Telephones Cables Ltd | Telephone line feed |
| US4315207A (en) * | 1980-06-20 | 1982-02-09 | Advanced Micro Devices, Inc. | Current controlled battery feed circuit |
| US4359609A (en) * | 1980-06-20 | 1982-11-16 | Advanced Micro Devices, Inc. | Circuit with feedback for controlling the impedance thereof |
| US4387273A (en) * | 1980-08-25 | 1983-06-07 | International Telephone And Telegraph Corporation | Subscriber line interface circuit with impedance synthesizer |
| US4317963A (en) * | 1980-09-22 | 1982-03-02 | International Telephone And Telegraph Corporation | Subscriber line interface circuit utilizing impedance synthesizer and shared voltage source for loop current regulation control |
| DE3264466D1 (en) * | 1981-01-28 | 1985-08-08 | Hitachi Ltd | Current supply circuit |
| US4476350A (en) * | 1981-02-17 | 1984-10-09 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Battery feed circuit |
| US4388500A (en) * | 1981-02-27 | 1983-06-14 | Wescom, Inc. | Electronic hybrid |
| US4431868A (en) * | 1981-07-09 | 1984-02-14 | International Telephone And Telegraph Corporation | Solid state telephone line interface circuit with ringing capability |
-
1982
- 1982-12-30 JP JP57233825A patent/JPS59125157A/ja active Granted
-
1983
- 1983-12-16 DE DE8383307671T patent/DE3377968D1/de not_active Expired
- 1983-12-16 EP EP83307671A patent/EP0116767B1/en not_active Expired
- 1983-12-28 US US06/566,476 patent/US4588860A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-12-29 CA CA000444408A patent/CA1208385A/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4588860A (en) | 1986-05-13 |
| CA1208385A (en) | 1986-07-22 |
| EP0116767A3 (en) | 1986-05-14 |
| EP0116767B1 (en) | 1988-09-07 |
| JPS59125157A (ja) | 1984-07-19 |
| DE3377968D1 (en) | 1988-10-13 |
| EP0116767A2 (en) | 1984-08-29 |
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