JPH0468975A - テレビジョン信号処理装置 - Google Patents
テレビジョン信号処理装置Info
- Publication number
- JPH0468975A JPH0468975A JP2179697A JP17969790A JPH0468975A JP H0468975 A JPH0468975 A JP H0468975A JP 2179697 A JP2179697 A JP 2179697A JP 17969790 A JP17969790 A JP 17969790A JP H0468975 A JPH0468975 A JP H0468975A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- equalization
- tap coefficient
- coefficient
- equalization means
- test signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Picture Signal Circuits (AREA)
- Testing, Inspecting, Measuring Of Stereoscopic Televisions And Televisions (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、テレビジョン信号処理装置、特に。
高品位テレビ（ＨＤＴＶ）システムのＴＶ受像１１内の
Ｍ Ｕ Ｓ Ｅ （Ｍｕｌｔｉｐｅ ５ｕｂ−Ｎｙｑｕ
ｉｓｔ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ ）デコ
ーダなどのＴＶ受像機のデコーダに関する。
Ｍ Ｕ Ｓ Ｅ （Ｍｕｌｔｉｐｅ ５ｕｂ−Ｎｙｑｕ
ｉｓｔ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ ）デコ
ーダなどのＴＶ受像機のデコーダに関する。
ＭＵＳＥ方式は一種のサンプル値伝送方式であり、入力
画像信号のサンプルを並べ代えてアナログ・サンプル値
として伝送する（日経エレクトロニクス、１９Ｂ７，１
１，２． （Ｎｏ、４３３）、第１９２ページ１参照
）。
画像信号のサンプルを並べ代えてアナログ・サンプル値
として伝送する（日経エレクトロニクス、１９Ｂ７，１
１，２． （Ｎｏ、４３３）、第１９２ページ１参照
）。
伝送歪みはサンプル値間の干渉となり、再生画面上では
リンギングとなる。このリンギングを除去するためには
、ＭＵＳＥデコーダ内に波形等化器を設けて波形等化を
行うことが有効であるとされている。このＭＵＳＥデコ
ーダの構成例を第８図に示す（たとえば、岩館、他、ｒ
ＭＵＳＥデコーダ内蔵型波形等化器Ｊ、１９８８年テレ
ビジョン学会全国大会、１６−６、ページ３５１〜３５
２、参照）。
リンギングとなる。このリンギングを除去するためには
、ＭＵＳＥデコーダ内に波形等化器を設けて波形等化を
行うことが有効であるとされている。このＭＵＳＥデコ
ーダの構成例を第８図に示す（たとえば、岩館、他、ｒ
ＭＵＳＥデコーダ内蔵型波形等化器Ｊ、１９８８年テレ
ビジョン学会全国大会、１６−６、ページ３５１〜３５
２、参照）。
第８図のＭＵＳＥデコーダは、ローパスフィルタ１１．
クランプ回路１２．Ａ／Ｄコンバータ１３、遅延回路１
４．ＦＥＴを用いたバンファアンブ１６．Ａ／Ｄコンバ
ータ１７．トランスバーサルフィルタ内蔵形波形等化器
１８．サブサンプルスイッチ１９．調整用オン・オフス
イッチ２０゜加算回路１５．受信信号に含まれるＶ Ｔ
Ｔ （Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｉｎｔｅｒｖａｌ Ｔｅ５
ｔ）パルスを取り出す回路２１、マイクロコンピュータ
２２で図示の如く構成されている。遅延回路１４はＡ／
Ｄコンバータ１３の出力を遅延させ、波形等化器１８か
らの信号とのタイミング合わせを行う。
クランプ回路１２．Ａ／Ｄコンバータ１３、遅延回路１
４．ＦＥＴを用いたバンファアンブ１６．Ａ／Ｄコンバ
ータ１７．トランスバーサルフィルタ内蔵形波形等化器
１８．サブサンプルスイッチ１９．調整用オン・オフス
イッチ２０゜加算回路１５．受信信号に含まれるＶ Ｔ
Ｔ （Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｉｎｔｅｒｖａｌ Ｔｅ５
ｔ）パルスを取り出す回路２１、マイクロコンピュータ
２２で図示の如く構成されている。遅延回路１４はＡ／
Ｄコンバータ１３の出力を遅延させ、波形等化器１８か
らの信号とのタイミング合わせを行う。
ＭＵＳＥデコーダで等化すべき歪みは、チューナーのば
らつき、デビオディスクなどの入力特性の相違、伝送系
、信号分配系によって大きく変化する。そこで、波形等
化器１８を用いて歪み成分を補償している。サブサンプ
ルスイッチ１９はＶＩＴパルス受信タイミングで波形等
化フィルタ１８からの等化信号を本線系の信号に印加し
て加算回路１５において歪みの補償を行わせる。また。
らつき、デビオディスクなどの入力特性の相違、伝送系
、信号分配系によって大きく変化する。そこで、波形等
化器１８を用いて歪み成分を補償している。サブサンプ
ルスイッチ１９はＶＩＴパルス受信タイミングで波形等
化フィルタ１８からの等化信号を本線系の信号に印加し
て加算回路１５において歪みの補償を行わせる。また。
調整用オン・オフスイッチ２０はＶＩＴパルスを用いて
調整する期間、閉成（クローズ）される。
調整する期間、閉成（クローズ）される。
マイクロコンピュータ（μＣ）２２は、ＶＩＴパルス取
り出し回路２１で取り出されたＶＩＴパルス信号に基づ
いてＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング内の多重化されて
いる基準インパルス応答に基づいて伝送系などの歪みを
打ち消すように、波形等化器１８のタップ係数を決定し
、そのタップ係数を波形等化器内の係数乗算回路に設定
する。
り出し回路２１で取り出されたＶＩＴパルス信号に基づ
いてＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング内の多重化されて
いる基準インパルス応答に基づいて伝送系などの歪みを
打ち消すように、波形等化器１８のタップ係数を決定し
、そのタップ係数を波形等化器内の係数乗算回路に設定
する。
ＭＵＳＥ方式の伝送レートは１６．２ＭＨ２であるから
１本線系のＡ／Ｄコンバータ１３のサンプリング周波数
（サンプリングレート）は１６゜２ＭＨ２で行う、一方
、波形等化を行うためには、原理的には少なくとも伝送
レートの２倍のサンプリング周波数、３２．４Ｍ）１２
で行う必要があり、副線系のＡ／Ｄコンバータ１７およ
び波形等化器１８のサンプリング周波数は３２．４ＭＨ
２である。
１本線系のＡ／Ｄコンバータ１３のサンプリング周波数
（サンプリングレート）は１６゜２ＭＨ２で行う、一方
、波形等化を行うためには、原理的には少なくとも伝送
レートの２倍のサンプリング周波数、３２．４Ｍ）１２
で行う必要があり、副線系のＡ／Ｄコンバータ１７およ
び波形等化器１８のサンプリング周波数は３２．４ＭＨ
２である。
上述した従来のＭＵＳＥデコーダには下記の問題がある
。
。
一旦等化調整を完了しても伝送系の特性変化などにより
、再調整が必要になることが多い、しかしながら、従来
、自動的に等化調整を行うように構成されておらず、特
性変化に対応できない。
、再調整が必要になることが多い、しかしながら、従来
、自動的に等化調整を行うように構成されておらず、特
性変化に対応できない。
かりに調整用オン・オフスイッチ２ｏを動作させて自動
的に再調整を行わせようとしても、従来の回路構成では
、調整用オン・オフスイッチ２゜をオフ（開成）にした
場合１等化出力がしゃ断され加算回路１５の出力は全（
等化されていない歪みを含んだ受信画像信号のままであ
り１等化調整期間の間、リンギングが発生した再生画像
が表示される。
的に再調整を行わせようとしても、従来の回路構成では
、調整用オン・オフスイッチ２゜をオフ（開成）にした
場合１等化出力がしゃ断され加算回路１５の出力は全（
等化されていない歪みを含んだ受信画像信号のままであ
り１等化調整期間の間、リンギングが発生した再生画像
が表示される。
等化調整時間は歪みの状態によって大きく変化する。た
とえば、３０秒程度で調整完了する場合もあり、数分か
かる場合もある６等化調整はＶＩＴパルスを用いて繰り
返してタップ係数を求めてい（から、その途中の段階で
はかなりずれた等化をする場合もある。調整用オン・オ
フスイッチ２０をオンのままにした場合は、この調整期
間の間、利用者はこのような調整中の画像を見続けさせ
られるという問題がある。
とえば、３０秒程度で調整完了する場合もあり、数分か
かる場合もある６等化調整はＶＩＴパルスを用いて繰り
返してタップ係数を求めてい（から、その途中の段階で
はかなりずれた等化をする場合もある。調整用オン・オ
フスイッチ２０をオンのままにした場合は、この調整期
間の間、利用者はこのような調整中の画像を見続けさせ
られるという問題がある。
上述した問題は、ＭＵＳＥデコーダに限らず。
他のＴＶ受像機で歪み補償を行う場合にも同様に発生す
る。
る。
以上に鑑みて１本発明は１等化調整期間中でも、ある程
度の品質の再生画像を提供しながらオンラインで等化調
整可能なテレビジョン信号処理装置、より特定的には、
ＴＶ受像機のデコーダを提供することを目的とする。
度の品質の再生画像を提供しながらオンラインで等化調
整可能なテレビジョン信号処理装置、より特定的には、
ＴＶ受像機のデコーダを提供することを目的とする。
また本発明は歪み特性の変化に応じて自動的に再調整を
行うテレビジョン信号処理装置、より特定的には、ＴＶ
受像機のデコーダを提供することを目的とする。
行うテレビジョン信号処理装置、より特定的には、ＴＶ
受像機のデコーダを提供することを目的とする。
上記問題を解決するため１本発明の受信信号の波形歪み
の等化を行うテレビジョン信号処理装置は、受信信号に
含まれるテスト信号および映像信号の等化を行う第１の
等化手段および第２の等化手段を有するトランスバーサ
ルフィルタ形波形等化手段と、調整期間の間付勢され、
テスト信号受信期間および映像信号受信期間に応答し前
記第１または第２の等化手段の出力を出力するスイッチ
ング手段と、前記テスト信号に基づいて前記第１の等化
手段を動作させてトランスバーサルフィルタの最適なタ
ップ係数を算出し前記第２の等化手段の係数乗算器に設
定する制御手段とを有する。
の等化を行うテレビジョン信号処理装置は、受信信号に
含まれるテスト信号および映像信号の等化を行う第１の
等化手段および第２の等化手段を有するトランスバーサ
ルフィルタ形波形等化手段と、調整期間の間付勢され、
テスト信号受信期間および映像信号受信期間に応答し前
記第１または第２の等化手段の出力を出力するスイッチ
ング手段と、前記テスト信号に基づいて前記第１の等化
手段を動作させてトランスバーサルフィルタの最適なタ
ップ係数を算出し前記第２の等化手段の係数乗算器に設
定する制御手段とを有する。
好適には、前記制御手段は前記第１の等化手段の等化特
性が所定値以下に低下したとき前記スイッチング手段を
付勢し、前記テスト信号に基づいてタップ係数の調整を
行い、最適なタップ係数が得られたとき前記第２の等化
手段のタップ係数をそのタップ係数で更新して前記スイ
ッチング手段を消勢するするように構成する。
性が所定値以下に低下したとき前記スイッチング手段を
付勢し、前記テスト信号に基づいてタップ係数の調整を
行い、最適なタップ係数が得られたとき前記第２の等化
手段のタップ係数をそのタップ係数で更新して前記スイ
ッチング手段を消勢するするように構成する。
本発明のテレビジョン信号処理装置は、従来と同等のテ
スト信号に対する第１の等化手段の他に、映像信号に対
する第２の等化手段を備えている、この第２の等化手段
による等化出力はテスト信号による等化出力よりは精度
が劣る場合があるが、調整期間おいてもこの映像信号に
対する等化出力によって再生画像が補償されるから、あ
程度の品質の再生画像を提供できる。テスト信号による
タップ係数が得られると、そのタップ係数が第２の等化
手段に設定され、以下、この正確に求められたタップ係
数で等化を行い、歪みを正確に補償する。
スト信号に対する第１の等化手段の他に、映像信号に対
する第２の等化手段を備えている、この第２の等化手段
による等化出力はテスト信号による等化出力よりは精度
が劣る場合があるが、調整期間おいてもこの映像信号に
対する等化出力によって再生画像が補償されるから、あ
程度の品質の再生画像を提供できる。テスト信号による
タップ係数が得られると、そのタップ係数が第２の等化
手段に設定され、以下、この正確に求められたタップ係
数で等化を行い、歪みを正確に補償する。
また、制御手段は歪み特性の変動に対応して自動的に等
化調整を行う。
化調整を行う。
本発明のテレビジョン信号処理装置の１実施例としてＨ
ＤＴＶのＴＶ受像機内のＭＵＳＥデコーダに適用した場
合について第１図を参照して述べ第１図において、第８
図を参照して述べた従来構成と同じ要素は同じ符号を付
しているので説明を省略する。
ＤＴＶのＴＶ受像機内のＭＵＳＥデコーダに適用した場
合について第１図を参照して述べ第１図において、第８
図を参照して述べた従来構成と同じ要素は同じ符号を付
しているので説明を省略する。
第８図の構成と比較すると、第１図に示したＴＶ受像機
のＭＵＳＥデコーダには、波形等化手段としての特性切
替可能な波形等化回路２３．スイッチング手段としての
モードスイッチング回路２４、および、制御手段として
の制御用マイクロコンピュータ（μＣ）２４が設けられ
ている。
のＭＵＳＥデコーダには、波形等化手段としての特性切
替可能な波形等化回路２３．スイッチング手段としての
モードスイッチング回路２４、および、制御手段として
の制御用マイクロコンピュータ（μＣ）２４が設けられ
ている。
第１図における波形等化回路２３．モードスイッチング
回路２４および制御用μＣ２５の第１の構成例を第２図
に示す。
回路２４および制御用μＣ２５の第１の構成例を第２図
に示す。
波形等化回路２３は、第１の等化手段としての映像信号
波形等化器２３Ａと、第２の等化手段としてのＶＩＴパ
ルス信号波形等化器２３Ｂとが並列に接続されて構成さ
れている。ＶＩＴパルス信号が上記テスト信号に対応す
る。映像信号波形等化器２３Ａは第３図に示すように、
転置形トランスバーサルフィルタで構成されている。す
なわち、このトランスバーサルフィルタ２３Ａは、単位
遅延要素１０１〜１０５．係数乗算器１１１〜１１５、
加算回路１２１〜１２５が順次直列に接続された複数タ
ップ、たとえば、５タツプのトランスバーサルフィルタ
である。係数乗算器１１１〜１１６のタップ係数ｋＡ１
〜ｋＡ６は後述するように、調整期間、制御用μＣ２５
によって歪み特性に応じて更新されていり、シたがって
、映像信号波形等化器２３Ａと制御用μＣ２５とで適応
形トランスバーサルフィルタを構成している。ＶＩＴパ
ルス信号波形等化器２３Ｂも同様な回路構成を有する転
置形トランスバーサルフィルタである、このタップ係数
ｋＢ１−ｋＢ６も制御用μＣ２５から更新される。これ
らの波形等化器２３Ａと波形等化器２３ＢにはＡ／Ｄコ
ンバータ１７でサンプリングされた受信信号が入力され
ている。
波形等化器２３Ａと、第２の等化手段としてのＶＩＴパ
ルス信号波形等化器２３Ｂとが並列に接続されて構成さ
れている。ＶＩＴパルス信号が上記テスト信号に対応す
る。映像信号波形等化器２３Ａは第３図に示すように、
転置形トランスバーサルフィルタで構成されている。す
なわち、このトランスバーサルフィルタ２３Ａは、単位
遅延要素１０１〜１０５．係数乗算器１１１〜１１５、
加算回路１２１〜１２５が順次直列に接続された複数タ
ップ、たとえば、５タツプのトランスバーサルフィルタ
である。係数乗算器１１１〜１１６のタップ係数ｋＡ１
〜ｋＡ６は後述するように、調整期間、制御用μＣ２５
によって歪み特性に応じて更新されていり、シたがって
、映像信号波形等化器２３Ａと制御用μＣ２５とで適応
形トランスバーサルフィルタを構成している。ＶＩＴパ
ルス信号波形等化器２３Ｂも同様な回路構成を有する転
置形トランスバーサルフィルタである、このタップ係数
ｋＢ１−ｋＢ６も制御用μＣ２５から更新される。これ
らの波形等化器２３Ａと波形等化器２３ＢにはＡ／Ｄコ
ンバータ１７でサンプリングされた受信信号が入力され
ている。
第４図にＭＵＳＥ信号の伝送信号形態を示す。
第４図から明らかなように、ＶＩＴパルスが挿入されて
いるＶＩＴＳ期間（以下、■期間と呼ぶ）と映像期間（
以下、Ｐ期間と呼ぶ）とがある。
いるＶＩＴＳ期間（以下、■期間と呼ぶ）と映像期間（
以下、Ｐ期間と呼ぶ）とがある。
第５図を参照して第２図の回路の動作を述べるまず１時
点ｔｌにおいて調整が開始すると、制御用μＣ２５は映
像信号波形等化器２３ＡおよびＶＩＴパルス信号波形等
化器２３Ｂのタップ係数、単位時間遅延要素などを初期
化しく第５図（ｂ））、モードスイッチング回路２４を
付勢して調整期間の間、Ｐ期間では映像信号波形等化器
２３Ａの等化出力をＶ期間ではＶＩＴパルス信号波形等
化器２３Ｂの等化出力をモードスイッチング回路２４か
ら選択的に出力させるようにする（第５図（ｃ））、映
像信号波形等化器２３ＡはＰ期間に等化処理を行い、Ｖ
ＩＴパルス信号波形等化器２３ＢはＰ期間に等化処理を
行う、これらの等化調整動作については後述する。
点ｔｌにおいて調整が開始すると、制御用μＣ２５は映
像信号波形等化器２３ＡおよびＶＩＴパルス信号波形等
化器２３Ｂのタップ係数、単位時間遅延要素などを初期
化しく第５図（ｂ））、モードスイッチング回路２４を
付勢して調整期間の間、Ｐ期間では映像信号波形等化器
２３Ａの等化出力をＶ期間ではＶＩＴパルス信号波形等
化器２３Ｂの等化出力をモードスイッチング回路２４か
ら選択的に出力させるようにする（第５図（ｃ））、映
像信号波形等化器２３ＡはＰ期間に等化処理を行い、Ｖ
ＩＴパルス信号波形等化器２３ＢはＰ期間に等化処理を
行う、これらの等化調整動作については後述する。
ＶＩＴパルス信号波形等化器２３Ｂで所定の等化特性が
得られるまで、モードスイッチング回路２４からは映像
信号波形等化器２３ＡとＶＩＴパルス信号波形等化器２
３Ｂの等化出力とがＰ期間とＶ期間とに対応して交互に
加算回路１５に印加され２等化調整期間においても再生
画像が映像信号波形等化器２３Ａの等化結果によって歪
み補償される。この映像信号波形等化器２３Ａの等化出
力は粗い等化状態の場合が多いが９等化調整期間におい
てもある程度歪み補償された再生画像を提供できること
になる。
得られるまで、モードスイッチング回路２４からは映像
信号波形等化器２３ＡとＶＩＴパルス信号波形等化器２
３Ｂの等化出力とがＰ期間とＶ期間とに対応して交互に
加算回路１５に印加され２等化調整期間においても再生
画像が映像信号波形等化器２３Ａの等化結果によって歪
み補償される。この映像信号波形等化器２３Ａの等化出
力は粗い等化状態の場合が多いが９等化調整期間におい
てもある程度歪み補償された再生画像を提供できること
になる。
時点ｔ２において、ＶＩＴパルス信号波形等化器２３Ｂ
の等化特性が所定の値に到達したとき。
の等化特性が所定の値に到達したとき。
制御用μＣ２５はそのＶＩＴパルス信号波形等化器２３
Ｂで得られたタップ係数を映像信号波形等化器２３Ａの
係数乗算器に設定する。そして３時点ｔ３において９制
御用μＣ２５はモードスイッチング回路２４を消勢し、
それ以降、モードスイッチング回路２４は映像信号波形
等化器２３Ａの等化出力のみを出力するＡ接点状態で固
定される。したがって、−旦、ＶｒＴパルス信号波形等
化器２３ＢでＶＪＴパルス信号について所定の等化特性
が得られたらその等化特性に基づいて映像信号が等化さ
れ、その等化結果に基づいて受信信号の歪みが補償され
る。
Ｂで得られたタップ係数を映像信号波形等化器２３Ａの
係数乗算器に設定する。そして３時点ｔ３において９制
御用μＣ２５はモードスイッチング回路２４を消勢し、
それ以降、モードスイッチング回路２４は映像信号波形
等化器２３Ａの等化出力のみを出力するＡ接点状態で固
定される。したがって、−旦、ＶｒＴパルス信号波形等
化器２３ＢでＶＪＴパルス信号について所定の等化特性
が得られたらその等化特性に基づいて映像信号が等化さ
れ、その等化結果に基づいて受信信号の歪みが補償され
る。
制御用μＣ２５はその後もｌｒＴパルス信号波形等化器
２３Ｂにおける等化状態を監視し、その等化特性、具体
的には後述する誤差、が所定の値より低下した場合、モ
ードスイッチング回路２４を付勢し再び等化調整を行う
。
２３Ｂにおける等化状態を監視し、その等化特性、具体
的には後述する誤差、が所定の値より低下した場合、モ
ードスイッチング回路２４を付勢し再び等化調整を行う
。
この場合、映像信号波形等化器２３Ａの動作形態として
は次に述べる方法が選択できる。第１の方法は、上記同
様、映像信号波形等化器２３ＡをＶＩＴパルス信号波形
等化器２３Ｂとともに等化動作させることである。第２
の方法は、映像信号波形等化器２３Ａのタップ係数はＶ
ＩＴパルス信号波形等化器２３Ｂで得られたタップ係数
が更新されるまで、以前に設定されたものを維持し続け
ることである。第３の方法は、歪ろ特性に応じて上記２
つの方法を選択的に採用することである。
は次に述べる方法が選択できる。第１の方法は、上記同
様、映像信号波形等化器２３ＡをＶＩＴパルス信号波形
等化器２３Ｂとともに等化動作させることである。第２
の方法は、映像信号波形等化器２３Ａのタップ係数はＶ
ＩＴパルス信号波形等化器２３Ｂで得られたタップ係数
が更新されるまで、以前に設定されたものを維持し続け
ることである。第３の方法は、歪ろ特性に応じて上記２
つの方法を選択的に採用することである。
本発明においてはいずれの方法をも適用できる。
いずれの場合においても、この再調整期間、歪み補償さ
れた再生画像が表示されることになる。
れた再生画像が表示されることになる。
映像信号波形等化器２３ＡおよびＶＩＴパルス信号波形
等化器２３Ｂの調整は、制御用μＣ２５が誤差が最小に
なるように、これらの係数乗算器のタップ係数を繰り返
し演算によって更新することによって行われる。以下、
ＶＩＴパルス信号に基づいた等化調整についてそのアル
ゴリズムを述べる（前掲、１９８８年プレビジョン学会
全国大会、論文１６−５．参照）。
等化器２３Ｂの調整は、制御用μＣ２５が誤差が最小に
なるように、これらの係数乗算器のタップ係数を繰り返
し演算によって更新することによって行われる。以下、
ＶＩＴパルス信号に基づいた等化調整についてそのアル
ゴリズムを述べる（前掲、１９８８年プレビジョン学会
全国大会、論文１６−５．参照）。
制御用μＣ２５は第１図のＶｒＴパルス取り出し回路２
１からのＶＩＴパルスと理想インパルス応答との誤差お
よびタップ係数を計算する。
１からのＶＩＴパルスと理想インパルス応答との誤差お
よびタップ係数を計算する。
タップ係数をＨ（ｎＴ） 、 （ただし、ｎは整数、
Ｔはサンプリング周波数３２．４ＭＨ２の時間間隔）、
伝送特性をＦ（ｎＴ） 、理想インパルス応答をＩ（ｎ
Ｔ） 、受信系列をＹ（ｎＴ）とすると、受信系列Ｙ
（ｎＴ）は下記式で表される。
Ｔはサンプリング周波数３２．４ＭＨ２の時間間隔）、
伝送特性をＦ（ｎＴ） 、理想インパルス応答をＩ（ｎ
Ｔ） 、受信系列をＹ（ｎＴ）とすると、受信系列Ｙ
（ｎＴ）は下記式で表される。
Ｙ（ｎＴ） ＝ ［Ｉ（ｎＴ） 寧 Ｆ（ｎＴ）
］ ＋ ［Ｉ（ｎＴ） ＊Ｆ（ｎＴ） ＊
Ｈ（ｎＴ）］ ・ ・ ・ （１） ただし、＊はコンポリューション Ｈ（ｎＴ） ＝ Ｆ ”’（ｎＴ） ・ δ（ｎＴ）
・・・（２）ただし ｎ＝ｏでδ（ｎＴ）・１゜ その他でδ（ｎＴ）・０ であれば。
］ ＋ ［Ｉ（ｎＴ） ＊Ｆ（ｎＴ） ＊
Ｈ（ｎＴ）］ ・ ・ ・ （１） ただし、＊はコンポリューション Ｈ（ｎＴ） ＝ Ｆ ”’（ｎＴ） ・ δ（ｎＴ）
・・・（２）ただし ｎ＝ｏでδ（ｎＴ）・１゜ その他でδ（ｎＴ）・０ であれば。
し処理を行うと、その時のタップ係数旧（ｎＴ）は下記
式で表される。
式で表される。
旧（ｎＴ） ＝ Ｉ（−ｎＴ）） Ｐ（−ｎＴ）
Ｙ（ｎＴ） ＝ ｒ（ｎＴ） ・・
・（３）となり等化は完了する。振幅特性は等化されな
いので、各ＶＩＴタイミングごと繰り返して等化を行う
、この繰り返し補正は、ＶＩＴパルス取り出し回路２１
から制御用μＣ２５に入力したＶＩＴパルスと理想イン
パルス応答との誤差を用いてその時点のタップ係数を補
正することにより行う。ｉ回目のタップ係数Ｈ＋ （ｎ
Ｔ）に対する受信系列は次式になる。
Ｙ（ｎＴ） ＝ ｒ（ｎＴ） ・・
・（３）となり等化は完了する。振幅特性は等化されな
いので、各ＶＩＴタイミングごと繰り返して等化を行う
、この繰り返し補正は、ＶＩＴパルス取り出し回路２１
から制御用μＣ２５に入力したＶＩＴパルスと理想イン
パルス応答との誤差を用いてその時点のタップ係数を補
正することにより行う。ｉ回目のタップ係数Ｈ＋ （ｎ
Ｔ）に対する受信系列は次式になる。
旧（ｎＴ）＊Ｉ（ｎＴ） ＊Ｆ（ｎＴ） ＋Ｉ（ｎＴ）
＊Ｆ（ｎＴ）−Ｉ（ｎＴ） 十Ｅｉ（ｎＴ） ・ ・ ・ （４） ただし、 Ｅｉ （ｎＴ）は誤差 この誤差Ｅｉ （ｎＴ）が小さくなるように順次繰り返
このようにして、その時の繰り返しステップｉにおける
タップ係数Ｈ＋ （ｎＴ） ＝タップ係数ｋＢ１〜ｋＢ
６と誤差Ｅ１とが算出される。
＊Ｆ（ｎＴ）−Ｉ（ｎＴ） 十Ｅｉ（ｎＴ） ・ ・ ・ （４） ただし、 Ｅｉ （ｎＴ）は誤差 この誤差Ｅｉ （ｎＴ）が小さくなるように順次繰り返
このようにして、その時の繰り返しステップｉにおける
タップ係数Ｈ＋ （ｎＴ） ＝タップ係数ｋＢ１〜ｋＢ
６と誤差Ｅ１とが算出される。
以下１ この誤差が所定以下になるまで、上記繰り返し
演算を行い、ＶＩＴパルス信号波形等化器２３Ｂのタッ
プ係数ｋＢ１〜ｋＢ６を更新していく。
演算を行い、ＶＩＴパルス信号波形等化器２３Ｂのタッ
プ係数ｋＢ１〜ｋＢ６を更新していく。
初期調整段階においては、映像信号波形等化器２３Ａの
係数乗算器のタップ係数ｋＡ１−ｋＡ６が制御用μＣ２
５によって上記同様に更新されていく、そして、ＶＩＴ
パルス信号波形等化器２３Ｂの誤差が所定以下になった
時、映像信号波形等化器２３Ａの係数乗算器のタップ係
数ｋＡ１〜ｋＡ６がタップ係数ｋＢ１〜ｋＢ６で入替え
られることは上述した通りである。
係数乗算器のタップ係数ｋＡ１−ｋＡ６が制御用μＣ２
５によって上記同様に更新されていく、そして、ＶＩＴ
パルス信号波形等化器２３Ｂの誤差が所定以下になった
時、映像信号波形等化器２３Ａの係数乗算器のタップ係
数ｋＡ１〜ｋＡ６がタップ係数ｋＢ１〜ｋＢ６で入替え
られることは上述した通りである。
第６図に波形等化回路２３の第２の構成例を示す。第２
図の波形等化回路２３は第１および第２の等化手段とし
てそれぞれ異なる映像信号波形等化器２３ＡおよびＶＩ
Ｔパルス信号波形等化器２３Ｂを設けているが、第６図
の波形等化回路２３は１個のトランスバーサルフィルタ
を第１および第２の等化手段として共用し、タップ係数
ｋＡ１〜ｋＡ６およびタップ係数ｋＢ１〜ｋＢ６をスイ
ッチング回路１３１〜１３６を介して係数乗算器１１１
〜１１５に選択的に設定可能に構成している。タップ係
数ｋＡ１〜ｋＡ６およびタップ係数ｋＢ１−ｋＢ６は上
記同様、制御用μＣ２５から設定される。スイッチング
回路１３１〜１３６は上記モードスイッチング回路２４
と同様に動作する。
図の波形等化回路２３は第１および第２の等化手段とし
てそれぞれ異なる映像信号波形等化器２３ＡおよびＶＩ
Ｔパルス信号波形等化器２３Ｂを設けているが、第６図
の波形等化回路２３は１個のトランスバーサルフィルタ
を第１および第２の等化手段として共用し、タップ係数
ｋＡ１〜ｋＡ６およびタップ係数ｋＢ１〜ｋＢ６をスイ
ッチング回路１３１〜１３６を介して係数乗算器１１１
〜１１５に選択的に設定可能に構成している。タップ係
数ｋＡ１〜ｋＡ６およびタップ係数ｋＢ１−ｋＢ６は上
記同様、制御用μＣ２５から設定される。スイッチング
回路１３１〜１３６は上記モードスイッチング回路２４
と同様に動作する。
第６図の波形等化回路２３は高価なトランスバーサルフ
ィルタが１個でよいから、第２図に示した回路構成に比
して価格を低減できる。
ィルタが１個でよいから、第２図に示した回路構成に比
して価格を低減できる。
波形等化回路２３は第３図および第６図に示したトラン
スバーサルフィルタ回路構成に限定されず、他の構成の
トランスバーサルフィルタ回路構成、または、トランス
バーサルフィルタと同等のものでもよい、第７図に上記
転置形トランスバーサルフィルタとは異なる回路構成の
トランスバーサルフィルタの回路図を示す。
スバーサルフィルタ回路構成に限定されず、他の構成の
トランスバーサルフィルタ回路構成、または、トランス
バーサルフィルタと同等のものでもよい、第７図に上記
転置形トランスバーサルフィルタとは異なる回路構成の
トランスバーサルフィルタの回路図を示す。
以上の記述において１本発明のテレビジョン信号処理装
置の１実施例としてＨＤＴＶシステムのＴＶ受像機のＭ
ＵＳＥデコーダについて例示したが１本発明はＭＵＳＥ
デコーダに限定されず１等化調整を行う他のテレビジョ
ン信号処理装置にも適用できる。
置の１実施例としてＨＤＴＶシステムのＴＶ受像機のＭ
ＵＳＥデコーダについて例示したが１本発明はＭＵＳＥ
デコーダに限定されず１等化調整を行う他のテレビジョ
ン信号処理装置にも適用できる。
以上述べたように８本発明のテレビジョン信号処理装置
によれば、初期の等化調整期間中においてもある程度歪
み補償された再生画像が提供できる。
によれば、初期の等化調整期間中においてもある程度歪
み補償された再生画像が提供できる。
また本発明のテレビジョン信号処理装置によれば、歪み
特性の変動に応じて自動的に等化特性が調整できるから
、歪み状態に応じた適切な等化が可能になる。この場合
の再生画像は既に得られている等化特性によって相当品
質のよい歪み補償を行われた再生画像を提供できる。
特性の変動に応じて自動的に等化特性が調整できるから
、歪み状態に応じた適切な等化が可能になる。この場合
の再生画像は既に得られている等化特性によって相当品
質のよい歪み補償を行われた再生画像を提供できる。
第１図は本発明のテレビジョン信号処理装置の１実施例
としてのＴＶ受像機のデコーダの構成図第２図は第１図
の波形等化回路の第１の例の構成図、第３図は第２図の
波形等化回路を構成する第１の例としてのトランスバー
サルフィルタの回路図、第４図はＭＵＳＥ信号の信号伝
送形態図。 第５図は第２図に示した制御用マイクロコンピュータ、
映像信号波形等化器、ＶＩＴパルス信号波形等化器、お
よび、モードスイッチング回路の調整動作タイミング図
、第６図は第２図の波形等化回路の他の構成例を示す図
、第７図は本発明の実施例における波形等化器としての
トランスバーサルフィルタの他の構成例を示す図、第８
図は従来のＭＵＳＥデコーダの構成図である。 （符号の説明） １３、１ １９ ・ ・ ２１ ・ ・ ２３ ・ ・ ２３Ａ ・ ２３Ｂ ・ ２４ ・ ・ ２５ ・ ・ ・・・Ａ／Ｄコンバータ。 サブサンプリングスイッチ。 ＶＩＴパルス取り出し回路。 波形等化回路。 映像信号波形等化器 ＶＩＴパルス信号波形等化器。 モードスイッチング回路。 制御用マイクロコンピュータ。
としてのＴＶ受像機のデコーダの構成図第２図は第１図
の波形等化回路の第１の例の構成図、第３図は第２図の
波形等化回路を構成する第１の例としてのトランスバー
サルフィルタの回路図、第４図はＭＵＳＥ信号の信号伝
送形態図。 第５図は第２図に示した制御用マイクロコンピュータ、
映像信号波形等化器、ＶＩＴパルス信号波形等化器、お
よび、モードスイッチング回路の調整動作タイミング図
、第６図は第２図の波形等化回路の他の構成例を示す図
、第７図は本発明の実施例における波形等化器としての
トランスバーサルフィルタの他の構成例を示す図、第８
図は従来のＭＵＳＥデコーダの構成図である。 （符号の説明） １３、１ １９ ・ ・ ２１ ・ ・ ２３ ・ ・ ２３Ａ ・ ２３Ｂ ・ ２４ ・ ・ ２５ ・ ・ ・・・Ａ／Ｄコンバータ。 サブサンプリングスイッチ。 ＶＩＴパルス取り出し回路。 波形等化回路。 映像信号波形等化器 ＶＩＴパルス信号波形等化器。 モードスイッチング回路。 制御用マイクロコンピュータ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、受信信号の波形歪みの等化を行うテレビジョン信号
処理装置であって、 受信信号に含まれるテスト信号および映像信号の等化を
行う第１の等化手段および第２の等化手段を有するトラ
ンスバーサルフィルタ形波形等化手段と、調整期間の間
付勢され、テスト信号受信期間および映像信号受信期間
に応答し前記第１または第２の等化手段の出力を出力す
るスイッチング手段と、前記テスト信号に基づいて前記
第１の等化手段を動作させてトランスバーサルフィルタ
の最適なタップ係数を算出し前記第２の等化手段の係数
乗算器に設定する制御手段とを具備することを特徴とす
るテレビジョン信号処理装置。 ２、前記制御手段は前記第１の等化手段における等化特
性が所定値以下に低下したとき前記スイッチング手段を
付勢し、前記テスト信号に基づいてタップ係数の調整を
行い、最適なタップ係数が得られたとき前記第２の等化
手段のタップ係数をそのタップ係数で更新して前記スイ
ッチング手段を消勢する請求項１記載のテレビジョン信
号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17969790A JP3256966B2 (ja) | 1990-07-09 | 1990-07-09 | テレビジョン信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17969790A JP3256966B2 (ja) | 1990-07-09 | 1990-07-09 | テレビジョン信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0468975A true JPH0468975A (ja) | 1992-03-04 |
| JP3256966B2 JP3256966B2 (ja) | 2002-02-18 |
Family
ID=16070295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17969790A Expired - Fee Related JP3256966B2 (ja) | 1990-07-09 | 1990-07-09 | テレビジョン信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3256966B2 (ja) |
-
1990
- 1990-07-09 JP JP17969790A patent/JP3256966B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3256966B2 (ja) | 2002-02-18 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |