JPH0470831B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電話交換機等の加入者回路に関す
る。

一般に時分割電話交換機の加入者回路には、通
話電流の供給、外来サージに対する保護、電鈴信
号の送出、加入者の監視、２線４線変換、加入者
試験、平衝不平衝変換等の各種の機能が要求され
る。

この発明はこの内特に通話電流の供給、外来サ
ージに対する保護、加入者の監視、２線４線変換
および平衝不平衝変換の機能に関する。

従来２線４線変換および平衝不平衝変換には、
電話回線に接続された第１の巻線と、一端が交換
回路入力に接続された第２の巻線と、一端が交換
回路出力に接続された第３の巻線とからなる三巻
線変成器と、前記第２の巻線の他端および前記第
３の巻線の他端に一端が、地気に他端がそれぞれ
接続された平衝回路網とによつて構成される回路
が知られていた。

この三巻線変成器を用いた加入者回路において
は各電話器への給電は前記第１の巻線を通して行
なわれることが多く、この場合この直流電流によ
る磁心の飽和を防ぐ目的から前記三巻線変成器に
は形状の大きな磁心を用いなければならなかつ
た。

さらにまた従来の加入者回路は通話電流の供給
を行なう為の蓄電池と電話機との間に直列にリレ
ー巻線を挿入することによつて加入者の監視を行
なうとともにこのリレー巻線の直流抵抗によつて
通話電流の制限を行なつていた。この為電話回線
の距離が短かい場合には蓄電池から供給される電
力の大半はリレー巻線で熱エネルギーとして消費
され電力の利用効率が著しく劣化するとともに加
入者回路の集積化を阻む一因となつていた。

この発明の目的は小型、軽量で大きな電力を消
費することなく集積化の容易な加入者回路を提供
することにある。

この発明によれば一方の出力を電話回線に接続
された２出力DC−DCコンバータとは、前記２出
力DC−DCコンバータの一方の出力を流れる電流
を検出する電流検出回路と、前記２出力DC−DC
コンバータの他方の出力に入力が接続され、音声
信号を除去する低域波器と、交換回路出力に第
１の入力が、前記電流検出回路の出力に第２の入
力が、前記低域波器の出力に第３の入力がそれ
ぞれ接続された加算回路と、前記加算回路の出力
を基準電圧と比較する比較回路と、前記比較回路
の出力に応じて２出力DC−DCコンバータの出力
を制御する制御回路と、前記２出力DC−DCコン
バータの他方の出力に一方の入力が、交換回路出
力に他方の入力が、交換回路入力に出力がそれぞ
れ接続された減算回路と、中央制御装置によつて
制御の行なわれるフリツプ、フロツプ回路と、前
記フリツプ、フロツプ回路の出力に一方の入力が
接続され、他方の入力に走査パルスが加えられ、
その出力によつて前記制御回路の制御動作の停
止、開始を制御する論理和回路と、前記２出力
DC−DCコンバータの他方の出力に一端が、前記
加算回路の第３の入力に他端がそれぞれ接続さ
れ、前記フリツプ、フロツプ回路の出力によつて
開閉制御の行なわれるスイツチ素子と、前記電流
検出回路の出力に入力が、中央制御装置に出力が
それぞれ接続され前記電流検出回路の出力をあら
かじめ定められた電圧と比較する比較回路とを少
なくとも有する加入者回路が得られる。

次にこの発明について図面を参照して説明す
る。

第１図は従来の加入者回路の一例を示す図であ
る。

第１図によれば従来の加入者回路は、第１の端
子１００に一端が、第２の端子１０１に他端がそ
れぞれ接続された巻線の途中に直流阻止コンデン
サ１０２が挿入された第１の巻線１０３と、第３
の端子１０４に一端が接続された第２の巻線１０
５と、この巻線第２の１０５の他端に一端が、第
４の端子１０６に他端がそれぞれ接続された第３
の巻線１０７とによつて構成されれる変成器１０
８と、前記直流阻止コンデンサ１０２の一端に一
端が接続された第１のリレー巻線１０９と、前記
直流阻止コンデンサ１０２の他端に一端が、地気
に他端がそれぞれ接続され前記第１のリレー巻線
１０９と同一の磁心に巻かれた第２のリレー巻線
１１０と前記第１のリレー巻線１０９の他端にマ
イナスの端子が、地気にプラスの端子がそれぞれ
接続された蓄電池１１１と、前記第２の巻線１０
５の他端に一端が、地気に他端がそれぞれ接続さ
れた平衡回路網１１２と、第５の端子１１３に一
端が、第６の端子と１１４に他端がそれぞれ接続
された前記第１および第２のリレー巻線１０９，
１１０によつて開閉制御の行なわれるリレー接点
１１５とを含む。

第１図において電話機により第１の端子１００
と第２の端子１０１との間に対地平衡の形で加え
られた音声信号は変成器１０８によつて対地不平
衝の形に変換された後、第３の端子１０４を経て
図示していない交換回路入力に伝達される。

一方交換回路によつて第４の端子１０６に対地
不平衡の形で加えられた音声信号は変成器１０８
によつて対地平衡の形に変換された後、第１の端
子１００と第２の端子１０１との間に接続された
電話機に送出される。

この時第１の端子１００と第２の端子１０１と
の間に接続される線路および電話機のインピーダ
ンスと平衡回路網１１２のインピーダンスとが充
分平衡していなければ第１の巻線１０３による磁
界と、第３の巻線１０７による磁界とが打ち消し
て合つて第３の端子１０４には第４の端子１０６
に加えられる音声信号による誘起電圧は現われな
い。

また第１図において電話機への給電は、蓄電池
１１１により地気−第２のリレー巻線１１０―第
１の巻線１０３−第２の端子１０１−線路および
電話機−第１の端子１００−第１の巻線１０３−
第１のリレー巻線１０９−蓄電池１１１の経路で
行なわれ給電電流は第１および第２のリレー巻線
１０９，１１０および変成器１０８の第１の巻線
１０３の直流抵抗によつて制限を受ける。

ここで第５の端子１１３および第６の端子１１
４には図示していない中央制御装置が接続され前
記第１および第２のリレー巻線１０９，１１０を
流れる通話電流によつて開閉制御の行なわれるリ
レー接点１１５を監視することにより電話機のオ
ンフツク、オフフツク検出が行なわれる。

このような従来の加入者回路では直流重畳によ
る音声信号の劣化を防ぐため変成器１０８の磁心
形状の大きなものが用いられ、更に第１、第２の
リレー巻線１０９，１１０および変成器１０８の
第１の巻線１０３の直流抵抗によつて多くの電力
を消費していた。

第２は本発明の第１の実施例を示す図であり
DC−DCコンバータとして特にフライバツクコン
バータを用いた例を示す。

第２図によれば、この発明の第１の実施例は、
プラスの端子が地気に接続された蓄電池２００
と、この蓄電池２００のマイナスの端子に一端が
接続された第１の巻線２０１と、この第１の巻線
２０１と同一の磁心に巻かれた第２の巻線２０２
と、一端が地気に接続された第３の巻線２０３と
からなる変成器２０４と、前記第１の巻線２０１
の他端にコレクタが、地気にエミツタがそれぞれ
接続されたトランジスタ２０５と前記第２の巻線
２０２の一端にカソードが、第１の端子２０６の
アノードがそれぞれ接続された第１のダイオード
２０７と、この第１のダイオード２０７のアノー
ドに一端が、前記第２の巻線２０２の他端に他端
がそれぞれ接続された第１の平滑コンデンサ２０
８と、この第１の平滑コンデンサ２０８の一端に
入力の一方が、第１の端子２０６に入力の他方
が、第３の端子２１０に出力がそれぞれ接続され
利得Ｋを有する電流検出回路２１１と、この電流
検出回路２１１の出力に一端が、地気に他端がそ
れぞれ接続され抵抗値Ｒを有する第１の抵抗器２
１２と、前記第１の端子２０６に一端が接続され
た第１の直流阻止コンデンサ２１３と、この第１
の直流阻止コンデンサ２１３の他端に一端が、第
２の端子２０９に他端がそれぞれ接続される抵抗
値R_Oを有する第２の抵抗器２１４と、前記第３
の巻線２０３の他端にカソードが接続された第２
のダイオード２１５と、この第２のダイオード２
１５のアノードに一端が、地気に他端がそれぞれ
接続された第２の平滑コンデンサ２１６と、前記
第２のダイオード２１５のアノードに一端が、地
気に他端がそれぞれ接続された第３の抵抗器２１
７と、前記第２のダイオード２１５のアノードに
入力が接続され300Hz以下の遮断周波数を有する
低減波器２１８と、第４の端子２１９に第１の
入力が、前記第３の端子２１０に第２の入力が、
前記低減波器２１８の出力に第３の入力がそれ
ぞれ接続された加算回路２２０と、プラスの端子
が地気に接続され超電力E_Sを有する第１の基準電
圧源２２１と、この第１の基準電圧源２２１のマ
イナスの端子に一方の入力が、前記加算回路２２
０の出力に他方の入力がそれぞれ接続された第１
の比較回路２２２と、この第１の比較回路２２２
の出力に入力が、前記トランジスタ２０５のベー
スに出力がそれぞれ接続され第１の比較回路２２
２の出力に応じてトランジスタ２０５の断続を制
御する制御回路（たとえば、昭和55年５月20日オ
ーム社発行の電子通信ハンドブツク第727頁図３
３ａのデユーテイ可変発信器）２２３と、前記第
２のダイオード２１５のアノードに一端が接続さ
れた第２の直流阻止コンデンサ２２４と、この第
２の直流阻止コンデンサ２２４の他端に非反転入
力が、前記第４の端子２１９に反転入力が、第５
の端子２２５に出力がそれぞれ接続され減算回路
として動作する差動増幅器２２６と、第６の端子
２２７にセツト入力が、第７の端子２２８にリセ
ツト入力がそれぞれ接続されたフリツプフロツプ
回路２２９と、このフリツプフロツプ回路２２９
の出力に一方の入力が、第８の端子２３０に他方
の入力が、前記制御回路２２３のインヒビツト入
力に出力がそれぞれ接続された論理和回路２３１
と、第２のダイオード２１５のアノードに一端が
前記加算回路２２０の第２の入力に他端がそれぞ
れ接続され前記フリツプフロツプ回路２２９の出
力によつて開閉制御の行なわれるスイツチ素子２
３２と、地気にプラスの端子が接続された第２の
基準電圧源２３３と、この基準電圧源２３３のマ
イナスの端子に一方の入力が、第３の端子２１０
に他方の入力が、第９の端子２３４に出力がそれ
ぞれ接続された第２の比較回路２３５を含む。

第２図において、第１および第２の端子２０６
および２０９には線路および電話機が、第４の端
子２１９には交換回路出力が、第５の端子２２５
には交換回路入力がそれぞれ接続される。

さらに第２図においてトランジスタ２０５と第
１および第２のダイオード２０７および２１５と
は相補のスイツチを構成しておりトランジスタ２
０５がオンの時に蓄電池２００からの電流によつ
て変成器２０４の励磁インダクタンスにエネルギ
ーを蓄え、オフの時にこのエネルギーを第１およ
び第２のダイオード２０７および２１５を通して
それぞれ第１の端子２０６および第２の端子２０
９に接続された線路および電話機と、第３の抵抗
器２１７に供給される。

この時第１および第２の平滑コンデンサ２０８
および２１６はそれぞれ線路および電話機の直流
抵抗ならびに第３の抵抗器２１７とともに出力電
圧を平滑化する働きをする。

第２図において第２の巻線２０２と第３の巻線
２０３巻線数が等しく第１の比較回路２２２の入
力から第１および第２の平滑コンデンサ２０８お
よび２１６に到る伝達関数をＡ、第１および第２
の平滑コンデンサ２０８および２１６の両端の直
流電圧をV_O、電流検出回路２１１の入力抵抗を
r_f、第１の端子および第２の端子２０６および２
０９に接続される線路および電話機の直流抵抗を
R_L、第１の端子２０６と第２の端子２０９との
間の直流電圧をE_p、電話機に供給される直流電流
をI_Lとする低域波器２１８の低減遮断周波数以
下の周波数に対して次式が成立する。

I_L＝V_p／r_f＋R_L ……(1) E_p＝I_LR_L ……(2) V_p＝Ａ｛E_s−（V_p＋KRI_L）｝ ……(3) ここでＡ≫１、R_L≫r_fであれば次式が得られ
る。

E_p＝E_s−KRI_L ……(4) すなわち第２図に示した第１の実施例は、第１
の端子および第２の端子２０６および２０９に接
続された線路および電話機に対して抵抗値KRの
電流制限抵抗を有する超電力E_Sの定電圧源として
給電を行なう。

また図示していない交換回路によつて第４の端
子２１９に加えられる音声信号の電圧をe_io、第
１および第２の平滑コンデンサ２０８および２１
６の両端の交流電圧をν_p、第１の端子２０６およ
び第２の端子２０９に接続される線路および電話
機のインピーダンスをZ_L、第１の端子２０６と第
２の端子２０９との間の交流電圧をe_p、電流検出
回路２１１を流れる交流電流をi_Lとし、音声帯域
における第１の直流阻止コンデンサ２１３のイン
ピーダンスが抵抗値R_Oに比し十分小さなもので
あるとすると低域波器２１８の遮断周波数以上
の周波数に対して次式が成立する。

ν_O＝r_fi_L＋e_O ……(5) e_O＝i_L（R_OZ_L） ……(6) ν_O＝Ａ（−KRi_L−e_io） ……(7) ここでＡ≫１であれば次式が得られる。

e_O＝R_pZ_L／KRe_io ……(8) すなわち、交換回路によつて第４の端子２１９
に対地不平衝の形で加えられた音声信号は（R_O
Z_L）／KRの利得をもつて第１および第２の端
子２０６および２０９に接続された線路および電
話機に対し対地平衝の形で送出される。

さらにまた電話機によつて第１の端子２０６と
第２の端子２０９との間に加えられる音声信号の
電圧をesとし、それによつて電話機を流れる電流
をisとすると、低域波器２１８の遮断周波数以
下の周波数に対して次式が成立する。

ν_O＝r_fi_L＋e_S ……(9) e_S＝R_O（i_L＋i_S） ……(10) ν_O＝−AKRi_L ……（11） ここでＡ≫１であれば次式が得られる。

ν_O＝e_S ……（12） e_S／i_S＝R_O ……（13） このようにして、第１の平滑コンデンサ２０８
の両端には、電話機によつて第１の端子２０６と
第２の端子２０９との間に加えられる音声信号の
電圧e_Sに等しい交流電圧が出力される。一方、第
２の巻線２０２と第３の巻線２０３の巻線数が等
しければ、第１の平滑コンデンサ２０８の両端と
第２の平滑コンデンサ２１６の両端には、常に同
一の出力電圧が得られる。

すなわち図示していない電話機によつて第１の
端子２０６と第２の端子２０９との間に対地平衡
の形で加えられた音声信号は、第２のダイオード
２１５のアノードに対地不平衡の形で得られこの
音声信号はさらに第２の直流阻止コンデンサ２２
４および差動増幅器２２６を経て第５の端子２２
５に接続された交換回路入力に伝えられる。

さらにまた第１の端子２０６と第２の端子２０
９との間から第１の実施例を見込んだインピーダ
ンスは第２の抵抗２１４の抵抗値R_Oで定まり、
この値は通常600Ωあるいは900Ωに選ばれる。

第２図において交換回路によつて第３の端子２
１９に加えられた音声信号の一部は加算回路２２
０−第１の比較回路２２２−制御回路２２３−ト
ランジスタ２０５−変成器２０４−第２のダイオ
ード２１５−第２の直流阻止コンデンサ２２４の
経路で差動増幅器２２６の非反転入力に加えられ
る。

一方交換回路によつて第４の端子２１９に加え
られた音声信号は差動増幅器２２６の反転入力に
も直接加えられており、前記の変成器２０４を経
て非反転入力に加えられる音声信号成分の減算を
行なつている。

第２図に示したフリツプフロツプ回路２２９は
第６および第７の端子２２７，２２８に接続され
る図示していない中央制御回路によつてセツト、
リセツトが行なわれ、このフリツプフロツプ回路
２２９の出力は論理和回路２３１を通して制御回
路２２３のインヒビツト入力に加えられる。

すなわち図示していない中央制御回路は第１お
よび第２の端子２０６および２０９に接続された
電話機が空きの状態にある時にはフリツプフロツ
プ回路をリセツトすることによつて制御回路２２
３の制御動作を停止、これによつてトランジスタ
２０５をオフ状態に保ち空きの状態での消費電力
の低減を図つている。

この時、第８の端子２３０には図示していない
中央処理装置によつて周期的に加入者走査パルス
が加えられ、この走査パルスが加えられた時のみ
制御回路２２３はインヒビツトが解除される。

このようにして第１の端子２０６と第２の端子
２０９との間には周期的に走査電圧が加えられ、
この時第１の端子２０６と第２の端子２０９との
間を流れる電流を監視することによつて加入者の
オフフツクを検出する。

第２図に示した第２の比較回路２３５は電流検
出回路２１１の出力電圧を第２の基準電圧源２３
３の起電力と比較することによつてオンフツク、
オフフツクの判定を行ないその結果を第９の端子
２３４を経て図示していない中央制御装置に受け
渡す。

また第２図に示した低域波器２１８には遮断
周波数が300Hz以下のものが用いられる為、第８
の端子２３０に走査パルスが加えられてから第１
の端子２０６と第２の端子２０９との間の走査電
圧が立ち上がるまでに長い時間が必要とされる。
これを防ぐ為第２図に示した本発明の実施例では
電話機が空きの状態にある時にスイツチ素子２３
２によつて低減波器２１８を短絡し電圧の立ち
上がりを早めている。

このようにして第２図に示した第１の実施例は
通話電流の供給、加入者の監視、２線４線返還お
よび平衡不平衡変換の機能を果たす。

さらに第１および第２の端子２０６および２０
９に接続された線路および電話機と第４および第
５の端子２１９および２２５に接続される交換回
路との間は変成器２０４によつて絶縁されている
為外来サージに対して大きな絶縁耐力を有する。

第２図に示した変成器２０４はトランジスタ２
０５のスイチング周波数を高くすることによつて
第１図に示した変成器１０８に比し十分小さくす
ることが可能である。

また電流の検出回路２１１の利得Ｋを小さく選
べば第１の抵抗器２１２における消費電力を低減
することができる。

さらに加入者が空きの状態ではフリツプフロツ
プ回路２２９により制御回路２２３の制御動作が
停止される為消費電力を著しく低減することが可
能である。

第３図は本発明の第２の実施例を示す図であり
第２図に示した電流検出回路２１１に１つの発光
ダイオード３００と２つの受光ダイオード３０１
および３０２を有する光結合素子を用いたもので
第２図における変成器２０４の第２の巻線２０２
側のみを示した図である。

第３図中、第２図と同一番号を付したものは第
２図と同一の構成要素を示す。

第３図における定電流回路３０３および第１、
第２のFET３０４，３０５は差動増幅器を構成
しており抵抗値r_fを有する抵抗器３０６を流れる
電流i_Lによつて生じる電圧V_ioを検出する。

抵抗器３０６の一端と第２のFET３０５のゲ
ートに接続された抵抗器３０７の抵抗値をR_gと
すると受光ダイオード３０１を流れる電流i₁は次
式で与えられる。

i₁＝V_io／R_g＝r_f／R_gi_L ……(14) 一方受光ダイオード３０２、演酸増幅器３０８
および抵抗値R_Kを有する抵抗器３０９は負帰還
増幅器を構成しており発光ダイオード３００の発
光によつて受光ダイオード３０２を流れる電流を
i₂、出力端子２１０の電圧をν_putとすると次式を
得ることができる。

i₂＝ν_put／R_K ……(15) ここで２つの受光ダイオード３０１および３０
２の特性が十分マツチングしていればi₁＝i₂が成
り立ちこれより次式が得られる。

ν_put＝R_K／R_gr_fi_L ……(16) このように第３図に示した出力端子２１０には
抵抗器３０６を流れる電流i_Lに比例した出力電圧
を得ることができる。

第４図は本発明の第３の実施例を示す図であり
第２の電流検出回路２１１としてインダクタンス
素子４００および磁電変換素子４０１を用いたも
ので第２図における変成器２０４の第２の巻線２
０２側のみを示した図である。

第４図において第２図と同一番号を付したもの
は第２図と同一の構成要素を示す。

第４図におけるインダクタンス素子４００は、
素子内を流れる電流に比例した磁界４０２を発生
する。

このようにして得られた磁界４０２はホール素
子等の磁電変換素子４０１によつて電圧に変換さ
れさらに差動増幅器４０３によつて増幅された後
に端子２１０に出力される。

以上述べたように本発明によれば小型、軽量で
集積化が容易な上、大きな電力を消費することの
ない加入者回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の加入者回路の一例を示す図、第
２図は本発明の第１の実施例を示す図、第３図は
本発明の第２の実施例を示す図、第４図は本発明
の第３の実施例を示す図である。 図において１０９および１１０はリレー巻線、
１１２は平衡回路網、１１５はリレー接点、２１
１は電流検出回路、２１８は低域波器２２０は
加算回路、２２２および２３５は比較回路、２２
３は制御回路、２３２はスイツチ素子、３００は
発光ダイオード、３０１および３０２は受光ダイ
オード、３０３は定電流源、２２６，３０８およ
び４０３は差動増幅器、４０１は磁電変換素子を
それぞれ表わす。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一方の出力が電話回線に接続された２出力
   DC−DCコンバータと、前記２出力DC−DCコン
   バータの一方の出力を流れる電流を検出する電流
   検出回路と、前記２出力DC−DCコンバータの他
   方の出力に入力が接続され、音声信号を除去する
   低域波器と、交換回路出力に第１の入力が、前
   記電流検出回路の出力に第２の入力が、前記低域
   波器の出力に第３の入力がそれぞれ接続された
   加算回路と、前記加算回路の出力を基準電圧と比
   較する比較回路と、前記比較回路の出力に応じて
   ２出力DC−DCコンバータの出力を制御する制御
   回路と、前記２出力DC−DCコンバータの他方の
   出力に一方の入力が、交換回路出力に他方の入力
   が、交換回路入力に出力がそれぞれ接続された減
   算回路と、中央制御装置によつて制御の行なわれ
   るフリツプフロツプ回路と、前記フリツプフロツ
   プ回路の出力に一方の入力が接続され、他方の入
   力に走査パルスが加えられ、その出力によつて前
   記制御回路の制御動作の停止、開始を制御する論
   理和回路と、前記２出力DC−DCコンバータの他
   方の出力に一端が、前記加算回路の第３の入力に
   他端がそれぞれ接続され、前記フリツプフロツプ
   回路の出力によつて開閉制御の行なわれるスイツ
   チ素子と、前記電流検出回路の出力に入力が、中
   央制御装置に出力がそれぞれ接続され前記電流検
   出回路の出力をあらかじめ定められた電圧と比較
   する比較回路とを少なくとも有することを特徴と
   する加入者回路。 ２ 前記電流検出回路として、光結合素子を用い
   た特許請求の範囲第１項記載の加入者回路。 ３ 前記電流検出回路として、前記２出力のDC
   −DCコンバータの一方の出力と電話回線との間
   に直列に挿入されたインダクタンス素子と、前記
   インダクタンス素子を流れる電流によつて生ずる
   磁界を検出する磁電変換素子とを用いた特許請求
   の範囲第１項記載の加入者回路。