JPH0472444B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は交流き電線あるいは直流き電線のどち
らからでも電力供給が受けられる交直両用電車装
置に関するものである。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

我が国のように直流電化と交流電化とが共存す
るところや、ヨーロツパのようにいろいろな電化
方式をもつ国の間を直通運転する場合には多電気
方式の電気車が必要になる。

我が国の在来線については直流1500V、単相交
流20KV、50Hzおよび60Hz電化区間があるので、
それらを通して運転する交直両用電車が多い。

従来の交直両用電車装置は、抵抗制御の直流電
車を基本にして、交流電化区間走行時には主変圧
器、主整流器を介して交流を直流に変える方式が
広く採用されている。

第４図は従来の交直両用電車装置の構成図を示
すもので、BUSは交流又は直流のき電線、PTは
集電器、SW₁，SW₂は切換え器、TRは主変圧
器、RECは主整流器、L_dは直流リアクトル、C_d
は直流平滑コンデンサ、Ｒは可変抵抗器、DCM
は直流電動機である。

直流き電区間では、切換え器SW₁はｂ側に投入
され、SW₂も投入される。故に直流平滑コンデン
サC_dには、き電線の電圧DC1500Vが印加される。

直流電動機DCMの起動時は可変抵抗器Ｒを最
大にし、過大な電流が流れ込まないようにする。

DCMの速度（列車の速度）が高くなるに従つ
て電動機の逆起動電力が大きくなり、電機子電流
が減少する。当該電機子電流が適当な値になるよ
うに可変抵抗器Ｒを徐々に減らしていく。最終的
にはＲを短絡し、列車を加速する。列車が規定の
速度に達したところで再び可変抵抗器Ｒを最大に
し、回路を開放して、だ行運転する。ブレーキは
機械ブレーキである。

交流き電区間は、切換え器SW₁をａ側に投入
し、SW₂を開放する。主変圧器TRによつて降圧
し、それを主整流器RECで整流する。RECによ
つて交流は直流に変換され、直流リアクトルL_d
を介して、直流平滑コンデンサC_dに充電される。

平滑コンデンサC_dの電圧V_dはDC1500Vになる
ように主変圧器TRの２次電圧V_sが選ばれる。

直流電動機の駆動方式は、直流き電の場合と同
じである。

このような従来の交直両用電車装置は、構成が
簡単で経済的に優れているが、次のような問題点
がある。

(1) 電動機の速度を可変抵抗器Ｒの大きさを変え
ることによつて制御しているため、列車の加減
速運転のたびに抵抗器Ｒに電力を消費させるこ
とになり、エネルギーが無駄になる。

(2) 列車を減速させるには機械ブレーキ又は発電
ブレーキをかけるしかない。発電ブレーキは、
DCMの機械エネルギーを抵抗器Ｒに電気エネ
ルギーとして消費させるので、やはりエネルギ
ーは無駄になる。また、列車の速度が遅い場合
はブレーキのききが悪く、機械ブレーキにたよ
らざるを得ない。

(3) 第５図は主整流器RECの入力電圧V_sと入力
電流I_sの波形を示したものであるが、入力電流
I_sは図示如く矩形波形電流となり、第３、第
５、第７、……の高調波成分を多く含んでお
り、通信障害の原因をひきおこしている。

(4) 列車には車内照明やクーラ等の補機に電力を
供給する必要があるが、従来の装置ではバツテ
リ等の補機電源を別に設けなければならなかつ
た。最近は補機が消費する電力が増大し、上記
補機電源の容量はますます大きくなる傾向を示
している。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、交流き
電区間での運転での入力電流高調波の低減を図
り、回生ブレーキによる省エネルギーを達成し、
かつ補機電源の確保を容易にした交直両用電車装
置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は従来の主整流器RECに代り、パルス
幅変調制御される電力変換器（PWMコンバータ
と呼ぶ）を用意し、交流き電区間での運転では、
当該PWMコンバータによつて、直流平滑コンデ
ンサの電圧がほぼ一定となるように入力電流I_sを
電源電圧V_sと同相（力率＝１）の正弦波（高調
波が小）に制御している。故に、回生ブレーキを
かけることにより電動機の機械エネルギーを電気
エネルギーとして電源にもどすことが可能とな
り、省エネルギーが達成でき、また入力電流は正
弦波となるための高調波の低減を図ることができ
る。

また補機電源は主変圧器の第３次巻線から取り
出し、交流き電区間ではき電線から主変圧器を介
して直流電力供給を受け、かつ、直流き電区間で
は前記PWMコンバータを停電圧、低周波数の直
流／交流変換器として動作させ、主変圧器を介し
て補機に電力を供給することができる。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の交直両用電車装置の実施例を
示す構成図である。

図中、BUSは交流又は直流き電線、PTは集電
器、SW₁，SW₂は切換器、TRは主変圧器、L_sは
交流リアクトル、CONVはパルス幅変調制御
（PWM制御）される電力変換器（以下、PWMコ
ンバータと呼ぶ）、C_dは直流平滑コンデンサ、
INVは直流を可変電圧可変周波数の３相交流に
変換するインバータ（VVVFインバータと呼
ぶ）、IMは誘導電動機、LDは補機を各々表わす。

PWMコンバータCONVは自己消弧能力のある
素子、例えばゲートターンオフサイリスタ４個で
単相プリツジ結線し、ホイーリングダイオードを
逆並列に接続した公知の回路（特開昭59−61475）
で構成されている。

また、VVVFインバータINVはやはり自己消
弧能力のある素子（ゲートターンオフサイリスタ
等）６個での３相ブリツジ結線し、ホイーリング
ダイオードを逆並列に接続した回路（特開昭59−
61475を参照）で構成されている。インバータ
INVは誘導電動機IMに可変電圧可変周波数の３
相交流電流を供給するもので、IMのすべり周波
数を正の値にして制御することにより加速トルク
を得、逆にすべり周波数を負の値にして制御する
ことにより減速トルク（すなわち回生ブレーキト
ルク）を得て、速度制御を行つている。

交流き電区間では、切換え機SW₁はａ側に投入
され、SW₂は開放される。

主変圧器TRの１次巻線は上記切換え器SW₁の
ａ側端子とアース端子（レール）に接続され、２
次巻線は交流リアクトルL_sを介して前記PWMコ
ンバータの交流側端子に接続されている。また、
第３の巻線が補機に接続されている。

第２図は、第１図の装置のPWMコンバータ部
の制御動作を説明するためのブロツク図である。

図中、VSDは電源電圧検出器、C_V，C_Iは比較
器、G_V，G_Iは制御補償回路、AD₁，AD₂は加算
器、MLは乗算器、K_sは演算増幅器、OSCは単相
正弦波発振器、ASはアナログスイツチ、PWM
はパルス幅変調制御回路である。

交流き電区間ではアナログスイツチASはａ側
に接続されている。

まず、入力電流I_sの制御動作を説明する。

入力電流I_sは第１図の装置の変流器CT_sによつ
て検出される。比較器C_Iによつて電流指令値I^* _sと
電流検出値I_sを比較し、偏差ε_I＝I^* _s−I_sを求める。
当該偏差ε_Iを制御補償回路G_Iに入力し、比例増幅
あるいは積分増幅を行う。ここでは説明を簡単に
するため、G_Iは比例要素のみとし、G_I＝−K_Iと
する。符号を負の値にしたのは、入力電流I_sの向
きを第１図に示した方向を正としたためである。

制御補償回路G_Iの出力−K_I・ε_Iは加算器AD₂を
介して、演算増幅器K_sの出力と加算され、PWM
制御回路PWMに入力信号eiとして入力される。

PWM制御回路PWMは上記入力信号eiに比例
した電圧V_cをPWMコンバータの交流側端子に発
生させるように、コンバータCONVをパルス幅
変調制御するもので、詳しくは特開昭59−61475
号に開示されている。

ここで、入力電流I_sをコンバータ電圧V_cによつ
て制御する場合、電源電圧V_sは外乱となる。

従つて、上記外乱を取り除くために、次に述べ
る様な回路により、入力電流I_sの大きさに関係な
く電源電圧V_s分を予めコンバータ側から発生さ
せるようにしている。

すなわち、電源電圧V_sを電圧検出器VSDで検
出し、この電源電圧V_sに同期した単位正弦波
sinwtを得ている。この単位正弦波sinωtは演算増
幅器K_sを介してK_s倍され、K_ssinωtとして加算器
AD₂を介して、制御補償回路G_Iの出力−K_I・ε_Iと
加算され、PWM制御回路PWMに入力信号eiと
して入力される。

この時、I_s＝I_s ^*であれば、制御補償回路G_Iの出
力−K_I・ε_Iの出力は０となるので、PWM制御回
路PWMへ入力信号eiは、 ei＝K_ssinωt となる。

また、コンバータCONVの出力電圧V_cは、変
換定数をK_cとした場合、PWM制御回路PWMの
入力信号eiに対して、 V_c＝K_cei の関係があるので、演算増幅器K_sの定数を K_s＝V_sn／K_c （V_snは電源電圧波高値で一定値） に選べば、 V_c＝K_cei＝K_cK_ssinωt ＝V_snsinωt＝V_s となり、コンバータCONVの出力電圧V_cは電源
電圧V_sに一致するので、外乱は補償される。

いま、入力電流I_sの増減を簡単にするために、
便宜上I_s＝０を中心として動作を説明する。

I_s＝I_s ^*の場合には、偏差ε_I＝０となるので、上
述したようにV_s＝V_cとなり、交流リアクトルL_s
に印加される電圧は、 V_L＝V_s−V_c＝０ となり、入力電流I_sは増減しない。

I^s _*＞I_sとなつた場合、偏差ε_Iは正の値となり、
e_i＝−K_I・ε_I＋K_ssinωtが減少し、その結果V_cが
V_sより小さくなつて、入力電流I_sを第１図の矢印
の方向に増加させる。

逆にI^s _*＜I_sとなつた場合、ε_I＜０となり、e_iを
増加させ、V_c＞V_sとなり、入力電流I_sを減少させ
る。結果的にはI^* _s≒I_sとなつて落ち着く。

従つて、電流指令値I^* _sを正弦波状に変化させて
も実電流I_sはそれに追従して制御され、I^* _s≒I_sに
制御される。

次に、直流電圧V_dの制御動作を説明する。

平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dを絶縁増幅器
を使つて検出し、比較器C_Vに入力する。比較器
C_Vは電圧指令値V^* _dと上記検出値V_dを比較し、偏
差ε_V＝V^* _d−V_dを求めて、次の制御補償回路G_Vに
入力する。G_Vは比例要素あるいは積分要素等に
よつて構成されるが、ここでは説明を簡単にする
ため、比例要素K_Vだけとして説明する。制御補
償回路G_Vの出力K_V・ε_Vは加算器AD_Iを介して乗
算器MLに入力される。また、乗算器MLの他方
の入力端子には前述の単位正弦波sinωtが入力さ
れ、次の演算が行なわれる。

I^* _s＝Im・sinωt この信号I^* _sは、前述の入力電流I_sの指令値にな
るもので、その振幅値I_nは、電圧制御の偏差ε_Vに
比例した値となつている。また、指令値I^* _sは電源
電圧V_s＝V_an・sinωtに同期した正弦波になつて
いる。

V^* _d＞V_dとなつた場合、偏差ε_Vは正の値となり、
電流波高値I_nを正の値にして、電源から有効電力
P_s＝V_s・I_s＝V_an・I_n・（sinωt）²が供給される。
この結果、平滑コンデンサC_dにはエネルギー1/2
C_dV² _d＝P_s・ｔが蓄積され、直流電圧V_dを増大さ
せる。

逆に、V^* _d＜V_dとなつた場合、ε_V＜０となり、
波高値I_nを負の値にして、有効電力を電源に回生
する。この結果、平滑コンデンサC_dの蓄積エネ
ルギーは減少し、直流電圧V_dを減少させる。

最終的にV^* _d≒V_dとなつて落ち着く。

ここで加算器AD₁に入力されるもう１つの入力
量ｋ・I_Lを説明する。

I_LをインバータINVに供給される直流電流で電
流検出器CT_Lによつて検出される。インバータ側
で消費する有効電力P_Lは直流電圧をV_d、直流電
流をI_Lとした場合、P_L＝V_d・I_Lである。

I_Lが急変した場合、上記電力P_Lに見合う分の有
効電力P_sを交流電源から供給してやれば、直流電
圧V_dの変動を小さくすることができる。

故に、V_d・I_L＝V_an・I_n／２の関係を導入し、
I_n＝ｋ・I_L＝（２・V_d／V_an）・I_Lを加算器AD₁に
入力し、電圧制御応答の改善を図つているもので
ある。

以上のように交流き電区間では直流電圧V_dは
その指令値V^* _dに一致するようにほぼ一定値に制
御され、インバータINVに安定した直流電圧を
供給することができる。しかも交流電源から供給
される入力電流I_sは電源電圧V_sと同相の正弦波に
制御され、入力力率＝１に保持され、高調波含有
率がきわめて小さいシステムを提供することがで
きる。また、当然のことながら、電動機IMのす
べり周波数を負の値にすることにより、回転エネ
ルギーを一旦直流平滑コンデンサに蓄積し、それ
をさらに電源にもどす、いわゆる回生ブレーキを
かけることができ、省エネルギー化を図ることが
できる。さらに交流き電の場合、補機電源は主変
圧器TRを介して直接利用することができる利点
がある。

直流き電区間では、第１図の切換え器SW₁はｂ
側に投入され、SW₂もオンされる。VVVFイン
バータの動作は前述と同様である。

第２図の制御回路において、アナログスイツチ
ASはｂ側に接続される。すなわち、パルス幅変
調制御回路PWMの入力e_iは、単相正弦波発生器
OSCから供給される。

OSCの出力V^* _d＝V′_n・sinω′tは交流き電の場合
の電源電圧V_s＝V_an・sinωtに相当する電圧を
PWMコンバータCONVから発生させもので、
V′_n≒V_an、ω′≒ωに選ばれる。しかし、完全に
一致必要はない。

この結果、コンバータCONVの変流電圧V_cと
しては定電圧、定周波数の単相交流が発生され、
主変圧器TRを介して補機LDに定電圧の交流を
供給することができる。

すなわち、直流き電区間においては、PWMコ
ンバータCONVは補機電源となる。

〔他の実施例〕

第３図は、本発明装置の他の実施例を示す構成
図である。図の中の記号で、第１図に一致するも
のは、第１図の記号の説明に準ずる。図中、
CHOは直流チヨツパ装置、D₁，D₂はホイーリン
グダイオード、SW₃は回生スイツチ、DCMは直
流電動機、WFはCDMの界磁巻線を各々示す。

PWMコンバータCONVの動作は第１図の説明
と同様なので省略する。

直流電動機DCMを加速する場合、まずスイツ
チSW₃を投入し、直流チヨツパ装置CHOをオ
ン・オフ制御してDCMの電機子電流I_aを制御す
る。

I_aを増加させれば、発生トルクが増大し加速さ
れ、I_aを減少させれば発生トルクは減少し、加速
度は小さくなる。

チヨツパCHOがオンでI_aが増加し、オフでホ
イーリングダイオードD₂を介してI_aは減衰する。

電動機DCMに回生ブレーキをかけるときは、
スイツチSW₃をオフし、介磁電流I_fを反転させ
る。すると、CHOがオンで、電機子電流I_aが、
DCM→D₁→CHO→DCMを通つて増加し、CHO
がオフでI_aが、DCM→D₁→D⁺ _d→D^- _d→D₂→
DCMと流れて、平滑コンデンサC_dを充電する。
すなわち、DCMの回転エネルギーが平滑コンデ
ンサC_dに電気エネルギーとなつて蓄積される。
PWMコンバータCONVは直流電圧V_dが一定に
なるように制御しているから、V_dの上昇分は交
流電源に回生される。（交流き電の場合）直流き
電の場合には、V_dの上昇分は直接き電線にもど
される。

すなわち、電機子電流I_aがほぼ一定になるよう
に回生ブレーキをかければ、ブレーキトルクは一
定になり安定したブレーキ力を得ることができ
る。

以上のように本発明装置は直流電動機を用いた
システムでも同様の効果を期待できるものであ
る。

〔発明の効果〕

以上のように本発明の交直両用電車装置では、
交流き電区間での運転では、電源から供給される
入力電流は電源電圧と同相（又は逆相）の正弦波
に制御され、入力力率は常に１となり、入力電流
の高調波はきわめて小さくなる。また、回生運転
も自由にでき、省エネルギー化を図ることができ
る。さらに交流、直流き電区間を問わず補機電源
を確保することができ、従来必要であつたバツテ
リ等は省略することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の交直両用電車装置の一実施例
を示す構成図、第２図は第１図の装置の動作を説
明するための制御ブロツク図、第３図は本発明装
置の他の実施例を示す構成図、第４図は従来装置
の構成図、第５図は第４図の装置の動作を説明す
るための動作波形図である。 BUS……交流又は直流き電線、PT……集電
器、SW₁，SW₂……切換え器、TR……主変圧
器、L_s……交流リアクトル、CONV……PWMコ
ンバータ、INV……VVVFインバータ、IM……
誘導電動機、LD……補機，CHO……直流チヨツ
パ装置、D₁，D₂……ホイーリングダイオード、
SW₃……回生用スイツチ、DCM……直流電動機。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流または直流き電線と、当該き電線に接触
   する集電器と、交流／直流切換え器と、当該切換
   え器の一方（交流側）の端子に１次巻線が接続さ
   れた主変圧器と、上記切換え器の他方（直流側）
   の端子に接続された直流平滑コンデンサと、前記
   主変圧器の２次巻線に接続された交流リアクトル
   と、当該交流リアクトルを介して前記主変圧器と
   前記直流平滑コンデンサ間の電力変換を行うパル
   ス幅変調制御の電力変換器と、前記直流平滑コン
   デンサを直流電圧減として列車を駆動する電動機
   に電力を供給する電動機駆動装置と、前記主変圧
   器の３次巻線に接続された電車用補機と、前記集
   電器が交流き電線から電力供給を受ける場合前記
   平滑コンデンサの直流電圧がほぼ一定になるよう
   に前記電力変換器の交流入力電流の値を制御する
   手段と、前記集電器が直流き電線から電力供給を
   受ける場合、前記電力変換器の交流側端子電圧が
   ほぼ一定周波数一定電圧になるように制御する手
   段とからなる交直両用電車装置。