JPH0473884B2 - - Google Patents
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- JPH0473884B2 JPH0473884B2 JP63215754A JP21575488A JPH0473884B2 JP H0473884 B2 JPH0473884 B2 JP H0473884B2 JP 63215754 A JP63215754 A JP 63215754A JP 21575488 A JP21575488 A JP 21575488A JP H0473884 B2 JPH0473884 B2 JP H0473884B2
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- coil
- tuning
- current
- control
- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/18—Input circuits, e.g. for coupling to an antenna or a transmission line
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/16—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の産業上の利用分野〕
本発明は、同調コイルとその同調コイルの磁束
密度を制御して同調コイルのインダクタンス値を
制御する制御コイルを具えた電流制御型可変イン
ダクタを用いた同調回路、及びその同調回路を用
いた受信機に関する。
密度を制御して同調コイルのインダクタンス値を
制御する制御コイルを具えた電流制御型可変イン
ダクタを用いた同調回路、及びその同調回路を用
いた受信機に関する。
従来、受信機の同調回路では、可変キヤパシタ
ンス素子（可変容量ダイオード）や可変インダク
タンス素子の何れかが用いられ、受信周波数の選
択がなされている。車載用受信機では、後者の可
変インダクタンス素子を用いたμ同調回路が広く
用いられている。可変インダクタンス素子として
は、高周波コイルの磁気コアを可動することでイ
ンダクタンス値を調整して受信周波数を選択する
μ同調回路が用いられている場合が多い。μ同調
回路では、通常、同調コイルに棒状の磁気コアを
手動で可動させて磁束密度を制御してインダクタ
ンスを可変し所望の受信周波数に同調を取つてい
る。
ンス素子（可変容量ダイオード）や可変インダク
タンス素子の何れかが用いられ、受信周波数の選
択がなされている。車載用受信機では、後者の可
変インダクタンス素子を用いたμ同調回路が広く
用いられている。可変インダクタンス素子として
は、高周波コイルの磁気コアを可動することでイ
ンダクタンス値を調整して受信周波数を選択する
μ同調回路が用いられている場合が多い。μ同調
回路では、通常、同調コイルに棒状の磁気コアを
手動で可動させて磁束密度を制御してインダクタ
ンスを可変し所望の受信周波数に同調を取つてい
る。
第７図は、従来のμ同調回路を用いた受信機の
フロントエンド部の概要を示している。１がアン
テナ、３０はアンテナ同調回路、３１はRF増幅
回路、３２は高周波同調回路である。C0は、ア
ンテナ１とチユーナとの間のインピーダンス整合
を行う為のコンデンサである。アンテナ同調回路
３０のμ同調回路では、同調コイルの磁気コアを
可動させインダクタンスを調整して同調が取られ
ており、同調コイルL10の可変範囲が、次式の受
信周波数とインダクタンスとの関係式を満たすよ
うに設定されている。この関係式は、同調回路共
通のものである。
フロントエンド部の概要を示している。１がアン
テナ、３０はアンテナ同調回路、３１はRF増幅
回路、３２は高周波同調回路である。C0は、ア
ンテナ１とチユーナとの間のインピーダンス整合
を行う為のコンデンサである。アンテナ同調回路
３０のμ同調回路では、同調コイルの磁気コアを
可動させインダクタンスを調整して同調が取られ
ており、同調コイルL10の可変範囲が、次式の受
信周波数とインダクタンスとの関係式を満たすよ
うに設定されている。この関係式は、同調回路共
通のものである。
fnax 2／fnio 2＝Lnax／Lnio ……(1)
（但し、fnax及びfnioは最大及び最小受信受信
周波数、Lnax及びLnioは可変同調コイルL10，L11
のインダクタンス値の最大及び最小値である。） 〔発明が解決しようとする課題〕 従来のインダクタンス可変型の同調回路である
μ同調回路では、手動によつて磁気コアの位置を
移動させて、同調コイルの磁束密度を制御し、同
調コイルのインダクタンスを制御して所定の受信
周波数に同調を取つている。従つて、従来のμ同
調回路では、周波数の選択が磁気コアの移動によ
る機械的な方法により同調を取らねばならなく、
電気的な信号による同調がとれない為に高価な機
械装置を必要とする欠点がある。
周波数、Lnax及びLnioは可変同調コイルL10，L11
のインダクタンス値の最大及び最小値である。） 〔発明が解決しようとする課題〕 従来のインダクタンス可変型の同調回路である
μ同調回路では、手動によつて磁気コアの位置を
移動させて、同調コイルの磁束密度を制御し、同
調コイルのインダクタンスを制御して所定の受信
周波数に同調を取つている。従つて、従来のμ同
調回路では、周波数の選択が磁気コアの移動によ
る機械的な方法により同調を取らねばならなく、
電気的な信号による同調がとれない為に高価な機
械装置を必要とする欠点がある。
本発明は、上述の如き課題を解決する為になさ
れたもので、主な目的は、制御電流で所定の受信
周波数に同調を取り得る電流制御型可変インダク
タを用いた同調回路及びその同調回路を用いた受
信機を提供するものである。
れたもので、主な目的は、制御電流で所定の受信
周波数に同調を取り得る電流制御型可変インダク
タを用いた同調回路及びその同調回路を用いた受
信機を提供するものである。
本発明の他の目的は、受信周波数の選択を行う
制御電流の供給に好適な回路系を具える電流制御
型可変インダクタを用いた同調回路及びその同調
回路を用いた受信機を提供するものである。
制御電流の供給に好適な回路系を具える電流制御
型可変インダクタを用いた同調回路及びその同調
回路を用いた受信機を提供するものである。
本発明の同調回路は、同調コイルとその同調コ
イルの磁束密度を制御する制御コイルから構成さ
れた電流制御型可変インダクタが用いられ、その
同調コイルがアンテナに対して直列に接続され、
その同調コイルの各端子に夫々同調用コンデンサ
が接続され、その制御コイルの電流値を制御する
ことにより、同調コイルに発生する磁束を打ち消
し、或いは、増強、低減して磁束密度を調整し、
同調コイルのインダクタンス値を制御して、受信
周波数帯域に渡つて同調が取れるように制御され
ている。
イルの磁束密度を制御する制御コイルから構成さ
れた電流制御型可変インダクタが用いられ、その
同調コイルがアンテナに対して直列に接続され、
その同調コイルの各端子に夫々同調用コンデンサ
が接続され、その制御コイルの電流値を制御する
ことにより、同調コイルに発生する磁束を打ち消
し、或いは、増強、低減して磁束密度を調整し、
同調コイルのインダクタンス値を制御して、受信
周波数帯域に渡つて同調が取れるように制御され
ている。
制御コイルに供給される電流の制御は、ボリウ
ム等による手動によつてもなされ得るが、予め記
憶された受信周波数に対応した値の信号をCPU
（中央処理装置）を介してＤ／Ａ変換器に供給し、
制御電流に変換して制御コイルに供給することに
より調整して、所望の受信周波数に同調が取られ
るようになされる。
ム等による手動によつてもなされ得るが、予め記
憶された受信周波数に対応した値の信号をCPU
（中央処理装置）を介してＤ／Ａ変換器に供給し、
制御電流に変換して制御コイルに供給することに
より調整して、所望の受信周波数に同調が取られ
るようになされる。
本発明の電流制御型可変インダクタを用いた同
調回路及び受信機について実施例に基づき説明す
る。
調回路及び受信機について実施例に基づき説明す
る。
第１図に於いて、１はアンテナ、２はアンテナ
同調回路、３は高周波増幅回路、５は混合回路、
６は局部発振回路、１０はPLLシンセサイザで
あつて、制御端子２０から供給されるデジタル信
号によつて設定されるプログラマブルデバイダ７
と、位相比較器８と、低周波通過フイルタ９から
構成されている。１１はバスラインB1，B2を介
してPLLシンセサイザ１０やＤ／Ａ変換器１２
に信号伝送を行うCPUである。
同調回路、３は高周波増幅回路、５は混合回路、
６は局部発振回路、１０はPLLシンセサイザで
あつて、制御端子２０から供給されるデジタル信
号によつて設定されるプログラマブルデバイダ７
と、位相比較器８と、低周波通過フイルタ９から
構成されている。１１はバスラインB1，B2を介
してPLLシンセサイザ１０やＤ／Ａ変換器１２
に信号伝送を行うCPUである。
アンテナ同調回路２は、同調コイルL1と制御
コイルL2から構成された電流制御型可変インダ
クタが用いられている。アンテナ同調回路２は、
同調コイルL1と、その両端に夫々接続され同調
コンデンサC1，C2で構成されている。電流制御
型可変インダクタは、同調用コイルL1にその磁
束密度を調整する制御コイルL2が近接して具え
られており、制御コイルL2に流れる制御電流Δi
を制御することによつて、同調コイルL1に発生
する磁束密度を調整して、同調コイルL1のイン
ダクタンスを調整し、アンテナ同調回路の同調周
波数を調整する。
コイルL2から構成された電流制御型可変インダ
クタが用いられている。アンテナ同調回路２は、
同調コイルL1と、その両端に夫々接続され同調
コンデンサC1，C2で構成されている。電流制御
型可変インダクタは、同調用コイルL1にその磁
束密度を調整する制御コイルL2が近接して具え
られており、制御コイルL2に流れる制御電流Δi
を制御することによつて、同調コイルL1に発生
する磁束密度を調整して、同調コイルL1のイン
ダクタンスを調整し、アンテナ同調回路の同調周
波数を調整する。
第２図は、本発明の他の実施例であり、第１図
の実施例に可変容量ダイオードを含む高周波同調
回路４をアンテナ同調回路２の後段に具えた受信
機で示された実施例であり、他の回路構成は、第
１図の実施例と同一であるので説明は省略する。
第１図の実施例と比較して、より受信特性の良好
な同調回路である。
の実施例に可変容量ダイオードを含む高周波同調
回路４をアンテナ同調回路２の後段に具えた受信
機で示された実施例であり、他の回路構成は、第
１図の実施例と同一であるので説明は省略する。
第１図の実施例と比較して、より受信特性の良好
な同調回路である。
第３図は、第１図及び第２図の実施例に用いら
れた代表的な電流制御型可変インダクタの断面図
である。この種の電流制御型可変インダクタは、
代表的なものとして本出願人による特開昭60−
160106号、実開昭62−124820号などがある。第３
図はその一例を示している。
れた代表的な電流制御型可変インダクタの断面図
である。この種の電流制御型可変インダクタは、
代表的なものとして本出願人による特開昭60−
160106号、実開昭62−124820号などがある。第３
図はその一例を示している。
ボビン１３には、同調コイルL1が捲回され、
端子ピン１７がベース１５に植設されたベース１
５に固定されている。更に、ボビン１４は、制御
コイルL2が捲回され、ボビン１４に捲回された
制御コイルL2が同調コイルL1を被つてベース１
５に固定されている。各々のコイルの捲線の他端
は、夫々端子ピン１７に絡げられ、更に制御コイ
ルL2をカツプ型の磁気コア１６が被つた構造と
なつている。制御コイルL2に供給される電流を
調整することによつて、制御コイルL2は、同調
コイルL1のインダクタンス値を10.5μH〜800μH
の範囲で容易に可変することが可能である。電流
制御型インダクタは、第３図の構造のものに限定
するものではなく、種々の構造のものが実施され
得る。
端子ピン１７がベース１５に植設されたベース１
５に固定されている。更に、ボビン１４は、制御
コイルL2が捲回され、ボビン１４に捲回された
制御コイルL2が同調コイルL1を被つてベース１
５に固定されている。各々のコイルの捲線の他端
は、夫々端子ピン１７に絡げられ、更に制御コイ
ルL2をカツプ型の磁気コア１６が被つた構造と
なつている。制御コイルL2に供給される電流を
調整することによつて、制御コイルL2は、同調
コイルL1のインダクタンス値を10.5μH〜800μH
の範囲で容易に可変することが可能である。電流
制御型インダクタは、第３図の構造のものに限定
するものではなく、種々の構造のものが実施され
得る。
第４図の実施例は、アンテナ同調回路２の制御
コイルL2に供給される制御電流Δiの供給回路の
一例を示すものであつて、制御コイルL2の一端
に基準電圧源E1が接続される。その基準電圧源
E1の電位は、VB／２に設定されている。制御コ
イルL2の他端は、NPNトランジスタT1，T2の接
続点に接続され、トランジスタT1のコレクタが
VBの電位を有する基準電圧源E2に接続され、ト
ランジスタT2のエミツタが接地されている。ト
ランジスタT2のベースは、インバータ１３が接
続され、その出力端が、トランジスタT1のベー
スと接続され、インバータ１３の入力端子がＤ／
Ａ変換器１２に接続されている。制御コイルL2
は、Ｄ／Ａ変換器１２を介して（Ｉ±Δi）の制
御電流が供給されて、制御コイルL2にその制御
電流に応じた磁束を発生させ、同調コイルL1の
磁束密度を制御するようになされ、同調コイル
L1のインダクタンスが調整される。従つて、制
御電流（Ｉ±Δi）を調整することによつて、ア
ンテナ同調回路２の同調周波数が調整される。
コイルL2に供給される制御電流Δiの供給回路の
一例を示すものであつて、制御コイルL2の一端
に基準電圧源E1が接続される。その基準電圧源
E1の電位は、VB／２に設定されている。制御コ
イルL2の他端は、NPNトランジスタT1，T2の接
続点に接続され、トランジスタT1のコレクタが
VBの電位を有する基準電圧源E2に接続され、ト
ランジスタT2のエミツタが接地されている。ト
ランジスタT2のベースは、インバータ１３が接
続され、その出力端が、トランジスタT1のベー
スと接続され、インバータ１３の入力端子がＤ／
Ａ変換器１２に接続されている。制御コイルL2
は、Ｄ／Ａ変換器１２を介して（Ｉ±Δi）の制
御電流が供給されて、制御コイルL2にその制御
電流に応じた磁束を発生させ、同調コイルL1の
磁束密度を制御するようになされ、同調コイル
L1のインダクタンスが調整される。従つて、制
御電流（Ｉ±Δi）を調整することによつて、ア
ンテナ同調回路２の同調周波数が調整される。
第６図の実施例は、トランジスタT3，T4の接
続点P1と、トランジスタT5，T6の接続点P2との
間に制御コイルL2が接続され、トランジスタT3，
T5のベースの共通接続点にトランジスタT3のエ
ミツタが接続され、トランジスタT4，T6のベー
スの共通接続点にトランジスタT7のエミツタが
接続され、トランジスタT7，T8の共通接続され
たコレクタが、可変電流源２１、或いは、電圧−
電流変換回路に接続されている。可変電流源２１
は、Ｄ／Ａ変換器１２等によつて構成されてい
る。トランジスタT7のベースが入力端子２２に
接続され、トランジスタT8のベースが入力端子
２３に接続されている。
続点P1と、トランジスタT5，T6の接続点P2との
間に制御コイルL2が接続され、トランジスタT3，
T5のベースの共通接続点にトランジスタT3のエ
ミツタが接続され、トランジスタT4，T6のベー
スの共通接続点にトランジスタT7のエミツタが
接続され、トランジスタT7，T8の共通接続され
たコレクタが、可変電流源２１、或いは、電圧−
電流変換回路に接続されている。可変電流源２１
は、Ｄ／Ａ変換器１２等によつて構成されてい
る。トランジスタT7のベースが入力端子２２に
接続され、トランジスタT8のベースが入力端子
２３に接続されている。
これらの第１図、第２図、第４図、第６図に用
いられる電流制御型可変インダクタは、第５図の
等価回路図に示されるような同調コイルが直列接
続された固定型コイルL11と可変型コイルL12から
構成されているものも用いられ得る。受信周波数
帯域に応じてこのような固定型のコイルL11に可
変型コイルL12を可変することにより、予め発生
する初期磁束密度を調整することによつて、受信
周波数帯域に応じて同調帯域を調整することがで
きる。
いられる電流制御型可変インダクタは、第５図の
等価回路図に示されるような同調コイルが直列接
続された固定型コイルL11と可変型コイルL12から
構成されているものも用いられ得る。受信周波数
帯域に応じてこのような固定型のコイルL11に可
変型コイルL12を可変することにより、予め発生
する初期磁束密度を調整することによつて、受信
周波数帯域に応じて同調帯域を調整することがで
きる。
尚、第１図及び第２図の実施例では、制御コイ
ルL2に供給される電流の制御が、CPU１１や
Ｄ／Ａ変換器１２いよつてなされているが、手動
によつて制御電流を供給する同調操作がなされて
も良く、更にＤ／Ａ変換器の代わりに電圧（同調
電圧）−電流変換回路を介し行つてもよく、これ
らの実施例に限定されるものではない。
ルL2に供給される電流の制御が、CPU１１や
Ｄ／Ａ変換器１２いよつてなされているが、手動
によつて制御電流を供給する同調操作がなされて
も良く、更にＤ／Ａ変換器の代わりに電圧（同調
電圧）−電流変換回路を介し行つてもよく、これ
らの実施例に限定されるものではない。
次に、電流制御型可変インダクタを用いた同調
回路の動作について説明する。
回路の動作について説明する。
本発明の電流制御型可変インダクタを用いた同
調回路は、第１図に示すようにアンテナ同調回路
に用いられたものである。同調コイルL1の両端
に夫々同調用コンデンサC1，C2が接続されて構
成されている。制御コイルL2に供給される制御
電流Δiによつて制御コイルL2に磁束を発生させ、
制御コイルL2の磁束密度を制御する。同調コイ
ルL1から発生する磁束を打ち消し、或いは増強、
低減して同調コイルL1の磁束密度を制御する。
同調コイルL1のインダクタンス値を制御コイル
L2に供給する電流値によつて制御する。制御コ
イルL2に発生する磁束は、制御電流の方向を反
転させたり、或いは、電流値を変えることによつ
て、同調コイルL1の磁束密度を容易に制御し得
る。第４図及び第６図の実施例が、電流制御の一
例を示している。
調回路は、第１図に示すようにアンテナ同調回路
に用いられたものである。同調コイルL1の両端
に夫々同調用コンデンサC1，C2が接続されて構
成されている。制御コイルL2に供給される制御
電流Δiによつて制御コイルL2に磁束を発生させ、
制御コイルL2の磁束密度を制御する。同調コイ
ルL1から発生する磁束を打ち消し、或いは増強、
低減して同調コイルL1の磁束密度を制御する。
同調コイルL1のインダクタンス値を制御コイル
L2に供給する電流値によつて制御する。制御コ
イルL2に発生する磁束は、制御電流の方向を反
転させたり、或いは、電流値を変えることによつ
て、同調コイルL1の磁束密度を容易に制御し得
る。第４図及び第６図の実施例が、電流制御の一
例を示している。
制御電流は、（Ｉ±Δi）或いは（±Δi）の電流
を供給することによつて、同調コイルL2のイン
ダクタンス値を制御するものであり、同調コイル
L2のインダクタンス値は、10.5μH〜800μHの値
を容易に設定することができる。このインダクタ
ンス値は、電流制御型可変インダクタンスの構
造、コイルの捲回数、或いは磁気コアの材質等の
選択によつて設定される。殊に制御コイルL2の
電気的特性によるところが大きく、電流制御型可
変インダクタを所望のインダクタンス範囲に設定
することが容易である。第５図のような電流制御
型可変インダクタを用いることによつて、より同
調周波数の選択が容易となり、受信感度も良好と
なる。
を供給することによつて、同調コイルL2のイン
ダクタンス値を制御するものであり、同調コイル
L2のインダクタンス値は、10.5μH〜800μHの値
を容易に設定することができる。このインダクタ
ンス値は、電流制御型可変インダクタンスの構
造、コイルの捲回数、或いは磁気コアの材質等の
選択によつて設定される。殊に制御コイルL2の
電気的特性によるところが大きく、電流制御型可
変インダクタを所望のインダクタンス範囲に設定
することが容易である。第５図のような電流制御
型可変インダクタを用いることによつて、より同
調周波数の選択が容易となり、受信感度も良好と
なる。
電流制御型可変インダクタに供給される制御電
流（Ｉ±Δi）或いは（±Δi）の制御は、制御電
流値に応じたインダクタンスを発生し、同調回路
が所定の同調周波数に設定され、所望の受信周波
数を選択するものであるが、その一例として第１
図の実施例のようなCPU１１等を用いたものが
あり、CPU１１の記憶回路に予め制御電流と同
調周波数との関係を記憶させておき、プログラマ
ブルデバイダ７によつて設定された受信周波数に
対応する値をデジタル信号を介してＤ／Ａ変換器
１２に供給して制御電流に変換して制御コイル
L2に供給する。それによつて、電流制御型可変
インダクタを用いた同調回路の同調周波数を所定
の値に設定して受信するものである。
流（Ｉ±Δi）或いは（±Δi）の制御は、制御電
流値に応じたインダクタンスを発生し、同調回路
が所定の同調周波数に設定され、所望の受信周波
数を選択するものであるが、その一例として第１
図の実施例のようなCPU１１等を用いたものが
あり、CPU１１の記憶回路に予め制御電流と同
調周波数との関係を記憶させておき、プログラマ
ブルデバイダ７によつて設定された受信周波数に
対応する値をデジタル信号を介してＤ／Ａ変換器
１２に供給して制御電流に変換して制御コイル
L2に供給する。それによつて、電流制御型可変
インダクタを用いた同調回路の同調周波数を所定
の値に設定して受信するものである。
第１図と第２図等の実施例に示されたアンテナ
同調回路２の共振周波数ｆは、次式のように表さ
れる。
同調回路２の共振周波数ｆは、次式のように表さ
れる。
ｆ＝１／2π√（1 2） ……(2)
同調用コンデンサC2は、通常2200pFの容量の
コンデンサが用いられ、同調用コンデンサC1，
C2の合成容量を150pF〜200pFとする。この場合
の共振周波数は、(2)式から容易に求められる。
コンデンサが用いられ、同調用コンデンサC1，
C2の合成容量を150pF〜200pFとする。この場合
の共振周波数は、(2)式から容易に求められる。
MWの（530〜1710KHz）までの周波数に対し
て共振するアンテナ同調回路としては、電流制御
型可変インダクタがどの範囲まで可変できれば良
いか、(1)，(2)式を用いて示せば、次式のように求
められる。
て共振するアンテナ同調回路としては、電流制御
型可変インダクタがどの範囲まで可変できれば良
いか、(1)，(2)式を用いて示せば、次式のように求
められる。
今、アンテナ同調回路の同調用コンデンサC1，
C2の合成容量を180pFとすると、受信周波数
530KHzにおけるインダクタンス値Ｌは、(2)式か
ら次式のように求めることができる。
C2の合成容量を180pFとすると、受信周波数
530KHzにおけるインダクタンス値Ｌは、(2)式か
ら次式のように求めることができる。
Ｌ＝１／（2πf）2×（C1／／C2） ……(3)
＝１／（2π×530×103）2
×（180×10-12）
＝501（μH）
依つて、受信周波数が530KHzの場合の同調回
路のインダクタンス値は、501μHと求められ、受
信周波数が1710KHzにおける同調回路の必要なイ
ンダクタンス値Ｘは、(1)式より求めることができ
る。
路のインダクタンス値は、501μHと求められ、受
信周波数が1710KHzにおける同調回路の必要なイ
ンダクタンス値Ｘは、(1)式より求めることができ
る。
fnax 2／fnio 2＝Lnax／Lnio
（1710／530）2＝501／Ｘ
Ｘ＝ 48.1（μH）
上記の結果から受信周波数が1710KHzにおける
必要なインダクタンス値は、48.1μHと求められ
る。従つて、電流制御型可変インダクタを用いた
同調回路のインダクタンスが、10.5μH〜800μH
の値を容易にとり得るので、MWの530KHz〜
1710KHzまでの受信周波数に対して共振するアン
テナ同調回路を構成できることが実証される。
必要なインダクタンス値は、48.1μHと求められ
る。従つて、電流制御型可変インダクタを用いた
同調回路のインダクタンスが、10.5μH〜800μH
の値を容易にとり得るので、MWの530KHz〜
1710KHzまでの受信周波数に対して共振するアン
テナ同調回路を構成できることが実証される。
本発明の電流制御型可変インダクタを用いた同
調回路は、従来のアンテナ同調回路が、非同調回
路が用いられていたのに対して、アンテナ同調回
路に制御電流を供給して同調コイルのインダクタ
ンス値を可変して同調周波数を調整し、所望の受
信周波数が選択されるようになされている。従つ
て、従来の受信機と比較して妨害特性が向上する
と共に、従来非同調型の受信機では、実用感度が
27dBμ程度であつたものを、実用感度を22dBμ以
下まで向上させることができた。
調回路は、従来のアンテナ同調回路が、非同調回
路が用いられていたのに対して、アンテナ同調回
路に制御電流を供給して同調コイルのインダクタ
ンス値を可変して同調周波数を調整し、所望の受
信周波数が選択されるようになされている。従つ
て、従来の受信機と比較して妨害特性が向上する
と共に、従来非同調型の受信機では、実用感度が
27dBμ程度であつたものを、実用感度を22dBμ以
下まで向上させることができた。
又、従来のμ同調回路が、同調コイルの磁気コ
アを機械的に手動で移動させて同調を取つている
のに対して、本発明の電流制御型可変インダクタ
を用いた同調回路は、同調操作が電流制御によつ
てなされているので、同調操作が容易であつて、
ボリウム等によるのみならずCPUによつても制
御が可能である特徴を有するので電子チユーナに
好適である。
アを機械的に手動で移動させて同調を取つている
のに対して、本発明の電流制御型可変インダクタ
を用いた同調回路は、同調操作が電流制御によつ
てなされているので、同調操作が容易であつて、
ボリウム等によるのみならずCPUによつても制
御が可能である特徴を有するので電子チユーナに
好適である。
更に、電流の制御によつて同調を取るので、μ
同調回路のように機械振動によつて磁気コアがず
れて同調点が狂うこともなく、車載用の受信機と
しても好適である。
同調回路のように機械振動によつて磁気コアがず
れて同調点が狂うこともなく、車載用の受信機と
しても好適である。
更に又、本発明の電流制御型可変インダクタに
よる同調回路によれば、アンテナとアンテナ同調
回路とのインピーダンス整合の為の直列に接続さ
れたコンデンサを必要とせず、又、同調の為の可
変容量ダイオードを必要としない為に部品数の低
減に効果的である。
よる同調回路によれば、アンテナとアンテナ同調
回路とのインピーダンス整合の為の直列に接続さ
れたコンデンサを必要とせず、又、同調の為の可
変容量ダイオードを必要としない為に部品数の低
減に効果的である。
第１図は、本発明の電流制御型可変インダクタ
を用いたアンテナ同調回路を含む受信機の一実施
例を示す回路図、第２図は、本発明の電流制御型
可変インダクタを用いたアンテナ同調回路を含む
受信機の他の実施例を示す図、第３図は、電流制
御型可変インダクタの一例の断面図、第４図は、
電流制御型可変インダクタに供給される制御電流
の供給回路の一例を示す回路図、第５図は、電流
制御型可変インダクタの他の等価回路を示す回路
図、第６図は、電流制御型可変インダクタの制御
電流の供給回路の他の例を示す回路図、第７図
は、従来のμ同調回路の略図を示す回路図であ
る。 １……アンテナ、２……アンテナ同調回路、３
……高周波増幅回路、４……高周波同調回路、５
……混合回路、６……局部発振回路、７……プロ
グラマブルデバイダ、８……位相比較器、９……
低域通過フイルタ、１０……PLLシンセサイザ、
１１……CPU、１２……Ｄ／Ａ変換器、１３…
…ボビン、１５……ベース、１６……磁気コア、
１７……端子ピン、１８……インバータ、２０…
…制御端子、２１……可変電流源回路、L1……
同調コイル、L2……制御コイル、C1，C2……同
調用コンデンサ、T1乃至T8……トランジスタ、
B1，B2……バスライン、E1，E2……基準電圧源。
を用いたアンテナ同調回路を含む受信機の一実施
例を示す回路図、第２図は、本発明の電流制御型
可変インダクタを用いたアンテナ同調回路を含む
受信機の他の実施例を示す図、第３図は、電流制
御型可変インダクタの一例の断面図、第４図は、
電流制御型可変インダクタに供給される制御電流
の供給回路の一例を示す回路図、第５図は、電流
制御型可変インダクタの他の等価回路を示す回路
図、第６図は、電流制御型可変インダクタの制御
電流の供給回路の他の例を示す回路図、第７図
は、従来のμ同調回路の略図を示す回路図であ
る。 １……アンテナ、２……アンテナ同調回路、３
……高周波増幅回路、４……高周波同調回路、５
……混合回路、６……局部発振回路、７……プロ
グラマブルデバイダ、８……位相比較器、９……
低域通過フイルタ、１０……PLLシンセサイザ、
１１……CPU、１２……Ｄ／Ａ変換器、１３…
…ボビン、１５……ベース、１６……磁気コア、
１７……端子ピン、１８……インバータ、２０…
…制御端子、２１……可変電流源回路、L1……
同調コイル、L2……制御コイル、C1，C2……同
調用コンデンサ、T1乃至T8……トランジスタ、
B1，B2……バスライン、E1，E2……基準電圧源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ アンテナ同調回路が、同調コイルと、該同調
コイルの磁束密度を調整して該同調コイルのイン
ダクタンス値を制御する制御コイルを具える電流
制御型可変インダクタを具備し、該同調コイルの
一端に第１の同調コンデンサが接続され、該同調
コイルの他端に第２の同調コンデンサが接続され
てなり、該制御コイルに流れる電流値を調整する
ことによつて該アンテナ同調回路の同調周波数を
可変して、所望の受信周波数を選択するようにな
されたことを特徴とする電流制御型可変インダク
タを用いた同調回路。 ２ 前記同調コイルの磁束密度を制御して該同調
コイルのインダクタンス値を調整する前記制御コ
イルの一端が、第１の基準電圧源VB／２に接続
され、該制御コイルの他端が、第２の基準電圧源
VBと接地間に接続された第１と第２のトランジ
スタの接続点に接続されることによつて該制御コ
イルに供給される制御電流を調整することを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の電流制御型可
変インダクタを用いた同調回路。 ３ 前記同調コイルの磁束密度を制御して該同調
コイルインダクタンス値を調整する該制御コイル
の一端が第１と第２のトランジスタとの接続点に
接続され、該制御コイルの他端が第３と第４のト
ランジスタとの接続点に接続され、該第１と該第
３のトランジスタのコレクタが第１の電源電圧源
に接続され、該第２と該第４のトランジスタのエ
ミツタが接地端子に接続された制御電流供給回路
によつて、該制御コイルに供給される電流を制御
して該同調回路の同調周波数を制御することを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の電流制御型
可変インダクタを用いた同調回路。 ４ 前記電流制御型可変インダクタの同調コイル
が、直列接続された可変型コイルと固定型コイル
で形成されているものであることを特徴とする特
許請求の範囲第１項又は第２項又は第３項記載の
電流制御型可変インダクタを用いた同調回路。 ５ PLLシンセサイザ受信機に於いて、アンテ
ナ同調回路が、同調コイルと該同調コイルに近接
して設けられる制御コイルに供給される電流を制
御することにより該同調コイルのインダクタンス
を調整する制御コイルを具備する電流制御型イン
ダクタと、該同調コイルの一端に第１の同調用コ
ンデンサが接続され、該同調コイルの他端に第２
の同調用コンデンサが接続されてなり、該制御コ
イルに供給される制御電流が、プログラマブルデ
バイダからの信号に基づきCPUに予め記憶され
た値に従つてＤ／Ａ変換器を介して該制御コイル
に供給され、所定の周波数に同調を取ることを特
徴とする電流制御型可変インダクタを用いた受信
機。 ６ 前記電流制御型インダクタの同調コイルが、
直列接続された可変型コイルと固定型コイルで形
成されていることを特徴とする特許請求の範囲第
５項記載の電流制御型可変インダクタを用いた受
信機。 ７ 受信機のアンテナ同調回路に、同調コイルと
該同調コイルのインダクタンス値を調整する制御
コイルからなる電流制御型可変インダクタを用い
た同調回路が用いられ、該制御コイルに受信周波
数に対応した制御電流を供給することによつて所
望の受信周波数に同調を取ることを特徴とする電
流制御型可変インダクタを同調回路として用いた
受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63215754A JPH0263313A (ja) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 |
| US07/398,170 US5040239A (en) | 1988-08-30 | 1989-08-23 | Tuning circuit and receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63215754A JPH0263313A (ja) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0263313A JPH0263313A (ja) | 1990-03-02 |
| JPH0473884B2 true JPH0473884B2 (ja) | 1992-11-24 |
Family
ID=16677669
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63215754A Granted JPH0263313A (ja) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5040239A (ja) |
| JP (1) | JPH0263313A (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5140700A (en) * | 1990-12-07 | 1992-08-18 | Ford Motor Company | FM resonant filter having AM frequency bypass |
| US5491715A (en) * | 1993-06-28 | 1996-02-13 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Automatic antenna tuning method and circuit |
| US5548830A (en) * | 1993-12-27 | 1996-08-20 | Ford Motor Company | Dual-band frequency-selective attenuator for automatic gain control |
| JPH07283692A (ja) * | 1994-04-11 | 1995-10-27 | Toko Inc | Ａｍ受信機の電子同調回路 |
| US6219529B1 (en) * | 1994-07-19 | 2001-04-17 | Seiko Instruments Inc. | Wireless communication system using only the magnetic field component |
| JP2000036702A (ja) * | 1998-07-21 | 2000-02-02 | Hitachi Ltd | 無線端末 |
| US20020142729A1 (en) * | 2001-03-30 | 2002-10-03 | Siemens Ag | Method for identifying a system state of a technical system with a sensor device having a passive component, as well as a sensor device and use of a sensor device |
| US7164950B2 (en) * | 2002-10-30 | 2007-01-16 | Pacesetter, Inc. | Implantable stimulation device with isolating system for minimizing magnetic induction |
| US7426373B2 (en) * | 2005-01-11 | 2008-09-16 | The Boeing Company | Electrically tuned resonance circuit using piezo and magnetostrictive materials |
| CN102057552B (zh) * | 2008-06-05 | 2015-05-20 | 高通股份有限公司 | 用于无线功率转移的铁氧体天线 |
| FR2987196B1 (fr) * | 2012-02-17 | 2014-04-04 | Continental Automotive France | Procede et dispositif de diagnostic d'antenne |
| US9997290B2 (en) * | 2015-06-26 | 2018-06-12 | Intel Corporation | Variable inductor and wireless communication device including variable device for conversion of a baseband signal to a radio frequency (RF) range |
| JP6645258B2 (ja) * | 2016-02-24 | 2020-02-14 | スミダコーポレーション株式会社 | コイル部品およびコイル部品の製造方法 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3571716A (en) * | 1968-04-16 | 1971-03-23 | Motorola Inc | Electronically tuned antenna system |
| US3579115A (en) * | 1969-02-11 | 1971-05-18 | Motorola Inc | Electronically tuned oscillator |
| US3600684A (en) * | 1969-05-15 | 1971-08-17 | Motorola Inc | Overload compensation circuit for antenna tuning system |
| JPS56111326A (en) * | 1980-02-08 | 1981-09-03 | Hitachi Ltd | Antenna circuit of am radio receiver |
| DE3115291C2 (de) * | 1981-04-15 | 1983-07-21 | Becker Autoradiowerk Gmbh, 7516 Karlsbad | "Abstimmschaltung für Hochfrequenzempfänger" |
| US4630013A (en) * | 1984-01-30 | 1986-12-16 | Toko Kabushiki Kaisha | Current controlled variable inductor |
| JPS61196625A (ja) * | 1985-02-26 | 1986-08-30 | Sony Corp | オ−トダイン受信機 |
| JPH0697730B2 (ja) * | 1985-04-30 | 1994-11-30 | ソニー株式会社 | 電子同調式ｆｍ受信機 |
| US4725805A (en) * | 1985-12-25 | 1988-02-16 | Toko Kabushiki Kaisha | Electric current control type variable inductor |
-
1988
- 1988-08-30 JP JP63215754A patent/JPH0263313A/ja active Granted
-
1989
- 1989-08-23 US US07/398,170 patent/US5040239A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5040239A (en) | 1991-08-13 |
| JPH0263313A (ja) | 1990-03-02 |
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