JPH0474929B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0474929B2 JPH0474929B2 JP9183883A JP9183883A JPH0474929B2 JP H0474929 B2 JPH0474929 B2 JP H0474929B2 JP 9183883 A JP9183883 A JP 9183883A JP 9183883 A JP9183883 A JP 9183883A JP H0474929 B2 JPH0474929 B2 JP H0474929B2
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- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- switching element
- switching
- overcurrent protection
- Prior art date
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- Expired
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、DC−DCコンバータに利用できる過
電流保護装置に関するものである。
電流保護装置に関するものである。
従来例の構成とその問題点
第１図に従来の過電流保護装置の一例を示す。
これは、入力電圧の変動に対して出力電圧を常に
一定に保つようにしたスイツチング方式の電源装
置における場合を示しており、図中、１は直流電
源、２はコンバータトランス、３はスイツチング
動作を行うトランジスタ、４はこのトランジスタ
３を導通遮断制御するためのドライブパルスを発
生するドライブ回路、５および６はコンバータト
ランス２の二次巻線より発生する出力を整流平滑
するダイオードおよびコンデンサであり、この整
流平滑回路の直流出力電圧を負荷７に供給してい
る。なお、図示していないが、直流出力電圧の安
定化のために直流出力電圧を検出し、その検出出
力と基準電圧を比較して比較出力をドライブ回路
４にフイードバツクすることによりドライブパル
スのパルス幅を制御して、出力電圧を安定化する
ようにしている。
これは、入力電圧の変動に対して出力電圧を常に
一定に保つようにしたスイツチング方式の電源装
置における場合を示しており、図中、１は直流電
源、２はコンバータトランス、３はスイツチング
動作を行うトランジスタ、４はこのトランジスタ
３を導通遮断制御するためのドライブパルスを発
生するドライブ回路、５および６はコンバータト
ランス２の二次巻線より発生する出力を整流平滑
するダイオードおよびコンデンサであり、この整
流平滑回路の直流出力電圧を負荷７に供給してい
る。なお、図示していないが、直流出力電圧の安
定化のために直流出力電圧を検出し、その検出出
力と基準電圧を比較して比較出力をドライブ回路
４にフイードバツクすることによりドライブパル
スのパルス幅を制御して、出力電圧を安定化する
ようにしている。
さらに、過電流からの回路保護のために、第１
図の回路では、トランジス３のエミツタに直列に
過電流検出用の抵抗８を接続し、この抵抗８の両
端電圧を直接検出するか、もしくはさらに積分し
てその積分出力を検出して、過電流時には保護回
路９を動作させ、その出力によりドライブ回路４
の動作を停止するようにしている。
図の回路では、トランジス３のエミツタに直列に
過電流検出用の抵抗８を接続し、この抵抗８の両
端電圧を直接検出するか、もしくはさらに積分し
てその積分出力を検出して、過電流時には保護回
路９を動作させ、その出力によりドライブ回路４
の動作を停止するようにしている。
しかるにこの手段は、動作は確実であるが、コ
ンバータトランス２の一次回路のループ中に直列
に抵抗８が入るため、この抵抗８による電力損失
を生じ、回路の変換効率を必らず下げてしまうと
いう欠点がある。
ンバータトランス２の一次回路のループ中に直列
に抵抗８が入るため、この抵抗８による電力損失
を生じ、回路の変換効率を必らず下げてしまうと
いう欠点がある。
発明の目的
本発明は、上記のような従来の欠点に鑑み、変
換効果を下げることなく過電流から回路を保護す
ることのできる過電流保護装置を提供することを
目的とする。
換効果を下げることなく過電流から回路を保護す
ることのできる過電流保護装置を提供することを
目的とする。
発明の構成
本発明においては、コンバータトランスの一次
巻線に接続するバイポーラトランジスタやパワー
MOS電界効果トランジスタ等のスイツチング素
子の両端の電極間電圧がスイツチング素子に流れ
る電流に応じて変化する特性を持つことに着目
し、このスイツチング素子の導通期間にその両端
電圧を検出し、この検出電圧と基準電圧を比較回
路にて比較し、検出電圧が基準電圧を越えたとき
にその比較出力によつて保護回路を動作させるよ
うにしたものであり、変換効率を低下させること
なく所望の保護動作を得ることができるものであ
る。
巻線に接続するバイポーラトランジスタやパワー
MOS電界効果トランジスタ等のスイツチング素
子の両端の電極間電圧がスイツチング素子に流れ
る電流に応じて変化する特性を持つことに着目
し、このスイツチング素子の導通期間にその両端
電圧を検出し、この検出電圧と基準電圧を比較回
路にて比較し、検出電圧が基準電圧を越えたとき
にその比較出力によつて保護回路を動作させるよ
うにしたものであり、変換効率を低下させること
なく所望の保護動作を得ることができるものであ
る。
実施例の説明
以下、本発明の一実施例の過電流保護装置を第
２図、第３図に示して説明する。なお、図中、第
１図中同一機能を果たす素子には同一符号を付し
ている。
２図、第３図に示して説明する。なお、図中、第
１図中同一機能を果たす素子には同一符号を付し
ている。
第２図の回路においては、バイポーラトランジ
スタあるいはパワーMOS電界効果トランジスタ
よりなるスイツチングトランジスタ３のコレクタ
にMOS電界効果トランジスタ１０のドレインを
接続し、電界効果トランジスタ１０のソースは抵
抗１１とコンデンサ１２より構成される積分回路
を通して比較回路１３の一方の入力端に接続す
る。電界効果トランジスタ１０のゲートは、スイ
ツチングトランジスタ３のベースとともにドライ
ブ回路４の出力端子に接続しており、両トランジ
スタ３，１０には同じドライブパルスを加えてい
る。比較回路１３は他方の入力端子に可変抵抗器
１４により設定された基準電圧を加えており、比
較回路１３の出力は保護回路１５に加える。
スタあるいはパワーMOS電界効果トランジスタ
よりなるスイツチングトランジスタ３のコレクタ
にMOS電界効果トランジスタ１０のドレインを
接続し、電界効果トランジスタ１０のソースは抵
抗１１とコンデンサ１２より構成される積分回路
を通して比較回路１３の一方の入力端に接続す
る。電界効果トランジスタ１０のゲートは、スイ
ツチングトランジスタ３のベースとともにドライ
ブ回路４の出力端子に接続しており、両トランジ
スタ３，１０には同じドライブパルスを加えてい
る。比較回路１３は他方の入力端子に可変抵抗器
１４により設定された基準電圧を加えており、比
較回路１３の出力は保護回路１５に加える。
上記構成において、スイツチングトランジスタ
３に同期して電界効果トランジスタ１０は導通・
遮断し、第４図に示すようにトランジスタ３が導
通している期間のコレクタ・エミツタ間電圧
VCE SATに比例した電圧をソースに取り出す。定
常動作状態では比較回路１３の基準電圧の方が、
積分回路を通して供給される比較入力電圧より高
くなるように設定しているため、保護回路１５は
動作せず、スイツチング電源装置の動作が停止す
ることはない。
３に同期して電界効果トランジスタ１０は導通・
遮断し、第４図に示すようにトランジスタ３が導
通している期間のコレクタ・エミツタ間電圧
VCE SATに比例した電圧をソースに取り出す。定
常動作状態では比較回路１３の基準電圧の方が、
積分回路を通して供給される比較入力電圧より高
くなるように設定しているため、保護回路１５は
動作せず、スイツチング電源装置の動作が停止す
ることはない。
一方、負荷シヨート時等のごとき、異常電流
（過電流）が流れた場合にはトランジスタ３に流
れる電流も増大し、そのコレクタ・エミツタ間電
圧VCE SATは大きくなり、積分後の比較入力電圧
は基準電圧よりも大きくなる。この結果、比較回
路１３の出力は、定常動作状態のときとは反転
し、保護回路１５が動作し、ドライブ回路４の動
作を停止せしめる。いま、コンバータトランス２
の一次側を流れる平均電流をＩとし、第１図の抵
抗８の値をＲとすると、第２図の構成ではI2Rだ
け変換損失を低減させることができる。
（過電流）が流れた場合にはトランジスタ３に流
れる電流も増大し、そのコレクタ・エミツタ間電
圧VCE SATは大きくなり、積分後の比較入力電圧
は基準電圧よりも大きくなる。この結果、比較回
路１３の出力は、定常動作状態のときとは反転
し、保護回路１５が動作し、ドライブ回路４の動
作を停止せしめる。いま、コンバータトランス２
の一次側を流れる平均電流をＩとし、第１図の抵
抗８の値をＲとすると、第２図の構成ではI2Rだ
け変換損失を低減させることができる。
なお上記構成において抵抗１１とコンデンサ１
２は、電源スイツチ（図示せず）を閉じた時等に
発生するサージ電圧で保護回路が誤動作しないよ
うに設定しているものであるが、たとえば電界効
果トランジスタ１０のドライブ期間をスイツチン
グトランジスタ３のドライブ期間より短かくし、
トランジスタ３の立上がり、立下がりの影響をな
くするようにすれば上記積分回路は不要である。
また電界効果トランジスタ１０はこれに限定され
ることなく、スイツチングトランジスタ３の両端
に発生する電圧に比例した電圧を比較回路１３に
供給できるような回路、素子であれば、その他の
回路、素子を用いてもよいものである。
２は、電源スイツチ（図示せず）を閉じた時等に
発生するサージ電圧で保護回路が誤動作しないよ
うに設定しているものであるが、たとえば電界効
果トランジスタ１０のドライブ期間をスイツチン
グトランジスタ３のドライブ期間より短かくし、
トランジスタ３の立上がり、立下がりの影響をな
くするようにすれば上記積分回路は不要である。
また電界効果トランジスタ１０はこれに限定され
ることなく、スイツチングトランジスタ３の両端
に発生する電圧に比例した電圧を比較回路１３に
供給できるような回路、素子であれば、その他の
回路、素子を用いてもよいものである。
発明の効果
以上のように、本発明によれば、電源装置を構
成するスイツチング素子の電極間電圧をこのスイ
ツチング素子の導通期間に検出し、この検出電圧
が比較用基準電圧より大きくなつたときに保護回
路を動作せしめるようにすることにより、変換効
率を低下させることなく、過電流から回路を保護
することができるものである。
成するスイツチング素子の電極間電圧をこのスイ
ツチング素子の導通期間に検出し、この検出電圧
が比較用基準電圧より大きくなつたときに保護回
路を動作せしめるようにすることにより、変換効
率を低下させることなく、過電流から回路を保護
することができるものである。
第１図は従来例における過電流保護装置の回路
図、第２図は本発明の一実施例における過電流保
護装置の回路図、第３図は同装置の動作説明のた
めの波形図である。 ２……コンバータトランス、３……スイツチン
グ素子、４……ドライブ回路、５……整流用ダイ
オード、６……平滑用コンデンサ、１０……電界
効果トランジスタ、１３……比較回路、１４……
可変抵抗器、１５……保護回路。
図、第２図は本発明の一実施例における過電流保
護装置の回路図、第３図は同装置の動作説明のた
めの波形図である。 ２……コンバータトランス、３……スイツチン
グ素子、４……ドライブ回路、５……整流用ダイ
オード、６……平滑用コンデンサ、１０……電界
効果トランジスタ、１３……比較回路、１４……
可変抵抗器、１５……保護回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ スイツチング電源装置を構成するスイツチン
グ素子の導通遮断に同期してその導通期間中に上
記スイツチング素子の電極間電圧を検出する検出
手段を設け、この検出電圧を過電流保護回路に加
えて検出電圧が予め定めた基準電圧より大きいと
きに上記過電流保護回路を動作させるように構成
した過電流保護装置。 ２ 検出手段は、スイツチング素子の電極間電圧
に比例した電圧を出力端に取り出すスイツチング
手段を備え、上記スイツチング素子の導通期間よ
りも上記スイツチング手段の導通期間の方を短か
くするようにした特許請求の範囲第１項記載の過
電流保護装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58091838A JPS59216420A (ja) | 1983-05-24 | 1983-05-24 | 過電流保護装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58091838A JPS59216420A (ja) | 1983-05-24 | 1983-05-24 | 過電流保護装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59216420A JPS59216420A (ja) | 1984-12-06 |
| JPH0474929B2 true JPH0474929B2 (ja) | 1992-11-27 |
Family
ID=14037726
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58091838A Granted JPS59216420A (ja) | 1983-05-24 | 1983-05-24 | 過電流保護装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59216420A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2183853B (en) * | 1985-12-02 | 1989-12-20 | Trw Inc | Power supply switch circuit for wafer scale applications |
| US4680664A (en) * | 1985-12-09 | 1987-07-14 | Hughes Tool Company | Overcurrent protection circuit for power transistors |
-
1983
- 1983-05-24 JP JP58091838A patent/JPS59216420A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59216420A (ja) | 1984-12-06 |
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