JPH0785648B2 - スイッチングレギュレータ電源回路 - Google Patents
スイッチングレギュレータ電源回路Info
- Publication number
- JPH0785648B2 JPH0785648B2 JP63144233A JP14423388A JPH0785648B2 JP H0785648 B2 JPH0785648 B2 JP H0785648B2 JP 63144233 A JP63144233 A JP 63144233A JP 14423388 A JP14423388 A JP 14423388A JP H0785648 B2 JPH0785648 B2 JP H0785648B2
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- Japan
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- voltage
- switching
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、商用電源から直流電圧を作り出すスイッチン
グレギュレータ電源回路に関するものである。
グレギュレータ電源回路に関するものである。
従来の技術 近年、各種機器に対する電源として、スイッチングレギ
ュレータ電源回路が多いに採用されている。そして、各
種保護回路、例えば過電流保護回路或いは過電圧保護回
路を具備する電源回路も数多く使用されている。
ュレータ電源回路が多いに採用されている。そして、各
種保護回路、例えば過電流保護回路或いは過電圧保護回
路を具備する電源回路も数多く使用されている。
以下、図面を参照しながら従来の電源回路の一例につい
て説明を行なう。
て説明を行なう。
第７図は、過電流制御回路を具備した他励式スイッチン
グレギュレータ電源回路の一例の回路図である。すなわ
ち、第７図中（イ），（ロ）は商用電源入力端子で、正
弦波交流電圧が印加され、この交流電圧がブリッジ整流
ダイオード8,9,10,11で整流され、さらにコンデンサ12
で平滑され直流電圧が形成される。一方、発振制御回路
16から、ドライブ回路15へ、更に出力トランジスタ14へ
とスイッチングのための信号の伝播を行い、トランジス
タ14のオン期間についてスイッチングトランス13を介し
て、トランス二次側へエネルギーの供給を行う。なお、
19はトランス二次側出力の整流ダイオード、20は平滑コ
ンデンサ、21は負荷である。
グレギュレータ電源回路の一例の回路図である。すなわ
ち、第７図中（イ），（ロ）は商用電源入力端子で、正
弦波交流電圧が印加され、この交流電圧がブリッジ整流
ダイオード8,9,10,11で整流され、さらにコンデンサ12
で平滑され直流電圧が形成される。一方、発振制御回路
16から、ドライブ回路15へ、更に出力トランジスタ14へ
とスイッチングのための信号の伝播を行い、トランジス
タ14のオン期間についてスイッチングトランス13を介し
て、トランス二次側へエネルギーの供給を行う。なお、
19はトランス二次側出力の整流ダイオード、20は平滑コ
ンデンサ、21は負荷である。
二次側出力電圧レベルを一定に制御するための帰還ルー
プとして、検出回路18でトランス二次側出力電圧の検出
を行い、発振制御回路16で発振周期一定の下、オンデュ
ーティ比を制御する。５は過電流検出用抵抗で、この抵
抗５に流れるソース電流の大きさを過電流制御回路17で
検出して、発振制御回路16の発振を制御する。なお、抵
抗１と２に過電流検出抵抗５の電圧降下を分割するブリ
ーダ抵抗であり、６はノイズ除去用コンデンサである。
プとして、検出回路18でトランス二次側出力電圧の検出
を行い、発振制御回路16で発振周期一定の下、オンデュ
ーティ比を制御する。５は過電流検出用抵抗で、この抵
抗５に流れるソース電流の大きさを過電流制御回路17で
検出して、発振制御回路16の発振を制御する。なお、抵
抗１と２に過電流検出抵抗５の電圧降下を分割するブリ
ーダ抵抗であり、６はノイズ除去用コンデンサである。
以上のように構成されたスイッチングレギュレータ電源
回路について、以下その動作について説明する。
回路について、以下その動作について説明する。
まず、電源回路の動作スタート時の過渡期間、或るいは
異常状態時、出力トランジスタ14に過大電流が流れる。
この電流は抵抗５に電圧降下をもたらす。回路の基準電
位を出力トランジスタ14のソース電位とした場合、抵抗
５には負の電圧が発生する。その電圧波形は第８図に示
すようなものである。この抵抗５に発生した電圧を抵抗
１及び２で分割して、抵抗１の両端電圧を過電流制御回
路17に印加する。この抵抗１の両端電圧が過電流制御回
路17のスレショールド電圧Vthを超えたとき、発振制御
回路16を制御して発振を一時停止させる所謂間欠発振動
作を行う。その結果、出力トランジスタ14をオーバード
ライブさせることなく、破壊等の事故から素子を保護す
ることが可能となる。
異常状態時、出力トランジスタ14に過大電流が流れる。
この電流は抵抗５に電圧降下をもたらす。回路の基準電
位を出力トランジスタ14のソース電位とした場合、抵抗
５には負の電圧が発生する。その電圧波形は第８図に示
すようなものである。この抵抗５に発生した電圧を抵抗
１及び２で分割して、抵抗１の両端電圧を過電流制御回
路17に印加する。この抵抗１の両端電圧が過電流制御回
路17のスレショールド電圧Vthを超えたとき、発振制御
回路16を制御して発振を一時停止させる所謂間欠発振動
作を行う。その結果、出力トランジスタ14をオーバード
ライブさせることなく、破壊等の事故から素子を保護す
ることが可能となる。
発明が解決しようとする課題 発振周期が一定のスイッチングレギュレータ電源回路に
於ける出力トランジスタに流れるドレイン電流波形は、
交流入力電圧レベルによりそのピーク電流値が変わる。
特に、広範囲な入力電圧（例えば80V〜270V）を扱う場
合、その入力電圧の最小値と最大値とでドレイン電流の
ピーク電流値は３倍近く変化する。電源回路として負荷
一定であることから、入力電圧が増加すると回路の電流
は減少する。
於ける出力トランジスタに流れるドレイン電流波形は、
交流入力電圧レベルによりそのピーク電流値が変わる。
特に、広範囲な入力電圧（例えば80V〜270V）を扱う場
合、その入力電圧の最小値と最大値とでドレイン電流の
ピーク電流値は３倍近く変化する。電源回路として負荷
一定であることから、入力電圧が増加すると回路の電流
は減少する。
したがって、入力電圧に対する過電流検出電圧EP0は第
９図に示す如く、一定の傾斜を持って入力電圧が上昇す
るにつれて小さくなる。
９図に示す如く、一定の傾斜を持って入力電圧が上昇す
るにつれて小さくなる。
一方、過電流制御回路の動作開始電圧（スレショールド
電圧Vth）は一定であるので、交流入力電圧が高い程、
動作開始電圧に対して過電流検出電圧は低いレベルにな
る。このため、電源オンのインラッシュ時、低入力電圧
では過電流制御回路が十分に働き問題ないが、高入力電
圧時、過電流制御回路が働かず、出力トランジスタの安
全動作領域を越えてしまい出力トランジスタが破壊する
という問題が生じていた。
電圧Vth）は一定であるので、交流入力電圧が高い程、
動作開始電圧に対して過電流検出電圧は低いレベルにな
る。このため、電源オンのインラッシュ時、低入力電圧
では過電流制御回路が十分に働き問題ないが、高入力電
圧時、過電流制御回路が働かず、出力トランジスタの安
全動作領域を越えてしまい出力トランジスタが破壊する
という問題が生じていた。
本発明は、上記問題点に鑑み、簡単な回路構成により広
範囲な交流入力電圧に対して、十分な過電流制御動作を
保証する回路を具備したスイッチングレギュレータ電源
回路を提供するものである。
範囲な交流入力電圧に対して、十分な過電流制御動作を
保証する回路を具備したスイッチングレギュレータ電源
回路を提供するものである。
課題を解決するための手段 上記目的を達成するために本発明のスイッチングレギュ
レータ電源回路は、スイッチングトランスに印加される
入力電圧に比例する補正電流を作成し、この補正電流と
オン状態のスイッチング素子に流れる電流の双方を検知
し、これら二電流の和が所定値以上の過電流とならない
ように、スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する
ものである。
レータ電源回路は、スイッチングトランスに印加される
入力電圧に比例する補正電流を作成し、この補正電流と
オン状態のスイッチング素子に流れる電流の双方を検知
し、これら二電流の和が所定値以上の過電流とならない
ように、スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する
ものである。
作用 上記構成によって、スイッチングトランスへの入力電圧
に比例する補正電流を作成し、この補正電流とスイッチ
ング素子に流れる電流とを重畳して検知し、入力電圧が
上昇するのにともなって減少するスイッチング素子に流
れる電流の減少分を補償して検知することにより、電源
オン（インラッシュ）時等に回路素子の定格を超えて流
れる過電流を、高入力電圧時でも確実に検知でき、過電
流に対する回路保護を正確に実現できる。
に比例する補正電流を作成し、この補正電流とスイッチ
ング素子に流れる電流とを重畳して検知し、入力電圧が
上昇するのにともなって減少するスイッチング素子に流
れる電流の減少分を補償して検知することにより、電源
オン（インラッシュ）時等に回路素子の定格を超えて流
れる過電流を、高入力電圧時でも確実に検知でき、過電
流に対する回路保護を正確に実現できる。
実施例 以下、本発明の一実施例のスイッチングレギュレータ電
源回路について、図面を参照しながら説明する。第１図
は本発明の第１の実施例におけるスイッチングレギュレ
ータ電源回路の構成を示すものである。なお、第９図に
示した構成と同様のものについては同符号を付してその
詳細な説明を省略する。
源回路について、図面を参照しながら説明する。第１図
は本発明の第１の実施例におけるスイッチングレギュレ
ータ電源回路の構成を示すものである。なお、第９図に
示した構成と同様のものについては同符号を付してその
詳細な説明を省略する。
本実施例においては、第９図に示した構成に加えて、ス
イッチングトランス13に補助巻線ｌを設け、スイッチン
グトランス補助巻線ｌの一端を抵抗３とツェナーダイオ
ード４の直列回路に接続し、この直列回路の他端を過電
流制御回路入力端子に接続するとともに、補助巻線ｌの
他端を、トランジスタ14のソースに接続している。
イッチングトランス13に補助巻線ｌを設け、スイッチン
グトランス補助巻線ｌの一端を抵抗３とツェナーダイオ
ード４の直列回路に接続し、この直列回路の他端を過電
流制御回路入力端子に接続するとともに、補助巻線ｌの
他端を、トランジスタ14のソースに接続している。
以上のように構成されたスイッチングレギュレータ電源
回路について、以下第１図から第４図を用いてその動作
を説明する。
回路について、以下第１図から第４図を用いてその動作
を説明する。
第２図は本実施例の要部電圧波形であり、同図（ｂ）は
第１図中（ｂ）点の波形を示している。補助巻線ｌを介
して得た過電流制御用補正電流を過電流制御回路17にフ
ィードバックしているため、スイッチングトランス補助
巻線ｌから出力トランジスタ14のOFF期間に対しても電
流が流れ、正側にも電圧が発生している。負側のピーク
は補正電流が流れているために、第８図に示したものよ
り電圧値の大きい電圧−EPとなる。同図（ａ）は補助巻
線出力電圧波形であり、出力トランジスタのON期間は電
圧−E1であり、OFF期間はE2である。
第１図中（ｂ）点の波形を示している。補助巻線ｌを介
して得た過電流制御用補正電流を過電流制御回路17にフ
ィードバックしているため、スイッチングトランス補助
巻線ｌから出力トランジスタ14のOFF期間に対しても電
流が流れ、正側にも電圧が発生している。負側のピーク
は補正電流が流れているために、第８図に示したものよ
り電圧値の大きい電圧−EPとなる。同図（ａ）は補助巻
線出力電圧波形であり、出力トランジスタのON期間は電
圧−E1であり、OFF期間はE2である。
第３図は補助巻線出力電圧−E1の交流入力電圧に対する
依存性をグラフ化したものであり、その絶対値は交流入
力電圧が高くなるにつれて大きくなる。
依存性をグラフ化したものであり、その絶対値は交流入
力電圧が高くなるにつれて大きくなる。
以上の状況下で過電流制御用補正電流icを解析する。
（１）出力トランジスタ ON期間 但し、E1……補助巻線出力電圧，VZ……ツェナー電圧，
−VC……過電流制御回路入力電圧，R3……補正回路抵抗 （２）出力トランジスタ OFF期間 但し、E2……補助巻線出力電圧 VF……ツェナーダイオード順方向降下電圧 広範囲入力電圧に対して適切に補正をかけるために、式
（１）にて交流入力電圧80V時、補正電流を零とする
と、VZ＝E1（80V）−VCとなり、ツェナー電圧の設定が
出来る。従って、E1（80V）＝VZ＋VCと選ぶことにより
交流入力電圧80V時の補正電流をツェナーダイオードで
零に設定出来る。そして、80Vから270Vの交流入力電圧
に対しては、式（１）に従って補正抵抗値R3を適宜選択
して、補正電流をブリーダ抵抗１に重畳して流すことに
より、第４図に示す如く、交流入力電圧に対して一定の
過電流制御入力電圧を維持することが出来る。
−VC……過電流制御回路入力電圧，R3……補正回路抵抗 （２）出力トランジスタ OFF期間 但し、E2……補助巻線出力電圧 VF……ツェナーダイオード順方向降下電圧 広範囲入力電圧に対して適切に補正をかけるために、式
（１）にて交流入力電圧80V時、補正電流を零とする
と、VZ＝E1（80V）−VCとなり、ツェナー電圧の設定が
出来る。従って、E1（80V）＝VZ＋VCと選ぶことにより
交流入力電圧80V時の補正電流をツェナーダイオードで
零に設定出来る。そして、80Vから270Vの交流入力電圧
に対しては、式（１）に従って補正抵抗値R3を適宜選択
して、補正電流をブリーダ抵抗１に重畳して流すことに
より、第４図に示す如く、交流入力電圧に対して一定の
過電流制御入力電圧を維持することが出来る。
なお、それ程精度を高める必要がない時は、入力電圧80
Vで補正電流を必ずしもゼロに設定しなくても良い。
Vで補正電流を必ずしもゼロに設定しなくても良い。
以上のように本実施例によれば、スイッチングトランス
補助巻線ｌより抵抗３及びツェナーダイオード４を介し
て補正電流を過電流制御回路17に流すことにより、広範
囲な交流入力電圧に対しても過電流制御入力電圧を一定
レベルに維持し、過電流制御動作を確実なものとするこ
とが出来る。
補助巻線ｌより抵抗３及びツェナーダイオード４を介し
て補正電流を過電流制御回路17に流すことにより、広範
囲な交流入力電圧に対しても過電流制御入力電圧を一定
レベルに維持し、過電流制御動作を確実なものとするこ
とが出来る。
尚、第１図の実施例において、補正回路７に第５図の如
くツェナー電流を流す方向にダイオード22を追加しても
良い。この時、過電流制御動作に寄与しないic（OFF）
電流が例となり、過電流制御入力電圧波形も第８図の様
になる。
くツェナー電流を流す方向にダイオード22を追加しても
良い。この時、過電流制御動作に寄与しないic（OFF）
電流が例となり、過電流制御入力電圧波形も第８図の様
になる。
又、第１図実施例では過電流制御入力電圧を負電圧とし
て取扱ったが、第６図の如く正電圧として回路構成をし
ても良い。第６図は過電流検出抵抗５をソース回路に挿
入し、その降下電圧をブリーダ抵抗１及び２とで分割し
ている。従って、スイッチングトランス補助巻線の極性
及びツェナーダイオード４の極性が逆となっている。
て取扱ったが、第６図の如く正電圧として回路構成をし
ても良い。第６図は過電流検出抵抗５をソース回路に挿
入し、その降下電圧をブリーダ抵抗１及び２とで分割し
ている。従って、スイッチングトランス補助巻線の極性
及びツェナーダイオード４の極性が逆となっている。
又、スイッチングトランス補助巻線は専用巻線でなく、
極性が合えば他の巻線と併用することも出来る。
極性が合えば他の巻線と併用することも出来る。
又、前記ツェナーダイオード４がなくても、補助巻線か
ら得た補正電流を過電流検出用抵抗５の検出出力に重畳
することにより、高入力電圧時の抵抗５の検出電流の減
少を補償することができ、ツェナーダイオードを用いる
ものに比べその精度は低下するもののその特性を補正出
来る。
ら得た補正電流を過電流検出用抵抗５の検出出力に重畳
することにより、高入力電圧時の抵抗５の検出電流の減
少を補償することができ、ツェナーダイオードを用いる
ものに比べその精度は低下するもののその特性を補正出
来る。
発明の効果 以上のように本発明は、スイッチングトランスへの広範
囲な交流入力電圧に対して、この入力電圧に比例する補
正電流を作成し、この補正電流とスイッチング素子に流
れる電流とを併せて検知し、二電流の和が所定値以上に
ならないようにスイッチング素子をオン・オフ制御する
ことによって、高入力電圧時にもスイッチング素子に定
格を越えて電流が流れないように安定的に過電流制御で
き、過渡状態に対して出力トランジスタとオーバードラ
イブさせることなく、破壊等の事故から素子を保護する
ことが出来る。
囲な交流入力電圧に対して、この入力電圧に比例する補
正電流を作成し、この補正電流とスイッチング素子に流
れる電流とを併せて検知し、二電流の和が所定値以上に
ならないようにスイッチング素子をオン・オフ制御する
ことによって、高入力電圧時にもスイッチング素子に定
格を越えて電流が流れないように安定的に過電流制御で
き、過渡状態に対して出力トランジスタとオーバードラ
イブさせることなく、破壊等の事故から素子を保護する
ことが出来る。
第１図は本発明の一実施例におけるスイチングレギュレ
ータ電源回路の回路図、第２図は第１図の要部の電圧波
形図、第３図及び第４図は第１図の要部の電圧の交流入
力電圧に対する特性を示す特性図、第５図は本発明の他
の実施例の要部回路図、第６図は本発明の他の実施例の
回路図、第７図は従来のスイッチングレギュレータ電源
回路の回路図、第８図，第９図は従来例の動作を説明す
る波形図および特性図である。 8,9,10,11,19,22……ダイオード、４……ツェナーダイ
オード、6,12,20……コンデンサ、1,2,3,5……抵抗、13
……スイッチングトランス、14……出力電界効果トラン
ジスタ、15……ドライブ回路、16……発振制御回路、17
……過電流制御回路、18……二次出力電圧検出回路、21
……二次回路負荷。
ータ電源回路の回路図、第２図は第１図の要部の電圧波
形図、第３図及び第４図は第１図の要部の電圧の交流入
力電圧に対する特性を示す特性図、第５図は本発明の他
の実施例の要部回路図、第６図は本発明の他の実施例の
回路図、第７図は従来のスイッチングレギュレータ電源
回路の回路図、第８図，第９図は従来例の動作を説明す
る波形図および特性図である。 8,9,10,11,19,22……ダイオード、４……ツェナーダイ
オード、6,12,20……コンデンサ、1,2,3,5……抵抗、13
……スイッチングトランス、14……出力電界効果トラン
ジスタ、15……ドライブ回路、16……発振制御回路、17
……過電流制御回路、18……二次出力電圧検出回路、21
……二次回路負荷。
Claims (1)
- 【請求項１】広範囲の電圧範囲の商用電源入力を直流に
変換する直流電源回路と、一次巻線の一端が前記直流電
源回路の出力に結合され、二次巻線が負荷に結合された
スイッチングトランスと、前記スイッチングトランスの
一次巻線の他端に出力の一端が接合され、もう一方の出
力端は一端を接地した過電流検出用抵抗に接続され、制
御端子に入力される制御信号によって周期的にオン・オ
フ制御されるスイッチング素子とを備えるとともに、前
記スイッチングトランスの補助巻線から直流電源回路出
力に比例して生ずる電圧を抵抗とツェナーダイオード直
列回路を介することにより生成される補正電流を作成す
る補正電流作成手段と、オン状態にある前記スイッチン
グ素子に流れる電流とを検知し、これら二電流の和が所
定値以上にならないように前記スイッチング素子に前記
制御信号を供給しオン・オフ制御する制御手段を具備
し、高入力電圧時にもスイッチング素子に定格を越えて
電流が流れないように安定的に過電流制御でき、過渡状
態に対して出力トランジスタをオーバードライブさせな
いことを特徴とするスイッチングレギュレータ電源回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63144233A JPH0785648B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | スイッチングレギュレータ電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63144233A JPH0785648B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | スイッチングレギュレータ電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01315260A JPH01315260A (ja) | 1989-12-20 |
| JPH0785648B2 true JPH0785648B2 (ja) | 1995-09-13 |
Family
ID=15357343
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63144233A Expired - Lifetime JPH0785648B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | スイッチングレギュレータ電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0785648B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2504816B2 (ja) * | 1988-11-11 | 1996-06-05 | ニチコン株式会社 | スイッチング電源 |
| JPH0811056Y2 (ja) * | 1990-03-19 | 1996-03-29 | 横河電機株式会社 | スイッチング電源の過負荷保護回路 |
| JPH0497480U (ja) * | 1991-01-17 | 1992-08-24 | ||
| JP4694043B2 (ja) * | 2001-06-08 | 2011-06-01 | 三洋電機株式会社 | スイッチング電源用集積回路 |
| JP4733860B2 (ja) * | 2001-06-08 | 2011-07-27 | 三洋電機株式会社 | スイッチング電源用集積回路 |
| JP4694044B2 (ja) * | 2001-06-08 | 2011-06-01 | 三洋電機株式会社 | スイッチング電源用集積回路 |
| JP6029388B2 (ja) * | 2012-08-31 | 2016-11-24 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
| CN117175919A (zh) * | 2023-08-14 | 2023-12-05 | 深圳天狼芯半导体有限公司 | 一种开关电源电路、开关电源装置以及电子设备 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5932221Y2 (ja) * | 1979-05-05 | 1984-09-10 | ティーディーケイ株式会社 | リンギング・チヨ−ク・コンバ−タ |
-
1988
- 1988-06-10 JP JP63144233A patent/JPH0785648B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01315260A (ja) | 1989-12-20 |
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