JPH0479230B2 - - Google Patents
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- JPH0479230B2 JPH0479230B2 JP61041138A JP4113886A JPH0479230B2 JP H0479230 B2 JPH0479230 B2 JP H0479230B2 JP 61041138 A JP61041138 A JP 61041138A JP 4113886 A JP4113886 A JP 4113886A JP H0479230 B2 JPH0479230 B2 JP H0479230B2
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Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は、自己消弧形電力変換装置の位相制御
回路に係り、特に変換装置を高速に位相制御する
のに好適な自己消弧形電力変換装置の位相制御回
路に関する。 〔従来の技術〕 GTO（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）、ト
ランジスタ等の自己消弧形素子による電力変換装
置は、任意の時点で転流動作が行えるため、制御
遅れ角を０度から360度の範囲で変化させること
ができ、また、制御遅れ角を急変させることも可
能である。したがつて、電力系統の安定化装置等
への適用が考えられている。このような自己消弧
形電力変換装置を動作させるには、制御遅れ角を
０度から360度の範囲で制御し、かつ、制御遅れ
角を急変させることを可能にする自己消弧電力変
換装置の位相制御回路が不可欠である。 すなわち、電力系統の安定化装置として電力変
換装置を適用した場合、安定化要求に応じて有効
電力又は無効電力を制御するために、電力変換装
置の制御遅れ角（動作位相）を急変させなければ
ならない。この場合の制御遅れ角は電力系統の電
圧位相０度から360度に対応させて可変とするこ
とが要求される。ここで制御遅れ角とは、交流系
統の電圧位相の０度を基準として自己消弧形素子
を点弧させるまでの電気角をいう。 このため、電気学会、半導体電力変換研究会資
料（SPC−84−77）に論じられているように、サ
イリスタ変換装置用の位相制御回路を基本回路と
し、制御遅れ角を０度から360度の範囲で変化で
きるように、機能を拡張した回路が検討されてい
る。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、従来検討されている位相制御回路は、
サイリスタ変換装置用の回路を基本としているた
め、制御遅れ角を急変させることはできない。 ところが、自己消弧形電力変換装置を系統安定
化装置に適用する場合、系統事故に速応するため
制御遅れ角の急変は必須機能となる。 本発明の目的は、交流系統と負荷との間に接続
された交直双方向の変換を行う自己消弧形電力変
換装置の動作位相を、０度から360度の範囲で制
御し、かつ、系統条件からの要求である位相制御
信号に対応して瞬時に点弧位相を決定することが
でき、動作位相を急変させることが可能な自己消
弧形電力変換装置の制御回路を提供することにあ
る。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、自己消弧形素子を用いて構成された
電力変換回路を交流系統と負荷との間に接続し、
前記電力変換回路の動作位相を制御して交直双方
向の変換を行う電力変換装置の位相制御回路にお
いて、前記交流系統の電圧位相と同期した位相角
360度を周期とする鋸歯状波信号を出力する鋸歯
状波発生手段と、該鋸歯状波発生手段の出力信号
から前記動作位相を指定する位相制御信号を差引
いた差信号を求める加算演算手段と、前記差信号
の大きさを判別するための複数の判断レベル帯を
備え、前記差信号の大きさがどの判断レベル帯に
あるかによつて点弧すべき前記自己消弧形素子を
選択するレベル判断手段と、該レベル判断手段の
出力に対応した自己消弧形素子のゲート信号を生
成するゲート信号作成手段を備えたことを特徴と
する自己消弧形電力変換装置の位相制御回路とし
たのである。 〔作用〕 上記本発明の構成によれば、位相検出手段は、
交流系統の電圧位相を検出して位相角360度を周
期とする位相信号を発生し、この信号と電力変換
装置の動作位相を与える位相制御信号との差信号
が求められる。その差信号の大きさのレベルに応
じて予め設定されている点弧・消弧すべき自己消
弧形素子を決定し、その内容に応じたゲート信号
が各素子に与えられる。したがつて、位相角を0°
〜360°の範囲で制御できるとともに、位相制御信
号に対応して瞬時に点弧位相を決定することがで
きるので、各素子を点弧する位相角を急変させる
ことができる。 〔実施例〕 以下、本発明の一実施例を第１図、第２図、第
３図および第４図により説明する。 第１図は、本発明を適用した位相制御回路５お
よびGTO素子を用いた自己消弧形電力変換装置
の応用機器におけるその位置づけを示している。 図示のように、自己消弧形電力変換装置２は、
交流系統１と負荷３との間の交直双方向の電力変
換を行なうものである。 位相制御回路５ 位相制御回路５は、自己消弧形電力変換装置２
を制御装置４からの位相指令操作量Ｃに応じて位
相制御する。自己消弧形電力変換装置２は、
GTO素子Gu、GV、Gw、Gx、Gy、Gzからなり、
交流系統１と負荷３の間の電力変換を行う。 ここで、ゲート回路６は、位相制御回路５が発
生する信号Qx，Qu，Qy，Qv，Qz，Ｑｗに応じゲ
ート信号がＨレベルのとき対応するGTO素子を
ONさせ、ＬレベルのときOFFさせるゲートパル
スPx，Pu，Py，Pv，Pz，Pwを作成する。位相制
御回路５は、交流系統１の線間電圧を検出し、交
流信号をＦとして出力する交流電圧検出回路７
（この例では、Ｒ相とＴ相の線間電圧を検出して
いる）、交流信号Ｆに同期して交流電圧の位相を
360度同期で検出して鋸歯状波Ｗを作成する位相
検出手段としての鋸歯状波作成回路８、鋸歯状波
Ｗと制御装置４からの操作量Ｃとの差を求め、差
信号Ａとして出力する加算器回路９、信号Ａの大
きさを判断し、判断結果を選択信号m1，m2，
m3，……，m6として出力する制御判断回路１
０、および選択信号m1，m2，m3，……，m6に
応じてONさせるべきGTO素子を指定するゲート
信号Qx，Qu，Qy，Qv，Qz，Ｑｗを作成するゲー
ト信号作成回路１１からなつている。 位相制御回路の動作 第２図、第３図および第４図は、位相制御回路
５の動作説明図であり、操作量Ｃが制御遅れ角
180度を指定する値となつている場合の動作を示
している。第２図は、交流系統Ｒ、Ｓ、Ｔ相の各
電圧波形および交流信号Ｆ、鋸歯状波Ｗ、操作量
Ｃ、差信号Ａの関係を示しており、Ｒ、Ｓ、Ｔ相
交流電圧波形が第２図ａのようになつているとす
ると、交流信号Ｆ（Ｒ−Ｔ）は、第２図ｂのよう
になる。また、交流信号Ｆの位相０度の時点t1、
t2に同期し、鋸歯状波Ｗの波形が第２図ｃのよう
に作成され、操作量Ｃの値（180度）に応じて第
２図ｄに示す信号Ａ（Ｗ−Ｃ）の波形が得られる。
第２図において、各信号Ｗ，Ｃ，Ａの大きさを制
御遅れ角で表わしているが、実際には制御遅れ角
に対応するデイジタル量である。以下、信号Ｗ，
Ｃ，Ａの値については、この制御遅れ角での表現
方法を用いる。 次に、第３図および第４図により、判断回路１
０、ゲート信号作成回路１１の動作を説明する。 第３図は、差信号Ａの大きさと、選択信号m1，
m2，……，m6およびゲート信号Qu，Qv，……，
Qz間の関係を示したものであり、この図に従う
と、差信号Ａの大きさを60°単位で判断し、その
判断結果に応じて選択信号m1，m2，……，m6の
うち１つがＨレベルとなる。さらに、Ｈレベルと
なつた選択信号に対し、ゲート信号Qu，Qv，…
…，Qzが決まる。例えば、差信号の大きさが0°≦
Ａ＜60°の範囲にある場合、選択信号m1がＨレベ
ルとなり、それに伴いゲート信号Qu，QyがＨレ
ベルとなる。以上の規則により、第２図ｄに示す
差信号Ａに対する選択信号m1，m2，……，m6お
よびゲート信号Qu，Qv，……，Qzの波形が第４
図のように得られる。 次に、第１図の鋸歯状作成回路８、加算器回路
９、判断回路１０およびゲート信号作成回路１１
について、具体回路を示す。 鋸歯状波作成回路８ 第５図は、鋸歯状波形作成回路８の具体例であ
り、クロツク発振信号ｋを発生する発振回路１
２、交流信号Ｆの大きさにより、Ｆ≧０のときの
出力信号ｒをＨレベルとし、Ｆ＜０のときの信号
ｒをＬレベルとするコンパレータ１３、クロツク
発振信号ｋをカウントし、信号ｒの立上がりでセ
ツトされるバイナリーカウンタ回路１４からなつ
ている。この回路の動作波形を第７図に示す。交
流信号Ｆの波形が第７図ａのようになつていると
すれば、コンパレータ１３の出力信号ｒは、第７
図ｂのようになる。このとき、クロツク発振信号
ｋに対し、バイナリーカウンタ回路１４の出力信
号Ｗは、第７図ｄの鋸歯状波となる。また、鋸歯
状波の高さは、発振回路１２の発振周波数を調節
することで、制御遅れ角360°に対応する値に合わ
せることができる。 加算器回路９ 第６図は、加算器回路９の具体例であり、Ａ＝
Ｗ−Ｃの減算を実現する回路である。２進法の減
算を実現する手段として回路を簡単にするために
加算回路に補数を使つて計算する。ここで、補数
を求める方法は、各桁で０と１とを変換して得ら
れた数に１を加えるのである。したがつて第６図
の信号ＢはＣの補数＋１をとるために桁上がり
をさせるＨレベル信号であり、キヤリービツトを
単にＨレベルにしておくことを示している。 以上のことから、加算回路９は、Ａ＝Ｗ＋＋
１を行なう回路構成となつており、この結果Ａ＝
Ｗ−Ｃを実現している。操作量信号Ｃの各ビツト
C1、C2、C3、……、Coを反転し、1、2、3、
……、oとして出力するインバータ回路IV1、
IV2、IV3、……IVo、およびＨレベルの信号Ｂを
キヤリービツトとし、鋸歯状波信号Ｗの各ビツト
w1、w2、……、woおよび1、2、3、……、
Ｃoを加算し、差信号Ａの各ビツトa1、a2、a3…
…、aoとして出力するフルアダー回路１５からな
つている。ただし、信号Ｗ，Ｃ，Ａに関しては、
w1、C1、a1が最上位ビツトである。この回路に
より、Ａ＝Ｗ−Ｃを実現できる。 第８図は、第２図ｃの信号Ｗ，Ｃに対する加算
回路９の差信号Ａを示したものであり、この波形
においては、下位ビツトa5、a6、……，aoで第８
図ｂに示す高さ60°の鋸歯状波を実現し、上位４
ビツトa1、a2、a3、a4で第８図ｃの階段波形を実
現している。すなわち、第８図ａの波形は、第８
図ｂおよびｃを合成したものである。このように
すると、上位４ビツトa1、a2、a3、a4からなるデ
イジタル量は、１ビツトが60°に対応しており、
最上位ビツトをサインビツトとすれば、各ビツト
の波形は、第８図ｄのようになる。したがつて、
差信号Ａの上位４ビツトのビツトパターンによ
り、差信号Ａの大きさの範囲を60°単位で判断す
ることができる。 判断回路１０ 第９図は、差信号Ａの上位４ビツトを入力信号
として、第３図に示した規則を実現する判断回路
１０の具体回路であり、インバータ回路IG1、
IG2、IG3、IG4、アンド回路AN1、AN2、……、
AN12およびオア回路OR1、OR2、……、OR6か
らなつている。ここで、第３図の関係により、例
えば差信号Ａの値が０度≦Ａ＜60度とＡ＜−300
度の場合に選択信号m1をＨレベルにさせる。し
たがつて、この２つの条件を満足させるための条
件をAND回路AN1、AN2で作成し、このAND
回路AN1、AN2の出力をOR回路OR1を介し選択
信号m1を出力している。以下選択信号m2，…
…，m6についても同様に２つのAND回路と１つ
のOR回路で作成するように構成している。な
お、条件設定は上位４ビツトを入力信号とし、第
９図に示すようにインバータ回路で反転した信号
と反転しない信号の組合わせによつて実現してい
る。この回路においては、例えば差信号Ａの上位
４ビツトa1、a2、a3、a4が全てＬレベルの場合、
イバータ回路IG1、IG2、IG3の出力信号がＨレベ
ルとなり、アンド回路AN1の出力信号がＨレベ
ルとなる。したがつて、この場合オア回路OR1の
出力信号である選択信号m1がＨレベルとなる。 ゲート信号作成回路１１ 第１０図は、選択信号m1，m2，……，m6を入
力信号とし、ゲート信号Qu，Qv，……，Qzを出
力するゲート信号作成回路１１の具体例であり、
オア回路OR7、OR8、……、OR12からなつてい
る。この回路では、例えば選択信号m1またはm2
がＨレベルのとき、ゲート信号QuがＨレベルと
なる。 第１１図、差信号Ａの上位４ビツトa1、a2、
a3、a4の波形が第８図ｄのようになつたときの第
９図の判断回路１０および第１０図のゲート信号
作成回路１１の動作を示したものであり、選択信
号m1，m2，……，m6およびゲート信号Qu，Qv，
……，Qzが第３図の規則に従つていることがわ
かる。 第１２図は、操作量Ｃがステツプ的に変化した
場合の位相制御回路５の動作およびそれに応じて
変化する自己消弧形電力変換装置２の直流出力電
圧edの波形を示したものである。この例では、操
作量Ｃは、第１２図ａの破線のように、時点t8で
30°から150°に、また時点t4で150°から30°にステツ
プ変化している。これに対し、位相制御回路５
は、第１図、第２図、……、第１１図で説明した
応動をし、差信号Ａ（＝Ｗ−Ｃ）およびそれに対
する選択信号m1，m2，……，m6の波形が第１２
図ｂ，ｃのように得られる。第１２図ｃをみる
と、操作量信号Ｃのステツプ変化を瞬時に反映
し、選択信号m1，m2，……，m6のパターンが変
わつていることがわかる。したがつて、自己消弧
形電力変換装置２のゲートパルスPu，Pv，……
Pzも瞬時に変化し、直流出力電圧edは、第１２図
ｄに示すようにステツプ的に応動する。 ここで、自己消弧形素子を用いているので、外
部回路によらずゲート信号によつてオン・オフ状
態を切り替えることができるので、第１２図ｃの
ように制御遅れ角を急変させても転流失敗をおこ
すことがない。 したがつて、本実施例では、制御遅れ角を0°か
ら360°の範囲で制御し、かつ、制御遅れ角を急変
させることが可能である。 他の実施例 第１３図および第１４図は、本発明の他の実施
例であり、第１図における鋸歯状発生回路８、加
算器回路９および制御回路１０を演算増幅器によ
るアナログ回路で実現したものである。 第１３図は、アナログ回路にる鋸歯状発生回路
１６および加算器回路１７の構成を示しており、
鋸歯状波発生回路１６は、演算増幅器１８、抵抗
１９，２０からなるコンパレータ回路、コンパレ
ータ回路の出力信号ｒを入力として、信号ｒの微
分波形Ｓを形成する微分回路２１、演算増幅器２
２、抵抗２３，２４、コンデンサ２５、コンデン
サ２５を放電させるためのトランジスタスイツチ
２６からなる積分回路、からなつている。この回
路においては、第７図と同様に、交流信号Ｆに対
しコンパレータ回路の出力信号ｒが得られ、微分
回路２１により、信号ｒの立上り時点に同期した
パルス信号Ｓが作成される。また、アナログ信号
Ｉの積分回路W′を作成する積分回路、信号Ｓに
応じてトランジスタスイツチ２６が作動する毎に
リセツトされる。したがつて、信号Ｉの大きさを
調節することで、第７図ｄに対応する波形を作成
することができる。 加算回路１７は、演算増幅器２７、抵抗２８，
２９，３０からなる符号反転回路、演算増幅器３
１、抵抗３２，３３，３４，３５からなる加算回
路および演算増幅回路３６、抵抗３７，３８，３
９からなる符号反転回路で構成されており、アナ
ログ量の操作量C′に対し、演算式A′＝W′−C′を
実現し、信号A′を出力する。 第１４図は、信号A′の大きさを判断し、第３
図の規則に従つて選択信号m1，m2，……，m6を
出力する判断回路４０の回路図であり、演算増幅
器４１，４２，……，５１、抵抗５２，５３，…
…，７３からなるコンパレータ群、インバータ回
路IG5、IG6、……、IG15、アンド回路AN13、
AN14、……，AN22およびオア回路OR7、OR8、
……、OR12で構成されている。コンパレータ群
の比較基準信号L1、L2、……、L11の値は、それ
ぞれ300°、240°、……、−300°であり、60°を単位
として信号A′の大きさを判断できるようになつ
ている。例えば、信号A′の値が0°≦A′＜60°の範
囲にある場合、演算増幅器４１，４２，……，４
５の出力がＬレベル、演算増幅器４６，４７，…
…，５１の出力がＨレベルとなる。したがつて、
アンド回路AN17およびオア回路OR7が動作し、
選択信号m1がＨレベルとなる。 以上述べた他の実施例によつても、前述の実施
例と同様の効果が得られる。 〔発明の効果〕 本発明によれば、制御遅れ角を0°から360°の範
囲で制御し、かつ、位相制御信号に対応して瞬時
に点孤位相を決定することができるため制御遅れ
角を急変させることが可能な自己消孤形電力変換
装置用の位相制御回路を実現できる。
回路に係り、特に変換装置を高速に位相制御する
のに好適な自己消弧形電力変換装置の位相制御回
路に関する。 〔従来の技術〕 GTO（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）、ト
ランジスタ等の自己消弧形素子による電力変換装
置は、任意の時点で転流動作が行えるため、制御
遅れ角を０度から360度の範囲で変化させること
ができ、また、制御遅れ角を急変させることも可
能である。したがつて、電力系統の安定化装置等
への適用が考えられている。このような自己消弧
形電力変換装置を動作させるには、制御遅れ角を
０度から360度の範囲で制御し、かつ、制御遅れ
角を急変させることを可能にする自己消弧電力変
換装置の位相制御回路が不可欠である。 すなわち、電力系統の安定化装置として電力変
換装置を適用した場合、安定化要求に応じて有効
電力又は無効電力を制御するために、電力変換装
置の制御遅れ角（動作位相）を急変させなければ
ならない。この場合の制御遅れ角は電力系統の電
圧位相０度から360度に対応させて可変とするこ
とが要求される。ここで制御遅れ角とは、交流系
統の電圧位相の０度を基準として自己消弧形素子
を点弧させるまでの電気角をいう。 このため、電気学会、半導体電力変換研究会資
料（SPC−84−77）に論じられているように、サ
イリスタ変換装置用の位相制御回路を基本回路と
し、制御遅れ角を０度から360度の範囲で変化で
きるように、機能を拡張した回路が検討されてい
る。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、従来検討されている位相制御回路は、
サイリスタ変換装置用の回路を基本としているた
め、制御遅れ角を急変させることはできない。 ところが、自己消弧形電力変換装置を系統安定
化装置に適用する場合、系統事故に速応するため
制御遅れ角の急変は必須機能となる。 本発明の目的は、交流系統と負荷との間に接続
された交直双方向の変換を行う自己消弧形電力変
換装置の動作位相を、０度から360度の範囲で制
御し、かつ、系統条件からの要求である位相制御
信号に対応して瞬時に点弧位相を決定することが
でき、動作位相を急変させることが可能な自己消
弧形電力変換装置の制御回路を提供することにあ
る。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、自己消弧形素子を用いて構成された
電力変換回路を交流系統と負荷との間に接続し、
前記電力変換回路の動作位相を制御して交直双方
向の変換を行う電力変換装置の位相制御回路にお
いて、前記交流系統の電圧位相と同期した位相角
360度を周期とする鋸歯状波信号を出力する鋸歯
状波発生手段と、該鋸歯状波発生手段の出力信号
から前記動作位相を指定する位相制御信号を差引
いた差信号を求める加算演算手段と、前記差信号
の大きさを判別するための複数の判断レベル帯を
備え、前記差信号の大きさがどの判断レベル帯に
あるかによつて点弧すべき前記自己消弧形素子を
選択するレベル判断手段と、該レベル判断手段の
出力に対応した自己消弧形素子のゲート信号を生
成するゲート信号作成手段を備えたことを特徴と
する自己消弧形電力変換装置の位相制御回路とし
たのである。 〔作用〕 上記本発明の構成によれば、位相検出手段は、
交流系統の電圧位相を検出して位相角360度を周
期とする位相信号を発生し、この信号と電力変換
装置の動作位相を与える位相制御信号との差信号
が求められる。その差信号の大きさのレベルに応
じて予め設定されている点弧・消弧すべき自己消
弧形素子を決定し、その内容に応じたゲート信号
が各素子に与えられる。したがつて、位相角を0°
〜360°の範囲で制御できるとともに、位相制御信
号に対応して瞬時に点弧位相を決定することがで
きるので、各素子を点弧する位相角を急変させる
ことができる。 〔実施例〕 以下、本発明の一実施例を第１図、第２図、第
３図および第４図により説明する。 第１図は、本発明を適用した位相制御回路５お
よびGTO素子を用いた自己消弧形電力変換装置
の応用機器におけるその位置づけを示している。 図示のように、自己消弧形電力変換装置２は、
交流系統１と負荷３との間の交直双方向の電力変
換を行なうものである。 位相制御回路５ 位相制御回路５は、自己消弧形電力変換装置２
を制御装置４からの位相指令操作量Ｃに応じて位
相制御する。自己消弧形電力変換装置２は、
GTO素子Gu、GV、Gw、Gx、Gy、Gzからなり、
交流系統１と負荷３の間の電力変換を行う。 ここで、ゲート回路６は、位相制御回路５が発
生する信号Qx，Qu，Qy，Qv，Qz，Ｑｗに応じゲ
ート信号がＨレベルのとき対応するGTO素子を
ONさせ、ＬレベルのときOFFさせるゲートパル
スPx，Pu，Py，Pv，Pz，Pwを作成する。位相制
御回路５は、交流系統１の線間電圧を検出し、交
流信号をＦとして出力する交流電圧検出回路７
（この例では、Ｒ相とＴ相の線間電圧を検出して
いる）、交流信号Ｆに同期して交流電圧の位相を
360度同期で検出して鋸歯状波Ｗを作成する位相
検出手段としての鋸歯状波作成回路８、鋸歯状波
Ｗと制御装置４からの操作量Ｃとの差を求め、差
信号Ａとして出力する加算器回路９、信号Ａの大
きさを判断し、判断結果を選択信号m1，m2，
m3，……，m6として出力する制御判断回路１
０、および選択信号m1，m2，m3，……，m6に
応じてONさせるべきGTO素子を指定するゲート
信号Qx，Qu，Qy，Qv，Qz，Ｑｗを作成するゲー
ト信号作成回路１１からなつている。 位相制御回路の動作 第２図、第３図および第４図は、位相制御回路
５の動作説明図であり、操作量Ｃが制御遅れ角
180度を指定する値となつている場合の動作を示
している。第２図は、交流系統Ｒ、Ｓ、Ｔ相の各
電圧波形および交流信号Ｆ、鋸歯状波Ｗ、操作量
Ｃ、差信号Ａの関係を示しており、Ｒ、Ｓ、Ｔ相
交流電圧波形が第２図ａのようになつているとす
ると、交流信号Ｆ（Ｒ−Ｔ）は、第２図ｂのよう
になる。また、交流信号Ｆの位相０度の時点t1、
t2に同期し、鋸歯状波Ｗの波形が第２図ｃのよう
に作成され、操作量Ｃの値（180度）に応じて第
２図ｄに示す信号Ａ（Ｗ−Ｃ）の波形が得られる。
第２図において、各信号Ｗ，Ｃ，Ａの大きさを制
御遅れ角で表わしているが、実際には制御遅れ角
に対応するデイジタル量である。以下、信号Ｗ，
Ｃ，Ａの値については、この制御遅れ角での表現
方法を用いる。 次に、第３図および第４図により、判断回路１
０、ゲート信号作成回路１１の動作を説明する。 第３図は、差信号Ａの大きさと、選択信号m1，
m2，……，m6およびゲート信号Qu，Qv，……，
Qz間の関係を示したものであり、この図に従う
と、差信号Ａの大きさを60°単位で判断し、その
判断結果に応じて選択信号m1，m2，……，m6の
うち１つがＨレベルとなる。さらに、Ｈレベルと
なつた選択信号に対し、ゲート信号Qu，Qv，…
…，Qzが決まる。例えば、差信号の大きさが0°≦
Ａ＜60°の範囲にある場合、選択信号m1がＨレベ
ルとなり、それに伴いゲート信号Qu，QyがＨレ
ベルとなる。以上の規則により、第２図ｄに示す
差信号Ａに対する選択信号m1，m2，……，m6お
よびゲート信号Qu，Qv，……，Qzの波形が第４
図のように得られる。 次に、第１図の鋸歯状作成回路８、加算器回路
９、判断回路１０およびゲート信号作成回路１１
について、具体回路を示す。 鋸歯状波作成回路８ 第５図は、鋸歯状波形作成回路８の具体例であ
り、クロツク発振信号ｋを発生する発振回路１
２、交流信号Ｆの大きさにより、Ｆ≧０のときの
出力信号ｒをＨレベルとし、Ｆ＜０のときの信号
ｒをＬレベルとするコンパレータ１３、クロツク
発振信号ｋをカウントし、信号ｒの立上がりでセ
ツトされるバイナリーカウンタ回路１４からなつ
ている。この回路の動作波形を第７図に示す。交
流信号Ｆの波形が第７図ａのようになつていると
すれば、コンパレータ１３の出力信号ｒは、第７
図ｂのようになる。このとき、クロツク発振信号
ｋに対し、バイナリーカウンタ回路１４の出力信
号Ｗは、第７図ｄの鋸歯状波となる。また、鋸歯
状波の高さは、発振回路１２の発振周波数を調節
することで、制御遅れ角360°に対応する値に合わ
せることができる。 加算器回路９ 第６図は、加算器回路９の具体例であり、Ａ＝
Ｗ−Ｃの減算を実現する回路である。２進法の減
算を実現する手段として回路を簡単にするために
加算回路に補数を使つて計算する。ここで、補数
を求める方法は、各桁で０と１とを変換して得ら
れた数に１を加えるのである。したがつて第６図
の信号ＢはＣの補数＋１をとるために桁上がり
をさせるＨレベル信号であり、キヤリービツトを
単にＨレベルにしておくことを示している。 以上のことから、加算回路９は、Ａ＝Ｗ＋＋
１を行なう回路構成となつており、この結果Ａ＝
Ｗ−Ｃを実現している。操作量信号Ｃの各ビツト
C1、C2、C3、……、Coを反転し、1、2、3、
……、oとして出力するインバータ回路IV1、
IV2、IV3、……IVo、およびＨレベルの信号Ｂを
キヤリービツトとし、鋸歯状波信号Ｗの各ビツト
w1、w2、……、woおよび1、2、3、……、
Ｃoを加算し、差信号Ａの各ビツトa1、a2、a3…
…、aoとして出力するフルアダー回路１５からな
つている。ただし、信号Ｗ，Ｃ，Ａに関しては、
w1、C1、a1が最上位ビツトである。この回路に
より、Ａ＝Ｗ−Ｃを実現できる。 第８図は、第２図ｃの信号Ｗ，Ｃに対する加算
回路９の差信号Ａを示したものであり、この波形
においては、下位ビツトa5、a6、……，aoで第８
図ｂに示す高さ60°の鋸歯状波を実現し、上位４
ビツトa1、a2、a3、a4で第８図ｃの階段波形を実
現している。すなわち、第８図ａの波形は、第８
図ｂおよびｃを合成したものである。このように
すると、上位４ビツトa1、a2、a3、a4からなるデ
イジタル量は、１ビツトが60°に対応しており、
最上位ビツトをサインビツトとすれば、各ビツト
の波形は、第８図ｄのようになる。したがつて、
差信号Ａの上位４ビツトのビツトパターンによ
り、差信号Ａの大きさの範囲を60°単位で判断す
ることができる。 判断回路１０ 第９図は、差信号Ａの上位４ビツトを入力信号
として、第３図に示した規則を実現する判断回路
１０の具体回路であり、インバータ回路IG1、
IG2、IG3、IG4、アンド回路AN1、AN2、……、
AN12およびオア回路OR1、OR2、……、OR6か
らなつている。ここで、第３図の関係により、例
えば差信号Ａの値が０度≦Ａ＜60度とＡ＜−300
度の場合に選択信号m1をＨレベルにさせる。し
たがつて、この２つの条件を満足させるための条
件をAND回路AN1、AN2で作成し、このAND
回路AN1、AN2の出力をOR回路OR1を介し選択
信号m1を出力している。以下選択信号m2，…
…，m6についても同様に２つのAND回路と１つ
のOR回路で作成するように構成している。な
お、条件設定は上位４ビツトを入力信号とし、第
９図に示すようにインバータ回路で反転した信号
と反転しない信号の組合わせによつて実現してい
る。この回路においては、例えば差信号Ａの上位
４ビツトa1、a2、a3、a4が全てＬレベルの場合、
イバータ回路IG1、IG2、IG3の出力信号がＨレベ
ルとなり、アンド回路AN1の出力信号がＨレベ
ルとなる。したがつて、この場合オア回路OR1の
出力信号である選択信号m1がＨレベルとなる。 ゲート信号作成回路１１ 第１０図は、選択信号m1，m2，……，m6を入
力信号とし、ゲート信号Qu，Qv，……，Qzを出
力するゲート信号作成回路１１の具体例であり、
オア回路OR7、OR8、……、OR12からなつてい
る。この回路では、例えば選択信号m1またはm2
がＨレベルのとき、ゲート信号QuがＨレベルと
なる。 第１１図、差信号Ａの上位４ビツトa1、a2、
a3、a4の波形が第８図ｄのようになつたときの第
９図の判断回路１０および第１０図のゲート信号
作成回路１１の動作を示したものであり、選択信
号m1，m2，……，m6およびゲート信号Qu，Qv，
……，Qzが第３図の規則に従つていることがわ
かる。 第１２図は、操作量Ｃがステツプ的に変化した
場合の位相制御回路５の動作およびそれに応じて
変化する自己消弧形電力変換装置２の直流出力電
圧edの波形を示したものである。この例では、操
作量Ｃは、第１２図ａの破線のように、時点t8で
30°から150°に、また時点t4で150°から30°にステツ
プ変化している。これに対し、位相制御回路５
は、第１図、第２図、……、第１１図で説明した
応動をし、差信号Ａ（＝Ｗ−Ｃ）およびそれに対
する選択信号m1，m2，……，m6の波形が第１２
図ｂ，ｃのように得られる。第１２図ｃをみる
と、操作量信号Ｃのステツプ変化を瞬時に反映
し、選択信号m1，m2，……，m6のパターンが変
わつていることがわかる。したがつて、自己消弧
形電力変換装置２のゲートパルスPu，Pv，……
Pzも瞬時に変化し、直流出力電圧edは、第１２図
ｄに示すようにステツプ的に応動する。 ここで、自己消弧形素子を用いているので、外
部回路によらずゲート信号によつてオン・オフ状
態を切り替えることができるので、第１２図ｃの
ように制御遅れ角を急変させても転流失敗をおこ
すことがない。 したがつて、本実施例では、制御遅れ角を0°か
ら360°の範囲で制御し、かつ、制御遅れ角を急変
させることが可能である。 他の実施例 第１３図および第１４図は、本発明の他の実施
例であり、第１図における鋸歯状発生回路８、加
算器回路９および制御回路１０を演算増幅器によ
るアナログ回路で実現したものである。 第１３図は、アナログ回路にる鋸歯状発生回路
１６および加算器回路１７の構成を示しており、
鋸歯状波発生回路１６は、演算増幅器１８、抵抗
１９，２０からなるコンパレータ回路、コンパレ
ータ回路の出力信号ｒを入力として、信号ｒの微
分波形Ｓを形成する微分回路２１、演算増幅器２
２、抵抗２３，２４、コンデンサ２５、コンデン
サ２５を放電させるためのトランジスタスイツチ
２６からなる積分回路、からなつている。この回
路においては、第７図と同様に、交流信号Ｆに対
しコンパレータ回路の出力信号ｒが得られ、微分
回路２１により、信号ｒの立上り時点に同期した
パルス信号Ｓが作成される。また、アナログ信号
Ｉの積分回路W′を作成する積分回路、信号Ｓに
応じてトランジスタスイツチ２６が作動する毎に
リセツトされる。したがつて、信号Ｉの大きさを
調節することで、第７図ｄに対応する波形を作成
することができる。 加算回路１７は、演算増幅器２７、抵抗２８，
２９，３０からなる符号反転回路、演算増幅器３
１、抵抗３２，３３，３４，３５からなる加算回
路および演算増幅回路３６、抵抗３７，３８，３
９からなる符号反転回路で構成されており、アナ
ログ量の操作量C′に対し、演算式A′＝W′−C′を
実現し、信号A′を出力する。 第１４図は、信号A′の大きさを判断し、第３
図の規則に従つて選択信号m1，m2，……，m6を
出力する判断回路４０の回路図であり、演算増幅
器４１，４２，……，５１、抵抗５２，５３，…
…，７３からなるコンパレータ群、インバータ回
路IG5、IG6、……、IG15、アンド回路AN13、
AN14、……，AN22およびオア回路OR7、OR8、
……、OR12で構成されている。コンパレータ群
の比較基準信号L1、L2、……、L11の値は、それ
ぞれ300°、240°、……、−300°であり、60°を単位
として信号A′の大きさを判断できるようになつ
ている。例えば、信号A′の値が0°≦A′＜60°の範
囲にある場合、演算増幅器４１，４２，……，４
５の出力がＬレベル、演算増幅器４６，４７，…
…，５１の出力がＨレベルとなる。したがつて、
アンド回路AN17およびオア回路OR7が動作し、
選択信号m1がＨレベルとなる。 以上述べた他の実施例によつても、前述の実施
例と同様の効果が得られる。 〔発明の効果〕 本発明によれば、制御遅れ角を0°から360°の範
囲で制御し、かつ、位相制御信号に対応して瞬時
に点孤位相を決定することができるため制御遅れ
角を急変させることが可能な自己消孤形電力変換
装置用の位相制御回路を実現できる。
第１図は本発明の概要を示すブロツク図、第２
図は各部動作波形を示すタイムチヤート、第３図
は各部信号の対応関係を示す説明図、第４図は各
部動作波形を示すタイムチヤート、第５図は鋸歯
状波作成回路の具体例を示す回路図、第６図は加
算器回路の具体例を示す回路図、第７図は交流信
号と鋸歯状波との対応関係を示すタイムチヤー
ト、第８図は鋸歯状波に対する差信号の対応関係
を示すタイムチヤート、第９図は判断回路の具体
例を示す回路図、第１０図はゲート信号作成回路
の具体例を示す回路図、第１１図は差信号の変化
に対する選択信号およびゲート信号の対応関係を
示すタイムチヤート、第１２図は操作量がステツ
プ状に変化した場合の各部信号のタイムチヤー
ト、第１３図は他の実施例における鋸歯状波発生
回路および加算器回路の具体例を示す回路図、第
１４図は判断回路の具体例を示す回路図である。 １……交流系統、２……自己消孤形電力変換装
置、３……負荷、４……制御装置、５……位相制
御回路、６……ゲート回路、７……変圧器、８…
…鋸歯状波発生回路、９……加算器回路、１０…
…判断回路、Ａ……差信号、Ｂ……補数演算信
号、Ｃ……位相操作量信号、Ｗ……鋸歯状波信
号、m1〜m6……選択信号、Qx〜Qw……ゲート信
号、Px〜Pw……ゲートパルス。
図は各部動作波形を示すタイムチヤート、第３図
は各部信号の対応関係を示す説明図、第４図は各
部動作波形を示すタイムチヤート、第５図は鋸歯
状波作成回路の具体例を示す回路図、第６図は加
算器回路の具体例を示す回路図、第７図は交流信
号と鋸歯状波との対応関係を示すタイムチヤー
ト、第８図は鋸歯状波に対する差信号の対応関係
を示すタイムチヤート、第９図は判断回路の具体
例を示す回路図、第１０図はゲート信号作成回路
の具体例を示す回路図、第１１図は差信号の変化
に対する選択信号およびゲート信号の対応関係を
示すタイムチヤート、第１２図は操作量がステツ
プ状に変化した場合の各部信号のタイムチヤー
ト、第１３図は他の実施例における鋸歯状波発生
回路および加算器回路の具体例を示す回路図、第
１４図は判断回路の具体例を示す回路図である。 １……交流系統、２……自己消孤形電力変換装
置、３……負荷、４……制御装置、５……位相制
御回路、６……ゲート回路、７……変圧器、８…
…鋸歯状波発生回路、９……加算器回路、１０…
…判断回路、Ａ……差信号、Ｂ……補数演算信
号、Ｃ……位相操作量信号、Ｗ……鋸歯状波信
号、m1〜m6……選択信号、Qx〜Qw……ゲート信
号、Px〜Pw……ゲートパルス。
Claims (1)
- １ 自己消弧形素子を用いて構成された電力変換
回路を交流系統と負荷との間に接続し、前記電力
変換回路の動作位相を制御して交直双方向の変換
を行う電力変換装置の位相制御回路において、前
記交流系統の電圧位相と同期した位相角360度を
周期とする鋸歯状波信号を出力する鋸歯状波発生
手段と、該鋸歯状波発生手段の出力信号から前記
動作位相を指定する位相制御信号を差引いた差信
号を求める加算演算手段と、前記差信号の大きさ
を判別するための複数の判断レベル帯を備え、前
記差信号の大きさがどの判断レベル帯にあるかに
よつて点弧すべき前記自己消弧形素子を選択する
レベル判断手段と、該レベル判断手段の出力に対
応した自己消弧形素子ゲート信号を生成するゲー
ト信号作成手段を備えたことを特徴とする自己消
弧形電力変換装置の位相制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4113886A JPS62201059A (ja) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | 自己消弧形電力変換装置の位相制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4113886A JPS62201059A (ja) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | 自己消弧形電力変換装置の位相制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62201059A JPS62201059A (ja) | 1987-09-04 |
| JPH0479230B2 true JPH0479230B2 (ja) | 1992-12-15 |
Family
ID=12600070
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4113886A Granted JPS62201059A (ja) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | 自己消弧形電力変換装置の位相制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62201059A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4842323A (ja) * | 1971-09-30 | 1973-06-20 |
-
1986
- 1986-02-26 JP JP4113886A patent/JPS62201059A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62201059A (ja) | 1987-09-04 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |