JPH0479427A - ダイバーシティ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技亙別腎 本発明は、ダイバーシティ受信機に関する。例えば、自
動電話等の移動無線通信機やディジタル移動無線通信機
に適用されるものである。

災米岐権 ダイバーシティの基本的な考え方として合成受信法があ
る。以下、第８図（ａ）〜（Ｃ）に基づいて説明する。

図（ａ）は選択合成法、図（ｂ）は等利得合成法、図（
Ｃ）は最大比合成法を各々示す図で１図中、４１は包絡
線比較器、４２゜４３．５０．６０は受信機、４４はス
イッチ、４５．４７，５２．５６は位相検出器、４６゜
４８．５３．．５７は移相器、４．９．５９は積算器、
５１．５５は包絡線検出器、５４．５８は増幅器である
。

選択合成法では複数のフェージング波のうちで最大の包
絡線レベルのもののみを受信する。しかし、最大の包絡
線レベルをもたなくても瞬時受信電力対雑音電力比（Ｃ
ＮＲ）の大きいフェージング波もあるから、すべてのフ
ェージング波を合成受信すれば品質が劣化する確率をよ
り減少させることができる。この場合、各フェージング
波を同位相に合わせ、適当な重み付けをして合成するこ
とになる。重み付けをすべてフェージング波に対して等
しくする方法が等利得合成法である。

等利得合成法では包絡線レベルが小さくＣＮＲが低いフ
ェージング波でも同じ重みで合成されることになるが、
フェージング波の中には雑音に近いものもある。そこで
、このようなフェージング波の合成受信波への寄与を小
さくし包絡線レベルの大きなもの程寄与を大きくすれば
、更に大きな合成受信効果が期待できる。この考えに基
づいた合成法が最大比合成法と呼ばれるもので、フェー
ジング波の包絡線レベルに比例した重み付けを行う。最
大比合成法では合成受信波のＣＮＲが最大になる。以上
の説明及びダイバーシティについては「移動通信の基礎
」　（奥村善久外１名、電子情報通信学会１９８６．Ｐ
、　１６１〜Ｐ１８７）に記載されている。

このように、性能的には最大比合成法が最も良いが、高
周波信号での合成となるため、合成の際に、複数の高周
波信号の位相合せが必要となる。

各ブランチ毎に位相検出器と位相調整器が必要となり、
実装に際して大掛りになってしまい実現が難しかった。

さらに、移動体通信では、通常■／Ｕ　１−Ｉ　Ｆ帯を
使用するが、フェージング波の位相変動が高速であり、
フェージング波を同相で合成する等利得合成法および最
大比合成法の実現は困難であった・ 旦−一」！ 本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされたもので、
合成を実現困難な高周波領域ではなく、ベースバンドで
行なうもの、あるいは復調された信号の領域で行なうも
ので、しかもその性能がフェージング波を同相で合成す
る最大比合成法に匹敵するものを得るようにしたダイバ
ーシティ受信機を提供することを目的としてなされたも
のである。

購−−」叉 本発明は、上記目的を達成するために、（１）ｎ（ｎ≧
２）本のアンテナ（Ａ　Ｎ　Ｔｉ）の各々に接続された
ｎ個の復調器（ＤＥＭｉ）のベースバンド出力信号（Ｂ
ｉ）の各々を入力するｎ個の各々の第１の乗算器（ＭＬ
Ｔｌｉ）及びｎ個の第１の引算器（ＳＵＢｌｉ）と、各
々の第１の乗算器（ＭＬＴｌｉ）の出力信号を入力し、
第１の乗算器（ＭＬＴｌｉ）の出力信号を１／（ｎ−１
）で除す各々の第２の乗算器（ＭＬＴ２ｊ）と、該第２
の乗算器（Ｍ　Ｌ　’Ｉ’　２　ｊ、）から出力された
各々の調整後のベースバンド信号（ｂｉ）を入力する第
３の加算器（ＡＤＤ−３）と、該第３の加算器（ＡＤＤ
−３）で加算されて合成されたベースバンド信号（ｎを
入力する量子化器（ＱＮ’Ｉ’）と、該量子化器（ＱＮ
Ｔ）の出力信号（ｑ）を前記ｎ個の第１の引算器（ＳＵ
Ｂｌｉ）の各々に入力し、該第１の引算器（ＳＵＢｌｉ
）は各々誤差信号（ｅｉ）を出力し、各々の誤差信号（
ｅｉ）を入力するｎ個の各々のサンプルホールド（ＳＨ
ｉ）と、該サンプルホールド（ＳＩ−Ｉｉ）の出力信号
（Ｓｅｉ）を入力するｎ個の各々の平均化器（ＭＮｉ）
と、該平均化器（ＭＮｊ、）は各々平均誤差信号（Ｅｉ
）を出力し、該平均誤差信号（Ｅｉ）を入力するｎ個の
各々の第１の割算器（ＤＩｖｌｉ）と、前記平均誤差信
号（Ｅｉ）を入力する第４の加算器（ＡＤＤ−４）と、
該加算器（ＡＤＤ−４）から出力された総平均誤差信号
（Ｅ）を前記の各々の割算器（Ｄ　Ｉ　Ｖｉ）に入力し
、該ｎ個の各々の割算器（Ｄ　Ｉ　Ｖｊ）は、前記各々
入力された平均誤差信号（Ｅｊ、）を前記第４の加算器
（ＡＤＤ−４）の総平均誤差信号（Ｅ）で除した値の相
対誤差信号（Ｅｉ／Ｅ）を出力し、該相対誤差信号（Ｅ
ｉ／Ｅ）を入力するｎ個の各々の第２の引算器（ＳＵＢ
２ｉ）と、該第２の引算器（ＳＵＢ２ｉ）は１からそれ
ぞれの相対誤差信号（Ｅｉ／Ｅ）を引いた合成制御信号
（１−Ｅｉ／Ｅ：）を出力し、これを前記ｎ個の各々の
第１の乗算器（ＭＬＴｌｉ）に入力し、前記第３の加算
器（ＡＤＤ−３）から出力されて合成されたベースバン
ド信号（ｎ、または前記量子化器の出力信号（ｑ）を入
力され、サンプルタイミングを決定する出力信号（１Ｓ
）を、前記の各々のサンプルホールド（ＳＨｉ）に出力
する同期回路（ＳＹＮ）とから成ること、更には、（２
）前記平均化器（ＭＮｉ、）が誤差信号入力の絶対値平
均を出力すること、更には、（３）前記平均化器（Ｍ　
Ｎ　３　）が誤差信号入力の二乗平均を出力すること、
更には、（４）前記第４の加＝８ 算器（ＡＤＤ−４）の総平均誤差信号（Ｅ）の値が、あ
る定められた値以下の時、ｎ個の割算器（Ｄ　Ｉ　Ｖｉ
）の出力信号（Ｅｉ／Ｅ）の値を１　／　ｎとすること
、或いは、（５）ｎ（ｎ≧２）本のアンテナ（Ａ　Ｎ　
Ｔｉ）の各々に接続されたｎ個の復調器（ＤＥＭ；、）
の復調信号（Ｆｊ、）の各々を入力するｎ個の各々の乗
算器（ＭＬＴｉ）及びｎ個の各々のバンドパスフィルタ
（Ｂ　Ｐ　Ｆｉ）と、該バンドパスフィルタの出力信号
（Ｂｉ）を入力するｎ個の各々の平均化器（ＭＮｉ）と
、該平均化器（ＭＮｉ）は各々平均雑音強度信号を（Ｎ
ｉ）入力する第１の加算器（ＡＤＤ−１）及びｎ個の各
々の割算器（Ｄ　Ｉ　Ｖｉ）と、該第１の加算器（ＡＤ
Ｄ−１）から出力された総平均雑音強度信号（Ｎ）を前
記割算器（Ｄ　Ｉ　Ｖｉ）に入力し、該ｎ個の各々の割
算器（Ｄ　Ｉ　Ｖｉ）は、前記の各々入力された平均雑
音強度信号（Ｎ　ｊ、　）を前記第１の加算器（ＡＤＤ
−１）の総平均雑音強度信号（Ｎ）で除した値の相対雑
音強度信号（Ｎｉ／Ｎ）を出力し、該相対雑音強度信号
（Ｎｊ／Ｎ）を入力するｎ個の各々の引算器（ＳＵＢｉ
）、該引算器（ＳＵＢｉ）は１から各々の相対雑音強度
信号（Ｎｊ、／Ｎ）を弓いた合成制御信号（１−Ｎｉ／
Ｎ）を出力し、該合成制御信号を入力するｎ個の各々の
乗算器（ＭＬＴｊ）に入力し、該乗算器（ＭＬＴｉ）の
出力信号（Ｆｉ　（１−Ｎｉ／Ｎ））を入力して合成さ
れた復調信号（ｆ）を得る第２の加算器（ＡＤＤ−２）
から成ること、更には、（６）前記（５）において、前
記平均化器（ＭＮｉ）が雑音強度信号入力の絶対値平均
を出力すること、更には、（７）前記（５）において、
前記平均化器（ＭＮｊ）が雑音強度信号入力の二乗平均
を出力すること、更には、（８）前記（５）において、
前記加算器（ＡＤＤ−１）の総雑音強度信号（Ｎ）の値
が、ある定められた値以下の時、ｎ個の割算器（Ｄ　Ｉ
　Ｖｉ）の出力信号（Ｎｉ／Ｎ）の値を１　／　ｎとす
ること、更には、（９）前記（５）において、前記ｎ個
の復調器（Ｄ　’、：　Ｍ　３　）がＦＭ復調器である
こと、更には、（１０）前記（５）において、前記合成
された復調信号ｆをローパスフィルタ（Ｌ、ＴＩ　Ｆ）
に入力し、このローパスフィルタ（ＬＰＦ）から受信信
号（ｎを得ることを特徴としたものである。以下、本発
明の実施例に基づいて説明する。

第１図は、本発明によるダイバーシティ受信機の一実施
例を説明するための構成図で、図中、１は復調器（ＤＥ
Ｍｌ）、２は復調器（ＤＥＭｉ）、３は復調器（ＤＥＭ
ｎ）、４は合成制御回路（ＣＮＬ□）、５は合成制御回
路（ＣＮＬｉ）、６は合成制御回路（ＣＮＬｎ）　、７
は加算器（ＡＤＤ−４）、８は加算器（ＡＤＤ−３）、
９は量子化器（ＱＮＴ）、１０は同期回路（ＳＹＮ）で
ある。

復調器（ＤＥＭｉ；１≦ｉ≦ｎ）は、例えばＦＭ受信機
である。この例では、空間ダイバーシティ、偏波ダイバ
ーシティが実現される。これらの復調器は全て同一周波
数を受信する。従って、復調回路にスーパーヘテロダイ
ンを使用していれば、その中の局部発振器の発振周波数
は全ての復調器について同一となり、局部発振器は共通
化する事ができる。図中にはこのような様子を省略しで
ある。

合成制御回路（ＣＮＬｉ）５は復調器（ＤＥＭｊ）２で
復調されたベースバンド信号に対して、後述する方法で
、適当な値に調整する（調整後のベースバンド信号をｂ
ｉとする）。これら調整後のベースバンド信号を加算器
（ＡＤＤ−３）８で合成し、合成されたベースバンド信
号ｒを得る。

合成されたベースバンド信号ｒは、量子化器（ＱＮＴ）
９によって量子化される。２値ＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｊ、ｎｇ；周波数偏位キーイ
ング）であれば、そのままバイナリデータとして出力さ
れる。もしｍ（直Ｆ　Ｓ　Ｘであれば、ｍ値から２値へ
の変換（図示せず）が行なわれ、バイナリデータとして
出力される事になる。以下では２値ＦＳＫとして説明す
る。

量子化された信号ｑのサンプルタイミングを決定するの
が、同期回路（ＳＹＮ）１０であり、ここでは、サンプ
ルタイミングを量子化された信号ｑより求めているが、
量子化される前のベースバンド信号ｒから求めることも
できる。再生されたサンプルタイミング・クロックｔｓ
は本発明のダイバーシティ受信機からの出力信号の一つ
で、量子化された信号ｑと共に出力され、外部のシステ
ムで使用される。例えば、サンプルタイミング・タロツ
クｔｓの立上がり時点が量子化された信号ｑをサンプル
すべきタイミングを示す。

第２図は、合成制御回路（ＣＮ　Ｌｉ）の構成図で、図
中、ｎは第１．の乗算器（ＭＬＴｌｊ）、１２は第２の
乗算器（ＭＬＴ　２ｊ、）　、　１３は第１の引算器（
ＳＵＢｌｉ）、１４はサンプルホールド（Ｓ　Ｈｉ）　
、　１５は平均化器（ＭＮｉ）、１６は割算器（ＤＩＶ
ｊ）　、１７は第２の引算器（ＳＵＢ２ｉ）である。

もし、変調、伝送、復調が理想であれば、復調されたベ
ースバンド信号Ｂｊはサンプルタイム（ｔｓの立上がり
時点）において量子化された信号ｑと同一になる。しか
し実際には、特に伝送係において、フェージングによる
歪や雑音を強く受けるため、ベースバンド信号Ｂｉは量
子化された信号ｑと同一にはならない。ベースバンド信
号Ｂｉと量子化された信号ｑの差は歪と雑音成分（以後
、両方含めて単に雑音成分という）を示す誤差である。

この誤差信号は ｅｉ＝Ｂｉ−ｑ　　　　　　　　　　　　　　　（１）
である。なお、 ｅｉ＝ｑ−Ｂｉ　　　　　　　　　　　　　　　　　　
（２）であっても以下の動作には変りがない。

ところで、ベースバンド信号Ｂｉと量子化された信号ｑ
はサンプルタイムでのみ比較の意味をもつから、誤差信
号ｅｊもサンプルタイムでのみ意味を持つ。そこで、ｅ
ｉをサンプルタイム即ちｔｓの立上がり時点でサンプル
ホールドする。サンプルホールドＳＨｊがそのためのサ
ンプルホールドであり、サンプルホールドされた出力信
−号をｓｅｉとする。ここでは、ｔｓの立上がりでｑを
サンプルし、その直後から次のｔｓの立上がりまでホー
ルドする事を仮定している。

一般市販のサンプルホールド・デバイスでは、サンプル
ホールド制御信号が論理１の時サンプルモードで、論理
０の時ホールドモードとなっているのが普通である。こ
の場合は、ｔｓの立上がりから−・定時間の短いパルス
を、例えばワンショッ１〜・マルチバイブレータで発生
させ、このパルスでサンプルホールド・デバイスを制御
すれば良い。

ｓｅｊは雑音成分を示しているが、平均化器（ＭＮｊ）
はこの雑音成分の絶対電圧平均または電力ｓＦ均を求め
る物である。

第３図は、平均化器（ＭＮｊ、）の構成図で、図中、１
８はサンプルホールドの出力信号の絶対値検出回路（Ａ
Ｂ３　Ｓｉ）　、　　１９はローパスフィルタ（ＬＰＦ
ｊ）である。すなわち、第３図は、雑音成分の絶対電圧
平均を求める場合の例である。絶対値検出回路（ＡＢ、
Ｓｊ、）はｓｅｉの絶対値を求める物であり、アナログ
回路では余波整流回路である。

絶対値検出回路（ＡＢｓｉ）により、ｓｅｊはその絶対
値１ｓａｊｌに変換される。ローパスフィルタ（ＬＰＦ
ｊ）１９はアナログ回路ではＣＲによる１次のフィルタ
が使用できる。ここで、その時定数はボーレイ１〜（ｔ
　ｓｊの周期に＋］Ｉ当）よりも十分に大きいものとす
る。ローパスフィルタ（ＬＰＴ”Ｌ）１．９はｌ５ｅｊ
１の平均的な値、平均誤差信号Ｅｊを出力する。絶対イ
直検出回路（Ａ　Ｂ　Ｓｊ）を二乗回路に置き換えろこ
とで、この平均化器（１ｖＩＮｉ）は電力平均を求める
回路になることは容易に分ることである。各合成制御回
路（ＣＮＴ、、ｉ）の平均誤差信号Ｅ１は加勢器（Ａ　
Ｄ　Ｄ−４，）　７で加算され、総平均誤差信号 を得る。

加勢器（Ｄ　工Ｖｊ）　１−６はＥｊと１・：からＥ　
、ｉ　／　ＥをＨ（算し出力する。引算器（Ｓ　Ｕ　Ｔ
３２ｊ）　１７は１からＥ　ｊ　／　Ｅを引き出力する
。第１の乗算器（Ｍ　Ｌ　Ｔ、１ｊ、）　１　］はＢ」
に］−−Ｅ−１／Ｅを乗じて出力する。第２の乗算器（
Ｍ　Ｌ　Ｔ　２ｉ）　：Ｌ　２はＢｊ（１−Ｅ、ｉ／Ｅ
）　に：１．　／　（ｎ−、’Ｌ　）　を乗し、調整後
のベースバンド信号ｂ」を出力する。従って、ｂｊ、＝
Ｂｉ（１−Ｅｊ−／　Ｅ）／（ｎ−１）　　　　　（４
）である。第２の乗算器（Ｍ　Ｌ　Ｔ　２３．）　１２
はアナログ回路では抵抗器による単なるアッテネータで
構成できる。

第１図において、各調整後のベースバンド信号ｂｉは加
算器（ＡＤＤ−３）８によって加算され、合成されたベ
ースバンド信号ｒを生成する。従って、 である。加算器（ＡＤＤ−３）８がオペレーション・ア
ンプの場合、第４図のように乗算器と加算を同時に実現
できる。ただし、出力の極性が反転しＣいる事に注意す
る必要がある。容易に分るように、第２の乗算器（Ｍ　
ＩＣ，Ｔ２ｉ）　１２の位置は、即ちｉ／（ｎ−１）の
乗算は、第１の乗算器（ＭＬ　Ｔ１　、ｉ−）　１　］
−の直後でなくても実現できる。第１の乗算器（Ｍ　Ｌ
　Ｔ１　ｉ）　ｎの直前、２入力の何れかでも良いし、
加勢器（ＡＤＤ−３）８の後であっても良い。要は式（
５）が得られれば良い。

次に、ダイバーシティについて説明する。いま、各ブラ
ンチの受信状態が同一で、各ブランチの変均雑音電力が
同一・であるとする３、この場合、各ブランチの平均誤
差信号ト；ｊは同一・どなる。従って、式（３）より Ｅ、１−＝Ｅ／　ｎ　　　　　　　　　　　　　　　　
（６）となる５、また、式（４）より ｂｊ４３ｊ（１（Ｅ／ｎ）／Ｅ）／（ｎ−１）＝ＴＢｉ
／ｎ　　　（７）となる。さらに、式（５）から ｒ＝　　Σ　ｂｊ、／ｎ　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　（８）」＝］ が得られる。これは等利得合成に相当する。この場合の
合成利得を考えると、元のデータ信号に関しては電圧加
算となるが、雑音成分に関しては電力加算となるため、
」Ｏ・１．ｏに、。（ｎ）ｄＩ３の合成利得が得られる
。

次に、ｋ番Ｌ１のブランチの受信状態がフェーシングに
より極めて悪くなったとしよう。この場合、Ｅｋｅ＞：
＞Ｅｊ、　　　　（ｋ≠ｉ）　　　　　　　　　　　（
９）であるから、式（４）から ｂｋ＜＜１月、　　　　（ｋ≠ｉ　）　　　　　　　　
　　　　　（１０）となる。即ち、受信状態の悪いブラ
ンチの信号は合成にあまり寄Ｉｊ、　Ｌない事になり、
合成信号のＳ／Ｎ劣化が最小限に押えられる・ｎになる
。

さらに次に、全てのブランチの受信状態が極めて良い場
合を想定すると、各ブランチのＥｉは極めて小さい値に
なる。雑音の中には不可避な熱雑音が存在するから、雑
音電力に対応するＥｉは原理的に０にはなりえないので
、原理的には式（４）は常に演算が可能である。しかし
、第２図の割算器（ＤＩＶｉ）１６による割算の演算精
度の問題を引起こす可能性がある。特に、アナログ回路
による割算器の場合は、除数の入力がＯに近付くと演算
精度が低下する傾向を持つ。実際には、全ての受信状態
が極めて良い場合は、先の等利得合成として支障がない
。先の、各ブランチの受信状態が同一で、各ブランチの
平均雑音電力が同一である場の説明で容易に分かるよう
に、各ＤＩＶｉの山河を１　／　ｎに強制すれば良い。

この場合は、式（８）により合成される事になる。

なお、以上の説明では、ＦＳＫ（周波数偏位キーイング
）を想定したが、ＰＳＫ（位相シフトキーイング）やそ
の他の線形変調方式にも適用可能である。例えば、４．
−　Ｄ　Ｐ　Ｓ　Ｋの場合ならば、復調器は遅延検波に
よる位相弁別器が使用でき、位相弁別出力を（Ｉｎ−Ｐ
ｈａｓｅ、Ｑｕａｄ−Ｐｈａｓｅで表せば）複素数で吸
えば良い。この場合、Ｂｊ、ｂｊ、ｑ、ｅｊは複素数と
なる。平均化器（ＭＮｉ）では、複素数の維対値の時間
平均、あるいは絶対値の二乗の時間平均を求める物とす
れば良い。

次に本発明によるダイバーシティ受信機の他の実施例に
ついて説明する。

第５図は、ダイバーシティ受信機の他の実施例を示す図
で、図中、２１は復調器（ＤＥＭよ）、２２は復調器（
ＤＥＭｊ）、２３は復調器（ＤＥＭｎ）、２４は合成制
御回路（ＣＮＬ、）、２５は合成制御回路（ＣＮＬｉ）
、合成制御回路（ＣＮＬｎ）、２７は加算器（ＡＤＤ−
１）、２８は加算器（ＡＤＤ−２）、２９はローパスフ
ィルタである。

合成制御回路（ＣＮＬｊ）２５は復調器（ＤＥＭｊ）２
２で復調された復調信号に対して、後述する方法で、適
当な値に調整する（調整後の復調信号をｆｉとする）。

これら調整後の復調信号を加算器（ＡＤＤ−２）２８で
合成し、合成された復調信号ｆを得る。合成された復調
信号ｆの内、不要な高域成分を除去するためにローパス
フィルタ（ＬＰＦ）２９を通し、受信信号ｒを得ている
。

２８以前（例えば、各ＣＮＬｊとＡＤＤ−２の間、ある
いは、各ＭＬＴｉの直前）に挿入しても良いが、この場
合同一のローパスフィルタ（ＬＰＦ）２９がｎ個必要に
なる。

一般に、復調器（受信機）は入力電波の強度が下がると
、その復調信号の信号対雑音比Ｓ／Ｎは低下する。通常
、ＡＧＣによって復調信号レベルはほぼ一定に保たれる
から、入力電波の強度が下がるにつれ、復調信号通の雑
音が増大する。変調波の持つ周波数帯域内の信号成分の
みを残し、帯域外の雑音成分を除去するためにローパス
フィルタまたはバンドパスフィルタが復調器に使用され
るのが普通であるが、これらのフィルタの前の雑音液分
に注目すれば、入力電波の強度が下がるにつれてその帯
域外の雑音成分もまた大きくなる。

（以後、変調波の持つ周波数帯域外の雑音成分を、単に
、帯域外の雑音成分と呼ぶ。） 一般に良く知られている最大比合成法によるダイバーシ
ティは入力電波の強度によって、各ブランチから得られ
た信号の合成割合を決定している。

本発明による合成法は、帯域外の雑音成分の強度によっ
て合成割合を決定するもので、帯域外の雑音成分の多い
ブランチはど合成割合を低下させるものである。

ＦＭ変調方式においては、復調された信号中の雑音は、
いわゆる三角雑音と呼ばれるスペクトラムになる。従っ
て、帯域外（通常高域側）の雑音成分は、線形変調方式
よりも強調されることになる。このことは、本発明によ
る合成法、即ち、帯域外の雑音成分の強度によって合成
割合を決定する方法により適していることを示している
。

自動車電話の様な音声用の無線器では、２００〜３００
０Ｈｚあたりを伝送帯域としている。以後、簡単のため
に、３０００七以下を帯域内、３０００　ＴＬ以上を帯
域外と呼ぶことにする。

第６図は、合成制御回路（ＣＮ　Ｌｉ）の構成図で、図
中、３０は乗算器（ＭＬＴｉ）、３１は帯域フィルタ（
ｎ　Ｐ　Ｆｊ）、３２は平均化器（ＭＮｉ、）、３３は
割算器（Ｄ　Ｉ　Ｖ、ｉ、）、３／１は引算器（ＳＵＢ
ｉ）である。

４１Ｆ域フイルタ（Ｂ　Ｐ　Ｆｊ）３１は帯域外の雑音
成分を切出すためのフィルタである。原理上、ここでは
３０００）ｌｘ以」二であれば良いから、バイパスフィ
ルタ（ＨＰｒ”）が使用可能である。実際には、各復調
器（ＤＥＭｊ）の高周波回路（特に中間周波数における
バンドパスフィルタ）の帯域幅によって、復調された信
号中の雑音の周波数成分の上限が決るので、ＢＰＦｊは
バイパスフィルタであっても良い。ただ、高周波回路で
のバンドパスフィルタの中周波数や帯域幅を正確に維持
しないと、各復調器（ＤＥＭｊ）の復調信号中の雑音の
上限近くの周波数成分がかなりばらつくことになり、帯
域外の鍵音成分が各ブランチによって（帯波伝播の条件
が同一でも）ばらつくことになる。各ＢＰＦｊを同一特
性のバンドパスフィルタとすることでこの様なばらつき
を除去できる。ここでは、例えば、各ＢＰＦｊを５００
０〜８０００１−１ｚのバンドパスフィルタとする。以
後、さらに簡単のために、この帯域（５０００〜８００
０１（ｚ）を帯域外と呼ぶことにする。各ＢＰＦｉによ
って切出された帯域外の雑音信号Ｂｉは平均化器ＭＮｊ
によって平均雑音信号Ｎｉに変換される。

第７図は、平均化器（ＭＮｊ）の構成図で、図中、３５
は帯域フィルタの出力信−つの絶対値検出回路（ＡＢＳ
ｉ）、３６はローパスフィルタ（ＬＰＦ２ｉ）である。

ＡＢＳｊはＢ、ｔの絶対値を求めるもので、アナログ回
路では余波整流回路である。

このＡＢＳｉの出力１Ｔ３ｉ１はローパスフィルタＬＰ
Ｆ２ｊによって時間平均がとられ、雑音信号強度Ｎｉが
求められる。このＬＰＦ２ｉは、アナログ回路では、Ｃ
Ｒのよる１次のローパスフィルタが使用でき、その時定
数は、フェージング速度よりも十分小さい範囲で、なる
べく大きめにとられる。この例では平均化器（ＭＮｊ）
は帯域外の雑音の絶対平均を求めるものになっている。

ここで、ＡＢＳｉを二乗回路に置き換えることで、平均
化器（ＭＮｉ）が帯域外の電力平均を求めるものに＝２
４ なることこ容易に分る。

各合成制御回路（ＣＮ　Ｌｉ）の平均雑音信号Ｎｊは加
算器（Ａ、ＤＤ−１）２７で加算され、総平均雑音信号 を得る。

割算器（ＤＩＶｉ）３３はＮｊとＮからＮｊ／Ｎを計算
し出力する。引算器（ＳＵＢｉ）３４は１からＮｉ／Ｎ
を引き出力する。乗算器（ＭＬＴｊ）３０はＦｉに１−
Ｎｊ／Ｎを乗じ、調整後の復調信号ｆｉを出力する。従
って、 ｆ　ｉ＝　Ｆ３．（１−Ｎｉ／　Ｎ）　　　　　　　　
　　　　（１２）である。

第５図において、各調整後の復調信号ｆｊは加算器（Ａ
ＤＤ−２）２８によって加算され、合成された復調信号
ｆを生成する。従って、である。

次に、ダイバーシティ動作について説明する。

いま、各ブランチの受信状態が同一で、各ブランチの平
均雑音電力が同一であるとする。この場合、各ブランチ
の平均雑音信号Ｎｉは同一となる。従って、式（ｎ）よ
り Ｎ１＝Ｎ／口　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　（１４）となる。また１式（１２）より ｆｉ＝Ｆｊ、（１−Ｎ／ｎ）／Ｎ）＝Ｆｉ（ｎ−１）／
ｎ　　　　　　（＋５）となる。さらに、式（１３）か
ら が得られる。これは、等利得合成に相当する。この場合
の合成利得を考えると、元のデータ信号に関しては電圧
加算となるが、雑音成分に関しては電力加算となるため
、１０・１０αよｏ（ｒ＋）ｄＢの合成利得が得られる
。

次に、に番１」のブランチの受信状態だけがフェージン
グにより極めて悪くなったとしよう。この場合、 Ｎｋ＞＞Ｎｊ、　　（ｋ≠１）　　　　　　　　　　　
（１，７）であるから、式（１）から Ｎｋ岬Ｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１８
）となり、さらに、式（］２）から、 ｆｋ＜＜ｆｉ、　　　（ｋ≠１　）　　　　　　　　　
　　　　（１９）となる。即ち、受信状態の悪いブラン
チの信号は合成にあまり寄与しない事になり、合成信号
のＳ／Ｎ劣化が最小限に押えられる事になる。

さらに次に、全てのブランチの受信状態が極めて良い場
合を想定すると、各ブランチのＮｉは極めて小さい値に
なる。雑音の中には不可避な熱雑音が存在するから、雑
音電力に対応するＮｉは原理的に○にはなりえない。従
って、それらの総和であるＮもまた原理的にＯにはなり
えないので、原理的には、式（１２）は常に演算が可能
である。

しかし、第２図の割算器（Ｄ　Ｉ　Ｖｉ）による割算の
演算精度の問題を引起こす可能性がある。特に、アナロ
グ回路による割算器の場合は、除数の入力が０に近付く
と演算精度が低下する傾向を持つ。

実際には、全ての受信状態が極めて良い場合は、先に等
利得合成として支障がない。先の、各ブランチの受信状
態が同一で、各ブランチの平均雑音電力が同一である場
合の説明で容易に分るように、各割算器（Ｄ　Ｉ　Ｖｊ
）の出力を１．　／　ｎに強制すれば良い。この場合は
、式（１，６）により合成される事になる。

組−一来 以」二の説明から明らかなように、本発明によると、以
下のような効果がある。

（１）ベースバンド領域で合成するダイバーシティ効果
があり、高周波での合成法では、それぞれのブランチの
高周波回路の増幅率を正確に制御するのが困難であるが
、本発明ではその必要はない。

適当なＡＧＣでベースバンドでの信号レベルが同一であ
りさえすれば良い。どくにＦＳＸではリミッタ−が使用
可能であるから、各ブランチの高周波回路の増幅率にか
なり大きなばらつきがあっても問題が起こらない。さら
に、高周波入力信号レベルの測定も不要である。

（２）等利得合成法に近い特性が得られる。

（３）伝送特性の劣化の著しいブランチを抑制する能力
が高く、ＦＭ変調のようなスレッショルド現像（入力信
号レベルがある程度以下になると急激に復調ＳＮＲが悪
化する現象）のある変調方式％式％ （４）割算器に精度のあまり高くないものの使用を可能
とする。

（５）復調信号領域で合成するダイバーシティ効果があ
り、高周波での合成法では、それぞれのブランチの高周
波回路の増幅率および位相調整量を正確に制御するのが
困難であるが、本発明ではその必要はない。必要ならば
適当なＡＧＣで復調された信号の信号レベルが同一であ
りさえすれば良い。とくにＦＭではリミッタ−が使用可
能であるから、各ブランチの高周波回路の増幅率にかな
り大きなばらつきがあっても問題が起こらない。さらに
、高周波入力信号レベルの測定も不要である。

（６）最大比合成法に近い特性が得られる。

（７）ＦＭ変調では三角雑音が出るため、（高域側の）
帯域外雑音が強くなり、帯域外雑音を抽出しやすい。こ
のため、各ブランチの合成割合の制御が正確にスムーズ
に行なえる。また、ＦＭ変調では復調器内でリミッタ−
が使用でき、高周波レベルでの正確なＡＧＣを必要とし
ない。リミッタ−は極めて簡単なメカニズムによって行
なわれるため、その出力信号を均一に保つことが極めて
容易である。従って、各ブランチの復調信号レベルを同
一に保つことが容易となり、復調信号段階での合成が正
確になる。

（８）遮断特性の鋭いＬＰＦが１個で済む。ＬＰＦを各
復調器（ＤＥＭｊ、）に１個ずつ持たせた場合、各ＬＰ
Ｆの特性が十分揃っていないと、各ブランチからの（帯
域内成分の）復調波形が同一どならず、各ブランチの合
成割合を変化した時に雑音（歪）成分が発生する。最後
に一括してＬＰＦを通すことでこの現像が避けられる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明によるダイバーシティ受信機の一実施
例を説明するための構成図、第２図は、合成制御回路（
ＣＮＬｉ）の構成図、第３図は、平均化器（ＭＮｊ）の
構成図、第４図は、乗算と力］１算を同時に実現ずろた
めの構成図、第５図は、本発明によるダイバーシティ受
信機の他の丈施例を説明するための構成図、第６図は、
合成制御回路（ｃＮｒ、Ｄの他の構成図、第７図は、平
均化器（Ｍ　Ｎ　ｊ　）の他の構成図、第８図は、ダイ
バーシティの合成受信法の従来例を示す図である。 】　復調器（ＤＥＭ、）、２・・復調器（ＤＥＩ司」）
、３　・復調器（ＤＥｒψｎ）、４・合成制御回路（Ｃ
Ｎ　１．、　＋、　）、５　合成制御回路（ＣＮＩ、ｊ
）、６・・・合成制御回路（ＣＮＬｎ）、７・・加算器
（Ａ　Ｄ　Ｄ　−４）、８　加算器（ＡＴ）ＩＪ−３）
、Ｄ・・・板子化器（ＱＮＴ）、１０　・同期口Ｍ（Ｓ
ＹＮ）。 持前出願人　　株式会社　リ　コ 第 図 第 図 第 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ｎ（ｎ≧２）本のアンテナの各々に接続されたｎ個
   の復調器のベースバンド出力信号の各々を入力するｎ個
   の各々の第１の乗算器及びｎ個の第１の引算器と、各々
   の第１の乗算器の出力信号を入力し、第１の乗算器の出
   力信号を１／（ｎ−１）で除す各々の第２の乗算器と、
   該第２の乗算器から出力された各々の調整後のベースバ
   ンド信号を入力する第３の加算器と、該第３の加算器で
   加算されて合成されたベースバンド信号を入力する量子
   化器と、該量子化器の出力信号を前記ｎ個の第１の引算
   器の各々に入力し、該第１の引算器は各々誤差信号を出
   力し、各々の誤差信号を入力するｎ個の各々のサンプル
   ホールドと、該サンプルホールドの出力信号を入力する
   ｎ個の各々の平均化器と、該平均化器は各々平均誤差信
   号を出力し、該平均誤差信号を入力するｎ個の各々の第
   １の割算器と、前記平均誤差信号を入力する第４の加算
   器と、該加算器から出力された総平均誤差信号を前記各
   々の割算器に入力し、該ｎ個の各々の割算器は、前記各
   々入力された平均誤差信号を前記第４の加算器の総平均
   誤差信号で除した値の相対誤差信号を出力し、該相対誤
   差信号を入力するｎ個の各々の第２の引算器と、該第２
   の引算器は１から各々の相対誤差信号を引いた合成制御
   信号を出力し、これを前記ｎ個の各々の第１の乗算器に
   入力し、前記第３の加算器から出力されて合成されたベ
   ースバンド信号、または前記量子化器の出力信号を入力
   され、サンプルタイミングを決定する出力信号を、前記
   各々のサンプルホールドに出力する同期回路とから成る
   ことを特徴とするダイバーシティ受信機。 ２、ｎ（ｎ≧２）本のアンテナの各々に接続されたｎ個
   の復調器の復調信号の各々を入力するｎ個の各々の乗算
   器及びｎ個の各々のバンドパスフィルタと、該バンドパ
   スフィルタの出力信号を入力するｎ個の各々の平均化器
   と、該平均化器は各々平均雑音強度信号を入力する第１
   の加算器及びｎ個の各々の割算器と、該第１の加算器か
   ら出力された総平均雑音強度信号を前記割算器に入力し
   、該ｎ個の各々の割算器は、前記各々入力された平均雑
   音強度信号を前記第１の加算器の総平均雑音強度信号で
   除した値の相対雑音強度信号を出力し、該相対雑音強度
   信号を入力するｎ個の各々の引算器と、該引算器は１か
   ら各々の相対雑音強度信号を引いた合成制御信号を出力
   し、該合成制御信号を入力するｎ個の各々の乗算器に入
   力し、該乗算器の出力信号を入力して合成された復調信
   号を得る第２の加算器から成ることを特徴とするダイバ
   ーシティ受信機。