JPH0479523A - Ｐｃｍチャネルユニットのオフセット補償方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　　要〕 音声・データ信号等について、アナログ信号からＰＣＭ
（パルスコードモジュレーシ」ン）信号・＼の符号化を
行うと共に、回線において生じる損失周波数特性の等化
等を行・つＰ　ＣＭチャネルユニットに関し、 コストアンプ及び大型化を招くことなく、オフセットの
重畳による受信信号のＳ／Ｎの劣化を防止することを目
的とし、 直流成分及びその近傍の周波数成分を有効信号成分とし
ないアナログ信号をアナログ／ディジタル変換手段でデ
ィジクル１．ｉ−υ１３二変換した後、ディジタル信号
処理によってパルスコートモジコ、レーション符号に変
換して送出するＰＣＭチャネルユニットにおいて、ディ
ジタル信号に対して直流成分及びその近傍の周波数成分
のみを遮断する高域通過フィルタリングを行うディジタ
ル高域通過フィルタを有し、該ディジタル高域通過フィ
ルタの出力信号をディジタル信号処理によりパルスコー
ドモジュレーション符号に変換して送出するように構成
する。

［産業上の利用分野〕 本発明は、音声・データ信号等について、アナログ信号
からＰＣＭ（パルスコードモジュレーション）信号への
符号化を行うと共に、回線において生じる損失周波数特
性の等化等を行うＰ　ＣＭチャネルユニットに関する。

（従来の技術〕 ＰＣＭチャネルユニットは、アナログ信号をＰＣＭ信号
に符号化する処理及び逆の復号化する処理を行う装置で
ある。

ＰＣＭチャネルユニットは、例えば加入者線上のアナロ
グ電話帯域信号と中継線」二でのディジタルＰＣＭ信号
との間で、内蔵されているＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換
器によって、アナログ信号からＰＣＭ信号への符号化（
Ａ／Ｄ変換）及びＰＣＭ信号からアナログ信号への復号
化（Ｄ／Ａ変換）を行う。

また、ＰＣＭチャネルユニットにおいては、特に電話帯
域信号を用いて音声信号以外のデータ伝送を行うよ・う
な場合に、その通信品質を高めるために、上述のＡ／Ｄ
変換器及びＤ／Ａ変換器と兵に、等化器（イコライザ）
、レヘル調整回路（アッテネータ）、平衡回路（バラン
シングネット・ノーク）等が構成される。これらの回路
は、従来、アリログ回路として構成されており、符号化
側ではＡ／Ｄ変換器の前段、復号化側ではＤ／Ａ変換器
の後段に設５１られていた。しかし、各回路がアナログ
回路によって構成されていると、回路規模が大きくなっ
て装置全体のコストが高くなり、ｉ＋ｉ＋制御も複雑に
なる等の問題点があった。これに対して、ディジタル信
号処理装置（Ｄ　Ｓ　Ｐ　：　ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎ
ａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）が各種分野で広く利用され
始め、ＤＳＰのＬ　Ｓ　Ｉも安価に入手可能となってい
る。ＤＳＰの処理性能は年々向」ニしており、従来アナ
ログ処理されていた部分が益々ＤＳＰ処理されるように
なっている。なぜなら、ＤＳＰ処理により装置のハード
ウェア規模を小さくできるからである。また、ＤＳＰを
利用することにより、アナログ回路においては大きな影
響を持ってしまう製造過程で生ずる製品のバラツキの影
響を最小限に抑えられる。更に、内蔵ファームウェアの
変更だけで、処理動作の変更等を容易に行える。そして
、この技術を基にして、電話帯域信号処理等の分野にお
いても、従来アナログ処理されていた部分が次々にＤＳ
Ｐに置き換わられようとしている。

すなわち、ＰＣＭチャネルユニットにおける前述の等化
器、レヘル調整器、平衡回路等の回路部分をＤＳＰで置
き換えたいという要望が高まっている。

第７図及び第８図に、上記各回路による処理をＤＳＰて
行うＰＣＭチャネルユニットの従来例を示す。

まず、第７図は、アナログ回線部分が送受信共通の２線
式のアナログ送受信ケーブル１によって構成されている
２線式ＰＣＭチャネルユニ・ントの従来例である。

線形Ａ／Ｄ　−Ｄ／Ａ変換器４は、８ｋＨｚサンプリン
グ、線形１６ビツト量子化のＡ／Ｄ変換及びＤ／Ａ変換
を行い、アナログ信号の周波数帯域をサンプリング周波
数で表現できる帯域、すなわちサンプリング周波数の１
／２の周波数までの帯域に制限するだめの低域通過フィ
ルタを内蔵する。

ここで線形１６ビツト景子化とは、アナログ信号のダイ
ナミックレンジを２１６段階に等分割したディジタル信
号で表現する処理をいう。次に、ＤＳＰ５は、送信側の
機能として、減算部９、レベル微調・損失等化部１０．
１．／μ変換部１１及び精密平衡回路処理部１４から構
成され、受信側の機能として、μル変換部１２及びレベ
ル微調・損失等化部１３を有する。これらの機能は、Ｄ
ＳＰ５のハードウェアとそれを動作させるマイクロプロ
グラムの組合わせとして実現される。

アナログ送受信ケーブル１を経由してきた加入者からの
アナログ電話帯域信号（アナログデータ）は、ハイブリ
ッドトランス２で分離された後、増幅・粗レベル調整回
路３を通過し、線形Ａ／Ｄ・Ｄ／Ａ変換器４でディジタ
ル送信信号に変換された後、ＤＳＰ５に入力する。ここ
で、増幅・粗レベル調整回路３は、アナログ電話帯域信
号を増幅すると共に、例えば４ｄ［３，８ｄＢのように
上記信号の振幅を粗くレベル調整する機能を有する。上
述のディジクル送信信号は、減算部９を経て（この機能
は後述する）、レベル微調・損失等化部１０に入力する
。ここでは、アナログ送受信ケーブル１での周波数特性
の損失に対するディジクル送信信号の振幅レベルの微調
整と損失等化（補正）が行われる。このように線形Ａ／
Ｄ　−Ｄ／Ａ変換器４から減算部９及びレベル微調・損
失等化部１０を介して生成されるディジタル信号は、線
形１６ビツトで量子化された信号である。Ｉ、／μ変換
部１１は、この１６ビツトのディジタル送信信号に対し
て、μｍＬａｗに基づく変換を行って８ビツトのディジ
タルＰＣＭ符号に変換し、ＰＣＭ回線側の特には図示し
ない多重化装置に送出する。ここでは、人間の聴覚の感
度特性は音声の振幅の対数に比例することを考慮して、
第９図に示される如く、１６ビツトのディジタル信号値
（リニア入力）が小さい値となる領域（セグメント、以
下間し）に対しては８ビツトのＰＣＭ符号（μｍＬａｗ
ＰＣＭ出力）が細かい刻み幅で割り当てられ、大きい値
となるセグメントに対しては８ビツトのＰＣＭ符号が粗
い刻み幅で割り当てられる。第９図において、１６ビツ
トのディジタル受信信号の振幅値が例えば〔−３０〜＋
３０〕となるセグメント１においては２おきに１つのＰ
ＣＭ符号が割り当てられているが、」二足振幅値が〔＋
３１〜＋９４〕及び〔９４〜−３１〕となるセグメント
２に対しては４おき、上記振幅値が〔＋９５〜」−２２
２）及び（−２２２〜−９５〕となるセグメント３に対
しては８おきというように、１６ビツトデイジタル受偵
信号の振幅値が大きいセグメントになるにつれてＰＣＭ
符号の割り当てが粗くなる。そして、上記振幅値がＣ＋
７９０３〜→−８１５８）及び（−８９５８〜−７９０
３］となる最後のセグメント８に対しては差か２５６も
ある広いレベルに対して１つのＰＣＭ符号が割り当てら
れる。以上の対応関係がμｍＬａ−であり、主に日本及
び米国等で採用されている。一方、ヨーロッパを中心と
するその他の地域ではＡ−１、計と呼ばれる規則が採用
されているため、それに対応させる場合にはＬ／μ変換
部１１をＡ−Ｌａｗに対応するものに代えればよい。

一方、ＰＣＭ回線側の特には図示しない多重化装置から
ＤＳＰ５に入力する前述のμｍＬａｗで符号化されたＰ
ＣＭ符号は、μ／Ｌ変換部１２において、線形１６ビツ
トのディジクル受信信号に変換される。ここでは、前述
のＬ／μ変換部１１での処理と全く逆の処理が行われる
。このディジタル送信信号は、レベル微調・損失等化部
１３に入力し、ここで、ＰＣＭ送受信ケーブル１での周
波数特性のある損失に対するディジタル送信信号のレベ
ルの微調整と損失等化（補正）が予め行われる。このよ
うにして、ＤＳＰ５から出力される線形１６ヒツトのデ
ィジタル受信信号は、線形Ａ／Ｄ　−Ｄ／Ａ変換器４で
アナログ電話帯域信号に変換された後、増幅・粗レベル
調整回路８を介して、ハイブリッドトランス２によって
アナログ送受信ケーブル１から加入者に向けて送信され
る。増幅・粗レベル調整回路８の機能は増幅・粗レベル
調整回路３と同じである。

ここで、増幅・＊■シレール調整回路８からアナ１：ｊ
グ送受信ケーブル１に向かった受信号の一部がハイブリ
ッドトランス２を介して送信側に廻り込め、ディジタル
送信信号に含まれてＤＳＰ５に入力するため、送信側に
おいて」二足信号の一部を打ち１１）ず必要がある。そ
のために、精密平衡回路処理部１４でレベル微調・損失
等化部１３からのディジクル受信信号から上記成分が生
成され、ごれが減算部９にてディジタル送信信号から減
算されることにより、上記成分が打ち消される。

次に、第８図は、アナログ回線部分が、送信用のアナロ
グ送信ケーブル１５と受信用のアナログ受信ケーブル１
つの４世式（２世）ケーブルによって構成されている４
線式ＰＣＭチャネルユニットの従来例である。

この従来例が、第７図の２線式ＰＣＭチャネルユニント
と異なる点は、送受信共通のケーブル」二の送信信号と
受信信号を分冊１・混合するためのハイフ゛りンドトラ
ンスがない点である。すなわち、アナログ受信ケーブル
１５から入力したアナログ受信信号はトランス１６を介
して送信側の増幅柑レベル調整回路３に直接人力し、逆
に、受信側の増幅・粗レベル調整回路８から出力される
アナログ受信信号はｉ・ランス１８を介してアナログ受
信ケーブル］９に直接出力される。従って、ハイブリッ
ドトランスにおける受信側から送信側への信号の廻り込
みを打ち消すための精密平衡回路処理部をＤＳＰ１７内
に設ける必要はない。

上述の点以外の、増幅・相Ｉ／ヘル調整回路３と８、線
形Ａ、／Ｄ−Ｄ／Ａ変換器４、Ｄ　Ｓ　Ｐ　１．７内の
レベル微調・損失等化部１０と１３．１．／μ変換部１
１及びμ／１．変換部１２等の構成及び機能は、第７図
の２線式ＰＣＭチャネルユニットの場合と同様である。

ただし、損失等化部については４線弐の場合は主として
送信側て処理するため、１３の損失等化部は簡単な処理
であり、１０の損失等化部の処理は複雑（次数高い）で
ある。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述の第７１又は第８図のＰＣＭチャ不ルユニノ１−に
おいて用いられる増幅・相し−・ル調整回路３又は８は
、例えば第１０図に示されるように、抵抗Ｒ１〜Ｒ６及
びオペアンプＯＰ＋　とＯＦ２によって構成される。そ
して、スイッチＳ１及びＳ２が開閉制御されることによ
り、４（ＪＢ、８（ＩＢというようなレベル調整が行わ
れる。

一方、第７図又は第８回の線形Ａ　／　Ｄ　−Ｄ　／　
Ａ変換器４に内蔵される低域通過フィルタは、通常、ア
クティブフィルタ等で構成される場合が多く、ここでも
オペアンプが用いられている。

とごろが、４−述のようなオペアンプ部分からは、通常
、直流成分又はその近傍の周波数成分を有するオフセ／
１〜が発生ずる。そして、特に、増幅粗レベル調整回路
３及び線形Ａ／Ｄ　−Ｄ／Ａ変換器４のＡ／Ｄ側におい
て、ハイブリットトランス２からのアナログ電話帯域信
号にオフセ・〕１へが重畳されると以下のような不都合
が発生する。

すなわち、送信されたアナログ電話帯域信号にオフセッ
トが重畳されると、送信アナログ電話帯域信号の零レベ
ル（電圧値０）かそれに対応する量子化値以外のディジ
タル送信信号の量子化値に変換される。そして、このよ
うに零レベルが移動したディジタル送信信号が、第７図
又は第８回のＤＳＰ７又は］７内の１．／μ変換部１１
に入力した場合、送信アナログ電話帯域信号の零レベル
か、それに対応しない値の大きなＰＣＭ符号値に変換さ
れてしまう。

例えば、第９図の１、／μ変換表で、ディジタル送信信
号の最高振幅値８１５８は、通常、送信アナログ電話帯
域信号の最高電圧値２．５ボルトに対応している。そし
て、第７回又は第８図の増幅相レベル調整回路３及び線
形Ａ／Ｄ・Ｄ／Ａ変換器４内の低域通過フィルタにおい
て、例えば最大で１００ｍＶ程度の電圧値を有するオフ
セ・ン１−が重畳されると仮定すると、このオフセット
によって発生ずる零レベルのシフトｉは、 ８１５８／２５００Ｘ１．００＝３２６となり、この値
は第９図においては第４セグメントに属する。第４セグ
メントでの粗さは１６であるから、オフセットが無く第
１セグメントに零レベルが有る場合（粗さは２）に比べ
て、２　Ｑ　ｌ　ｏ　ｇ（１６／２）　−１８ｄＢもＳ
／Ｎ　（信号対雑音比）が劣化することになる。

上述の現象は、ヨーロッパを中心としたＡ　−Ｌａｗの
場合にも、多少の差はあるが同様に発生する。

このようなオフセットに対する対策としては、第７図又
は第８図の増幅・粗レベル調整回路３及び線形Ａ／Ｄ　
−Ｄ／Ａ変換器４内の低域通過フィルタにおいて、オフ
セットが少ないオペアンプを使用することが考えられる
が、そのようなオペアンプは高価であり、ＰＣＭチャネ
ルユニットのコストアップを招くという問題点を有して
いる。

また、線形Ａ／Ｄ・Ｄ／Ａ変換器４のＡ／Ｄ変換回路の
前に、直流成分又はその近傍の周波数成分を有するオフ
セットを遮断する容量を挿入することが考えられるが、
Ａ／Ｄ変換回路内に内蔵されている低域通過フィルタ部
で発生ずるオフセットは補償できないという問題点が残
る。また、容量を用いる場合、アナログ電話帯域信号の
最低周波数である３００Ｈｚ以上の信号成分は通過させ
る必要があるが、その場合の容量値は１μＦ程度となり
、高価な容量が必要となると共に、サイズも大きくなっ
てしまい、ＰＣＭチャネルユニットの大型化を招くとい
う問題点を有している。

本発明は、コストアップ及び大型化を招くことなく、オ
フセットの重畳による受信信号のＳ／Ｎの劣化を防止す
ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は、本発明のブロック図である。本発明は、直流
成分及びその近傍の周波数成分を有効信号成分としない
アナログ信号２０をアナログ／ディジタル変換手段２１
でディジタル信号２２に変換した後、ディジタル信号処
理２３によってパルスコードモジュレーション符号２４
に変換して送出するＰＣＭチャネルユニットを前提とす
る。ここで、アナログ信号２０は、例えば電話帯域信号
である。アナログ／ディジタル変換手段２１の前段には
、通常、レベル調整のための増幅回路が設けられる。ま
た、アナログ／ディジタル変換手段２１は、例えば折り
返し雑音を防止するための低域通過フィルタを内蔵し、
同フィルタによってサンプリング周波数の１／２以内の
周波数帯域に帯域制限されたアナログ信号に対して、例
えば線形量子化を行う。これに対応して、ディジタル信
号処理２３は、入力信号を、非線形に例えばμｍＬａｗ
によって、パルスコートモジュレーション符号２４に変
換する非線形変換手段を含む。その他、ディジタル信号
処理２３は、レベル微調・損失等化処理、精密平衡回路
処理等が含まれる。

上述の前提のもとで、本発明は、アナログ／ディジタル
変換手段２１から出力されるディジタル信号２２に対し
て（精密平衡回路処理等を介してもよい）、直流成分又
はその近傍の周波数成分のみを遮断する高域通過フィル
タリングを行うディジタル高域通過フィルタ２５を有す
る。

そして、ディジタル高域通過フィルタ２５の出力信号を
前述のディジタル信号処理２３によりパルスコードモジ
ュレーション符号２４に変換して送出する。

上述の構成において、ディジタル高域通過フィルタ２５
及びディジタル信号処理２３は、第１図の破線で示され
る同一のディジタル信号処理ブロセ・νす２６上の機能
として実現されるように構成することができる。

〔作　　　用〕

アナログ／ディジタル変換手段２１の前段に設けられる
レベル調整用の増幅回路、又はアナログ／ディジタル変
換手段２１内の低域通過フィルタ等において、直流成分
又はその近拐の周波数成分を有するオフセットが重畳さ
れたとしても、アナログ／ディジタル変換手段２１の後
段に設けられたディジタル高域通過フィルタ２５によっ
てそのオフセットが除去される。

従って、アナログ信号の零レベルがそれに対応する量子
化値以外のディジタル信号の量子化値に変換されても、
それを元の零に対応するレベルに補正することができる
。これにより、その後のディジクル信号処理２３　、ｆ
ｉ′ｂこ、パルスコートモジュレーション符号２４への
変換処理において、零レベルに対応する符号へ適切に変
換され、Ｓ／Ｎの劣化を防止することができる。

この場合、ディジタル高域通過フィルタ２５及びディジ
タル信号処理２３を同一のディジクル信号処理プ１コセ
ッサ２６の機能として実現することにより、１ｍ＋スト
アツブ及び大型化を防くことができる。

〔実　　施　　例〕

以下、本発明の実施例につき詳細に説明する。

第２図は、アナログ回線部分が送受信共通の２線式のア
ナログ送受信ケーブル１によって構成されている２線式
ＰＣＭチャネルユニ・ン［・の実施例である。第７図の
従来例と同じ番号を付した部分は同じ機能を有するため
、その説明は省略する。

第７図の従来例と異なる点は、ＤＳＰ２７　（第７図の
ＤＳＰ５に対応）内の減算部９とレベル微調損失等化部
１０との間に高域通過フィルタ部２８を有する点である
。

次に、第４図は、アナログ回線部分が、送信用のアナロ
グ送信ケーブル１５と受信用のアナログ受信ケーブル１
９の４線式（２Ｍｉ）ケーブルによって構成されている
４線式ＰＣＭチャネルユニットの実施例である。第８図
の従来例と同し番号を付した部分は同じ機能を有するた
め、その説明は省略する。第８図の従来例と異なる点は
、ＤＳＰ２９（第８図のＤＳＰＩ７に対応）内のレベル
微調・損失等化部１０の前段に高域通過フィルタ部３０
を有する点である。

以上の高域通過フィルタ２８及び３０は同一の構成にす
ることができる。高域通過フィルタ部２８又は３０の第
１の実施例を第４図に示す。同図は、１次の高域通過フ
ィルタであり、３１及び３２（Ｚ−１）は１サンプル分
の遅延を行う遅延素子であり、３３．３４及び３５は各
括弧内に示す係数を乗算する乗算器であり、３６は加算
器であって、その伝達特性は、 で表される。

今、第２図又は第３図の線形Ａ／Ｄ　−Ｄ／Ａ変換器４
におけるサンプリング周波数を８目ｌ＝ｚとするさ、こ
のフィルタの伝達特性は、Ｏｌｌｚで無限大損失となり
、３００Ｈｚでは０．２ｄ１３．４０００１１ｚては０
．ＯｄＢの損失となる。ここで、第２図又は第３図の増
幅・粗レベル調整回路３又は線形Ａ／Ｄ　−Ｄ／Ａ変換
器４に内１代される低域通過フィルタで発生ずるオフセ
ラ１の周波数は十分低く、はぼ直流と考えられるから、
オフセラ１〜遮断用の高域通過フィルタとしては一ヒ述
のような１次の伝達特性のディジタルフィルタで十分な
効果を得ることができる。

次に、第２図又は第３図の高域通過フィルタ部２８又は
３０の第２の実施例を第５図に示す。同図で、３９（Ｚ
−’）は遅延素子、３７及び３８は乗算器、４０及び４
１は力［１算器である。ここでａの値は例えば０．９８
のように１よりも小さくかつ１に近い定数である。同図
の場合、破線部４２で示される低域通過フィルタの部分
でオフセット成分のみが抽出され、その成分が加算器（
減算器）４１で入力から差し引かれることにより、オフ
セットが遮断される。この場合も、全体としてみると高
域連通フィルタとして機能し、その伝達特性は、−Ｚ で表される。

以上、第２図又は第３図の高域通過フィルタ２８又は３
０に関する第１及び第２の実施例ともに、フィルタの規
模は十分に小さく、第２図又は第３図のＤＳＰ２７又は
２９で処理する場合のプログラムステップ数も１０ステ
ップ程度でよいため、処理量の増加はほとんどない。

第６図に、オフセットを除去した場合と除去しない場合
のＳ／Ｎ特性の例を示す。同図において、破線Ａの特性
は木実施例の高域通過フィルタによりオフセットを除去
した場合、実線Ｂのの特性はオフセ・ントを除去しない
場合である。同図かられかるように、オフセットが重畳
される入力レベルが小さい部分でＳ／Ｎが改善されてお
り、本発明が有効であることがわかる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、アナログ信号の零レベルがそれに対応
する量子化値以外のディジタル信号の量子化値に変換さ
れても、それを元の零に対応するレベルに補正すること
ができため、その後のディジタル信号処理、特に、パル
スコードモジュレーション符号への変換処理において、
零レベルに対応する符号へ適切に変換され、Ｓ／Ｎの劣
化を防止することが可能となる。

この場合、特に、ＰＣＭチャネルユニットとしてディジ
タル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）を使用していれば、
そのＤＳＰの一機能として、ディジタル高域通過フィル
タを極めて少ない処理量で実現できるため、新たな部品
を使用することなく、小型なＰＣＭチャネルユニットを
低コストで実現することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のブロック図、 第２図は、２線式ＰＣＭチ中ネルユニットにおける本発
明の実施例の構成図、 第３図は、４線式ＰＣＭチャネルユニットにおける本発
明の実施例の構成図、 第４図は、高域通過フィルタの第１の実施例の構成図、 第５図は、高域通過フィルタの第２の実施例の構成図、 第６図は、オフセットを除去した場合と除去しない場合
のＳ／Ｎ特性の例を示した図、第７図は、２線式ＰＣＭ
チャネルユニットにおける従来例の構成図、 第８図は、４線式ＰＣＭチャネルユニットにおける従来
例の構成図、 第９図は、リニアーμ変換表を示した図、第１０図は、
増幅・粗レベル調整回路の構成例を示した図である。 ２０・・・アナログ信号、 ２１　・ ２２　・ ２３　・ ２４　・ ２５　・ ２６　・ アナログ／ディジタル変換手段、 ディジタル信号、 ディジタル信号処理、 パルスコートモジュレーション符号、 ディジタル高域通過フィルタ、 ディジタル信号処理プロセッサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）直流成分及びその近傍の周波数成分を有効信号成分
   としないアナログ信号（２０）をアナログ／ディジタル
   変換手段（２１）でディジタル信号（２２）に変換した
   後、ディジタル信号処理（２３）によってパルスコード
   モジュレーション符号（２４）に変換して送出するＰＣ
   Ｍチャネルユニットにおいて、 前記ディジタル信号（２２）に対して前記直流成分及び
   その近傍の周波数成分のみを遮断する高域通過フィルタ
   リングを行うディジタル高域通過フィルタ（２５）を有
   し、 該ディジタル高域通過フィルタの出力信号を前記ディジ
   タル信号処理（２３）により前記パルスコードモジュレ
   ーション符号（２４）に変換して送出する、ことを特徴
   とするＰＣＭチャネルユニットのオフセット補償方式。 ２）前記アナログ／ディジタル変換手段（２１）は、前
   記アナログ信号（２０）に対して線形量子化を行い、前
   記ディジタル信号処理（２３）には、入力信号を非線形
   に前記パルスコードモジュレーション符号（２４）に変
   換する非線形変換手段を含む、ことを特徴とする請求項
   １記載のＰＣＭチャネルユニットのオフセット補償方式
   。 ３）前記ディジタル高域通過フィルタ（２５）及び前記
   ディジタル信号処理（２３）は、同一のディジタル信号
   処理プロセッサ（２６）上の機能として実現されること
   を特徴とする請求項１又は２記載のＰＣＭチャネルユニ
   ットのオフセット補償方式。 ４）前記アナログ信号（２０）は、電話帯域信号である
   ことを特徴とする請求項１、２又は３記載のＰＣＭチャ
   ネルユニットのオフセット補償方式。