JPH0480564B2 - - Google Patents
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- JPH0480564B2 JPH0480564B2 JP60156441A JP15644185A JPH0480564B2 JP H0480564 B2 JPH0480564 B2 JP H0480564B2 JP 60156441 A JP60156441 A JP 60156441A JP 15644185 A JP15644185 A JP 15644185A JP H0480564 B2 JPH0480564 B2 JP H0480564B2
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- transistors
- current
- voltage
- circuit
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はフエイズ・ロツクド・ループやFM変
調器等に使用される電圧制御マルチバイブレータ
に関するものである。
調器等に使用される電圧制御マルチバイブレータ
に関するものである。
従来の技術
従来より、FM変調器としてマルチバイブレー
タ形の発振器が、半導体集積回路によく用いられ
ている。
タ形の発振器が、半導体集積回路によく用いられ
ている。
第２図は従来の電圧制御マルチバイブレータの
一例を示すもので第３図は第２図ａ〜ｆの波形を
示すものである（例えば特公昭57−37248号公
報）。トランジスタ１，２および８，９は差動の
スイツチング回路を構成し、トランジスタ４１の
コレクタ電流I0および電流源１０の電流経路を切
り換える。トランジスタ１，２のコレクタに、抵
抗５および６がそれぞれ接続され、トランジスタ
３，４のエミツタ間に容量素子７が接続されてい
る。トランジスタ１１，１２，１３，１４は比較
回路を構成しており、抵抗２０，２１とトランジ
スタ１７で与えられる基準電位即ち、トランジス
タ１７のエミツタ電位と、容量素子７の両端の電
位とを比較している。電流源１５，１６の電流値
は等しく電流源４３も適当な電流値である。２６
はトランジスタ等で構成されたフリツプフロツプ
回路である。端子２２と２３は比較回路からの入
力端子であり、端子２４と２５は互いに逆相の出
力端子である。
一例を示すもので第３図は第２図ａ〜ｆの波形を
示すものである（例えば特公昭57−37248号公
報）。トランジスタ１，２および８，９は差動の
スイツチング回路を構成し、トランジスタ４１の
コレクタ電流I0および電流源１０の電流経路を切
り換える。トランジスタ１，２のコレクタに、抵
抗５および６がそれぞれ接続され、トランジスタ
３，４のエミツタ間に容量素子７が接続されてい
る。トランジスタ１１，１２，１３，１４は比較
回路を構成しており、抵抗２０，２１とトランジ
スタ１７で与えられる基準電位即ち、トランジス
タ１７のエミツタ電位と、容量素子７の両端の電
位とを比較している。電流源１５，１６の電流値
は等しく電流源４３も適当な電流値である。２６
はトランジスタ等で構成されたフリツプフロツプ
回路である。端子２２と２３は比較回路からの入
力端子であり、端子２４と２５は互いに逆相の出
力端子である。
以上の様に構成された従来例の動作の説明を以
下に行う。
下に行う。
フリツプフロツプ回路２６は、トランジスタ１
１のコレクタ電流が一定レベル以下になつた時に
出力端子２４は低レベル、出力端子２５は高レベ
ルになり、次にトランジスタ１４のコレクタ電流
が一定レベル以下になるまで、出力状態は保持さ
れる。トランジスタ１４のコレクタ電流が一定レ
ベル以下になると、出力端子２４は高レベル、出
力端子２５は低レベルになり、次にトランジスタ
１１のコレクタ電流が一定レベル以下になるま
で、出力状態が保持される。
１のコレクタ電流が一定レベル以下になつた時に
出力端子２４は低レベル、出力端子２５は高レベ
ルになり、次にトランジスタ１４のコレクタ電流
が一定レベル以下になるまで、出力状態は保持さ
れる。トランジスタ１４のコレクタ電流が一定レ
ベル以下になると、出力端子２４は高レベル、出
力端子２５は低レベルになり、次にトランジスタ
１１のコレクタ電流が一定レベル以下になるま
で、出力状態が保持される。
端子２４，２５の出力電圧で、トランジスタ１
と８およびトランジスタ２と９がスイツチング動
作を行なう。
と８およびトランジスタ２と９がスイツチング動
作を行なう。
トランジスタ４１のコレクタ電流がI0のときの
トランジスタ３又は４のベース・エミツタ間の電
圧降下をVBE1、電流源４３の電流がI1のときのト
ランジスタ１７のベース・エミツタ間の電圧降下
をVBE2、トランジスタ１７のベース電位をVB17と
すると、基準電圧Vrefとバランスする時にはVE3
−ΔV＝Vref即ち（＋Ｂ）−VBE1−ΔV＝VB17−
VBE2が成立ち(1)式が導びかれる。
トランジスタ３又は４のベース・エミツタ間の電
圧降下をVBE1、電流源４３の電流がI1のときのト
ランジスタ１７のベース・エミツタ間の電圧降下
をVBE2、トランジスタ１７のベース電位をVB17と
すると、基準電圧Vrefとバランスする時にはVE3
−ΔV＝Vref即ち（＋Ｂ）−VBE1−ΔV＝VB17−
VBE2が成立ち(1)式が導びかれる。
ここでVE3はトランジスタ３の導通時のエミツ
タ電位をいう。
タ電位をいう。
ΔV＝＋Ｂ−VB17−VBE1＋VBE2 ……(1)
(1)式でVBE1＝VBE2のとき、ΔVは抵抗２０によ
る電圧降下に等しく一定値である。容量両端波形
の振幅は第３図ｃ，ｄの様に2ΔVであるから、
発振周波数は(2)式で表わされる。
る電圧降下に等しく一定値である。容量両端波形
の振幅は第３図ｃ，ｄの様に2ΔVであるから、
発振周波数は(2)式で表わされる。
＝I0／4C0ΔV ……(2)
ここでC0は容量素子７の容量値である。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら、電流源４３の電流値I1が固定で
あるのでトランジスタ４１のコレクタ電流I0が変
化すれば、VBE1の値が変化するため（第４図参
照）(1)式において、−VBE1＋VBE2の項が一定でな
くΔVの値がI0の値によつて変化することになる。
又、トランジスタ３（又は４）とトランジスタ１
７のエミツタ電流が異なるとベース・エミツタ間
の電圧降下VBEの温度変化の割合が異なるので、
VBE1とVBE2の温度特性が一致せず、I0の値によつ
て(1)式のΔVの温度特性が異なる。即ち第２図に
示す回路ではI0が大きくなる程、VBE1とVBE2の温
度変化のずれが大きくなり、発振周波数の温度
依存性が大きくなるという弱点を有している。
あるのでトランジスタ４１のコレクタ電流I0が変
化すれば、VBE1の値が変化するため（第４図参
照）(1)式において、−VBE1＋VBE2の項が一定でな
くΔVの値がI0の値によつて変化することになる。
又、トランジスタ３（又は４）とトランジスタ１
７のエミツタ電流が異なるとベース・エミツタ間
の電圧降下VBEの温度変化の割合が異なるので、
VBE1とVBE2の温度特性が一致せず、I0の値によつ
て(1)式のΔVの温度特性が異なる。即ち第２図に
示す回路ではI0が大きくなる程、VBE1とVBE2の温
度変化のずれが大きくなり、発振周波数の温度
依存性が大きくなるという弱点を有している。
本発明は従来回路の欠点を改善し、入力の大小
にかかわらず、温度変化に対して周波数の安定し
た発振出力を得る電圧制御マルチバイブレータを
提供するものである。
にかかわらず、温度変化に対して周波数の安定し
た発振出力を得る電圧制御マルチバイブレータを
提供するものである。
問題点を解決するための手段
この目的を達成するために本発明の電圧制御マ
ルチバイブレータは、差動結合された第１および
第２のトランジスタのコレクタに一端が共通の電
源に接続された第１および第２の抵抗をそれぞれ
接続し、第３のトランジスタのベースを第１のト
ランジスタのコレクタに接続し第４のトランジス
タのベースを第２のトランジスタのコレクタに接
続し、第３及び第４のトランジスタのエミツタ間
に容量素子を結合してなる回路と、ベースに電圧
が与えられエミツタを基準電圧出力とする第５の
トランジスタを出力段にもつ基準電圧発生回路
と、第３および第４のトランジスタのうち導通し
ている方のトランジスタより容量素子を介して流
れる電流、および第５のトランジスタに流れる電
流を入力電圧或は入力電流に対して直線的に変化
させる可変電流源回路と、第３及び第４のトラン
ジスタのエミツタ電圧と基準電圧とを比較する比
較回路と、比較回路の出力状態を反転させ、反転
信号により第１及び第２のトランジスタの導通、
非導通状態を反転させるフリツプフロツプ回路と
から構成されている。
ルチバイブレータは、差動結合された第１および
第２のトランジスタのコレクタに一端が共通の電
源に接続された第１および第２の抵抗をそれぞれ
接続し、第３のトランジスタのベースを第１のト
ランジスタのコレクタに接続し第４のトランジス
タのベースを第２のトランジスタのコレクタに接
続し、第３及び第４のトランジスタのエミツタ間
に容量素子を結合してなる回路と、ベースに電圧
が与えられエミツタを基準電圧出力とする第５の
トランジスタを出力段にもつ基準電圧発生回路
と、第３および第４のトランジスタのうち導通し
ている方のトランジスタより容量素子を介して流
れる電流、および第５のトランジスタに流れる電
流を入力電圧或は入力電流に対して直線的に変化
させる可変電流源回路と、第３及び第４のトラン
ジスタのエミツタ電圧と基準電圧とを比較する比
較回路と、比較回路の出力状態を反転させ、反転
信号により第１及び第２のトランジスタの導通、
非導通状態を反転させるフリツプフロツプ回路と
から構成されている。
作 用
この構成により、基準電圧発生回路出力段の第
５のトランジスタに第３及び第４のトランジスタ
のうち導通している方のトランジスタに流れる電
流と同一の電流I0を可変電流源回路から流すこと
で、電流I0に対するVBEの値及び温度変化を同一
にすることができ、基準電圧をVBEの変化に伴つ
て変化させることができ、第３及び第４のトラン
ジスタの導通時に流れる電流の大小によるエミツ
タ電位のゆらぎとVBEの温度変動によるエミツタ
電位の変化を打消すことがき周波数の安定した発
振出力が得られる。
５のトランジスタに第３及び第４のトランジスタ
のうち導通している方のトランジスタに流れる電
流と同一の電流I0を可変電流源回路から流すこと
で、電流I0に対するVBEの値及び温度変化を同一
にすることができ、基準電圧をVBEの変化に伴つ
て変化させることができ、第３及び第４のトラン
ジスタの導通時に流れる電流の大小によるエミツ
タ電位のゆらぎとVBEの温度変動によるエミツタ
電位の変化を打消すことがき周波数の安定した発
振出力が得られる。
実施例
以下本発明の一実施例について図面を参照しな
がら説明する。
がら説明する。
第１図は、本発明の電圧制御マルチバイブレー
タの一実施例を示す。
タの一実施例を示す。
第１図において、１，２は差動結合された第１
及び第２のトランジスタ５，６は第１および第２
の抵抗であり、トランジスタ８，９とともに差動
のスイツチング回路を構成し、可変電流源回路２
７の電流I0および電流源１０の電流経路を切換え
る。３，４は、第３および第４のトランジスタで
あり、それぞれのエミツタ間は容量７で結合され
ている。トランジスタ１１，１２，１３，１４お
よび電流源１５，１６は比較回路であり、第３，
第４のトランジスタ３，４のエミツタ電位と基準
電圧とを比較し、出力はフリツプフロツプ回路２
６の端子２２，２３に入力される。
及び第２のトランジスタ５，６は第１および第２
の抵抗であり、トランジスタ８，９とともに差動
のスイツチング回路を構成し、可変電流源回路２
７の電流I0および電流源１０の電流経路を切換え
る。３，４は、第３および第４のトランジスタで
あり、それぞれのエミツタ間は容量７で結合され
ている。トランジスタ１１，１２，１３，１４お
よび電流源１５，１６は比較回路であり、第３，
第４のトランジスタ３，４のエミツタ電位と基準
電圧とを比較し、出力はフリツプフロツプ回路２
６の端子２２，２３に入力される。
可変電流源回路２７は、電圧−電流変換回路
と、トランジスタ２８，２９，３０及び抵抗３
１，３２によるカレントミラー回路で構成されて
いる。
と、トランジスタ２８，２９，３０及び抵抗３
１，３２によるカレントミラー回路で構成されて
いる。
基準電圧発生回路は、トランジスタ１７，１８
及び抵抗１９，２０，２１で構成されており、ト
ランジスタ１８のベースは、可変電流源回路２７
のトランジスタ２８及び２９のベースに接続され
ている。
及び抵抗１９，２０，２１で構成されており、ト
ランジスタ１８のベースは、可変電流源回路２７
のトランジスタ２８及び２９のベースに接続され
ている。
以上のように構成された電圧制御マルチバイブ
レータについて、以下その動作について説明す
る。
レータについて、以下その動作について説明す
る。
従来例と同じ動作のところは説明を省略し、本
実施例の特長となるところを説明する。
実施例の特長となるところを説明する。
可変電流源回路２７の入力端子３３に印加され
た電圧V0は、まず、電圧−電流変換回路で直線
的に電流I0に変換され、この電流I0がトランジス
タ２８に流れる。トランジスタ２８，２９，３０
及び抵抗３１，３２は、カレントミラー回路を構
成しており、トランジスタ２９には、トランジス
タ２８と同じ電流I0が流される。よつて、トラン
ジスタ８或は９のうちどちらか導通している方に
電流I0が流される。
た電圧V0は、まず、電圧−電流変換回路で直線
的に電流I0に変換され、この電流I0がトランジス
タ２８に流れる。トランジスタ２８，２９，３０
及び抵抗３１，３２は、カレントミラー回路を構
成しており、トランジスタ２９には、トランジス
タ２８と同じ電流I0が流される。よつて、トラン
ジスタ８或は９のうちどちらか導通している方に
電流I0が流される。
基準電圧Vrefは、抵抗２０，２１及びトランジ
スタ１７で与えられる電位即ち、トランジスタ１
７のエミツタ電位VE17であり、 Vref＝VE17＝（＋Ｂ）R21／R20＋R21−VBE2 ……(3) （VBE2はトランジスタ１７のベース・エミツタ
間の電圧降下） で表わされる。
スタ１７で与えられる電位即ち、トランジスタ１
７のエミツタ電位VE17であり、 Vref＝VE17＝（＋Ｂ）R21／R20＋R21−VBE2 ……(3) （VBE2はトランジスタ１７のベース・エミツタ
間の電圧降下） で表わされる。
基準電圧発生回路の出力段のトランジスタ１７
に流される電流I1は、トランジスタ１８及び抵抗
１９で構成される電流源から供給される。この電
流源は、トランジスタ１８のベースを可変電流源
回路２７のトランジスタ２８，２９のベースに接
続することによつて、トランジスタ２８，２９，
３０、抵抗３１，３２とともにカレントミラー回
路を構成している。
に流される電流I1は、トランジスタ１８及び抵抗
１９で構成される電流源から供給される。この電
流源は、トランジスタ１８のベースを可変電流源
回路２７のトランジスタ２８，２９のベースに接
続することによつて、トランジスタ２８，２９，
３０、抵抗３１，３２とともにカレントミラー回
路を構成している。
従つて、抵抗１９の値を選べばこの電流源にも
トランジスタ２９と同じ電流I0が流れ、I1＝I0と
なる。よつて、トランジスタ１７には、トランジ
スタ３或は４のうちどちらか導通している方と同
じ値の電流を流すことができ、それぞれのベー
ス・エミツタ間の電圧降下VBE1とVBE2を常に同じ
値にすることができる。
トランジスタ２９と同じ電流I0が流れ、I1＝I0と
なる。よつて、トランジスタ１７には、トランジ
スタ３或は４のうちどちらか導通している方と同
じ値の電流を流すことができ、それぞれのベー
ス・エミツタ間の電圧降下VBE1とVBE2を常に同じ
値にすることができる。
一般に、VBEは、
VBE＝kT／ｑ）＊ln（IE／IS）
Ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度
IS：飽和電流
で表わされ、同一の半導体プロセスによる同一種
のトランジスタのVBEは、エミツタ電流IEが同じ
であれば、同じ値であり、温度による値の変化も
同じである。
のトランジスタのVBEは、エミツタ電流IEが同じ
であれば、同じ値であり、温度による値の変化も
同じである。
トランジスタ３の導通時の、エミツタ電位VE3
は、 VE3＝（＋Ｂ）−VBE1 ……(4) （VBE1はトランジスタ３のベース・エミツタ間
の電圧降下） 基準電圧とバランスする時には、VE3−ΔV＝
Vref即ち(3)，(4)式より （＋Ｂ）−VBE1−ΔV＝（＋Ｂ）R21／R20＋R21− VBE2が成り立ち、 ΔVは、 ΔV＝VE3−Vref ＝（＋Ｂ−VBE1）−VE17 ＝（＋Ｂ−VBE1）−（VB17−VBE2） ＝（＋Ｂ）R20／R20＋R21−（VBE1−VBE2）……(5) となる。ここで、トランジスタ３および１７には
可変電流源回路のカレントミラー回路により、同
じ電流I0が流されるので、VBEの変化も同じ様に
変化し、 VBE1＝VBE2 ……(6) が常に成り立ち、(5)式は ΔV＝R20／R20＋R21×（＋Ｂ） ……(7) となる。ΔVは、R20の両端の電圧（電源電圧と
ベース電圧との差）の式で表わされる。(7)式で抵
抗R20とR21の温度特性は相対的に打消されるた
めΔVの温度依存性はない。
は、 VE3＝（＋Ｂ）−VBE1 ……(4) （VBE1はトランジスタ３のベース・エミツタ間
の電圧降下） 基準電圧とバランスする時には、VE3−ΔV＝
Vref即ち(3)，(4)式より （＋Ｂ）−VBE1−ΔV＝（＋Ｂ）R21／R20＋R21− VBE2が成り立ち、 ΔVは、 ΔV＝VE3−Vref ＝（＋Ｂ−VBE1）−VE17 ＝（＋Ｂ−VBE1）−（VB17−VBE2） ＝（＋Ｂ）R20／R20＋R21−（VBE1−VBE2）……(5) となる。ここで、トランジスタ３および１７には
可変電流源回路のカレントミラー回路により、同
じ電流I0が流されるので、VBEの変化も同じ様に
変化し、 VBE1＝VBE2 ……(6) が常に成り立ち、(5)式は ΔV＝R20／R20＋R21×（＋Ｂ） ……(7) となる。ΔVは、R20の両端の電圧（電源電圧と
ベース電圧との差）の式で表わされる。(7)式で抵
抗R20とR21の温度特性は相対的に打消されるた
めΔVの温度依存性はない。
よつてΔVが入力電流I0の大きさ及びVBE1，
VBE2に依存しない式で表わせるようになるので、
容量素子７に容量値の温度変化の少ないものを選
ぶと(3)式からわかるように発振周波数の入力に対
する直線性がよく発振周波数の温度変化による変
動が少ない。
VBE2に依存しない式で表わせるようになるので、
容量素子７に容量値の温度変化の少ないものを選
ぶと(3)式からわかるように発振周波数の入力に対
する直線性がよく発振周波数の温度変化による変
動が少ない。
以上ように本実施例によればトランジスタ３又
は４及びトランジスタ１７には常に同じ電流を流
して各々のVBEの特性を合わせ、比較回路の基準
電圧即ちトランジスタ１７のエミツタ電位、トラ
ンジスタ３又は４の導通時のエミツタ電位が常に
同じように変化する構成になつている。即ち、ト
ランジスタ１８及び抵抗１９で構成される電流源
において、トランジスタ１８のベースを可変電流
源回路２７のトランジスタ２８，２９のベースに
接続し、トランジスタ２８，２９，３０、抵抗３
１，３２とともにカレントミラー回路を構成する
ことによつて、可変電流源回路に入力された電圧
V0を変換した電流I0と同じ電流値I0を基準発生回
路出力段のトランジスタ１７に流し、常にVBE2と
VBE1を同一値にしている。
は４及びトランジスタ１７には常に同じ電流を流
して各々のVBEの特性を合わせ、比較回路の基準
電圧即ちトランジスタ１７のエミツタ電位、トラ
ンジスタ３又は４の導通時のエミツタ電位が常に
同じように変化する構成になつている。即ち、ト
ランジスタ１８及び抵抗１９で構成される電流源
において、トランジスタ１８のベースを可変電流
源回路２７のトランジスタ２８，２９のベースに
接続し、トランジスタ２８，２９，３０、抵抗３
１，３２とともにカレントミラー回路を構成する
ことによつて、可変電流源回路に入力された電圧
V0を変換した電流I0と同じ電流値I0を基準発生回
路出力段のトランジスタ１７に流し、常にVBE2と
VBE1を同一値にしている。
これにより、VBE2がI0の大きさに従つて変化
し、基準電圧VrefがVBE2の変化分だけ変化するの
でVBE1がI0の大きさに従つて変化或は温度変化し
ても入力電圧の大小にかかわらず、温度変化にも
依存しないで常に一定のΔVが得られ温度変動に
対して非常に周波数の安定した発振出力が得ら
れ、入力電圧対発振周波数の直線性も向上する。
し、基準電圧VrefがVBE2の変化分だけ変化するの
でVBE1がI0の大きさに従つて変化或は温度変化し
ても入力電圧の大小にかかわらず、温度変化にも
依存しないで常に一定のΔVが得られ温度変動に
対して非常に周波数の安定した発振出力が得ら
れ、入力電圧対発振周波数の直線性も向上する。
発明の効果
以上のように本発明は、出力段の第５のトラン
ジスタに流れる電流を可変電流源回路から供給
し、比較回路の基準電圧を変化させる基準電圧発
生回路を設けたことにより、第３および第４のト
ランジスタのうち、導通している方のトランジス
タのエミツタ電位の変動に応じて基準電圧を変化
させることができるので、温度変動に依存しない
安定した発振出力が得られ、又、入力の大小にか
かわらず入力電圧対発振周波数の直線性のよい優
れた電圧制御マルチバイブレータを実現すること
ができるものである。
ジスタに流れる電流を可変電流源回路から供給
し、比較回路の基準電圧を変化させる基準電圧発
生回路を設けたことにより、第３および第４のト
ランジスタのうち、導通している方のトランジス
タのエミツタ電位の変動に応じて基準電圧を変化
させることができるので、温度変動に依存しない
安定した発振出力が得られ、又、入力の大小にか
かわらず入力電圧対発振周波数の直線性のよい優
れた電圧制御マルチバイブレータを実現すること
ができるものである。
第１図は本発明の一実施例における電圧制御マ
ルチバイブレータの回路図、第２図は従来例の回
路図、第３図は第２図に示す回路の主要部ａ〜ｆ
の信号波形図、第４図はトランジスタのコレクタ
電流と、VBE及び温度の関係を示す図である。 １，２，３，４……トランジスタ、５，６……
抵抗、７……容量素子、８，９……トランジス
タ、１０……電流源、１１，１２，１３，１４…
…トランジスタ、１５，１６…電流源、１７，１
８……トランジスタ、１９，２０，２１……抵
抗、２２，２３……フリツプフロツプ入力端子、
２４，２５……フリツプフロツプ出力端子、２６
……フリツプフロツプ回路、２７……可変電流源
回路、２８，２９，３０……トランジスタ、３
１，３２……抵抗、３３……入力端子。
ルチバイブレータの回路図、第２図は従来例の回
路図、第３図は第２図に示す回路の主要部ａ〜ｆ
の信号波形図、第４図はトランジスタのコレクタ
電流と、VBE及び温度の関係を示す図である。 １，２，３，４……トランジスタ、５，６……
抵抗、７……容量素子、８，９……トランジス
タ、１０……電流源、１１，１２，１３，１４…
…トランジスタ、１５，１６…電流源、１７，１
８……トランジスタ、１９，２０，２１……抵
抗、２２，２３……フリツプフロツプ入力端子、
２４，２５……フリツプフロツプ出力端子、２６
……フリツプフロツプ回路、２７……可変電流源
回路、２８，２９，３０……トランジスタ、３
１，３２……抵抗、３３……入力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 差動結合された第１および第２のトランジス
タのコレクタに一端が共通の電源に接続された第
１および第２の抵抗をそれぞれ接続し、第３のト
ランジスタのベースを前記第１のトランジスタの
コレクタに接続し、第４のトランジスタのベース
を前記第２のトランジスタのコレクタに接続し、
前記第３および第４のトランジスタのエミツタ間
に容量素子を結合してなる回路と、 ベースに電圧が与えられエミツタを基準電圧出
力とする第５のトランジスタを出力段にもつ基準
電圧発生回路と、 前記第３および第４のトランジスタのうち導通
している方のトランジスタより前記容量素子を介
して流れる電流を、入力電圧或は入力電流に対し
て直線的に変化させ、かつ、前記容量素子を介し
て流れる電流と同じ値の電流を前記第５のトラン
ジスタに流す可変電流源回路と、 前記第３および第４のトランジスタのエミツタ
電圧と前記第５のトランジスタのエミツタ電圧と
を比較する比較回路と、 前記比較回路の出力信号により出力状態を反転
させ、前記反転信号により前記第１および第２の
トランジスタの導通、非導通状態を反転させるフ
リツプフロツプ回路とを備えたことを特徴とする
電圧制御マルチバイブレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60156441A JPS6218111A (ja) | 1985-07-16 | 1985-07-16 | 電圧制御マルチバイブレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60156441A JPS6218111A (ja) | 1985-07-16 | 1985-07-16 | 電圧制御マルチバイブレ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6218111A JPS6218111A (ja) | 1987-01-27 |
| JPH0480564B2 true JPH0480564B2 (ja) | 1992-12-18 |
Family
ID=15627816
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60156441A Granted JPS6218111A (ja) | 1985-07-16 | 1985-07-16 | 電圧制御マルチバイブレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6218111A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7461554B2 (en) * | 2005-10-14 | 2008-12-09 | Olympus Ndt | Digital time variable gain circuit for non-destructive test instrument |
-
1985
- 1985-07-16 JP JP60156441A patent/JPS6218111A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6218111A (ja) | 1987-01-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |