JPH0480593B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0480593B2 JPH0480593B2 JP59072796A JP7279684A JPH0480593B2 JP H0480593 B2 JPH0480593 B2 JP H0480593B2 JP 59072796 A JP59072796 A JP 59072796A JP 7279684 A JP7279684 A JP 7279684A JP H0480593 B2 JPH0480593 B2 JP H0480593B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- converter
- output
- definition television
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/015—High-definition television systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Television Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は高品位テレビ受信機に係り、特にエネ
ルギー拡散用低周波信号が重畳された高品位テレ
ビ信号を受信するのに好適な高品位テレビ受信機
に関する。
ルギー拡散用低周波信号が重畳された高品位テレ
ビ信号を受信するのに好適な高品位テレビ受信機
に関する。
高品位テレビ信号を12GHz帯の衛星放送で放送
可能にするMUSE（Multiple Sub−Nyquist
sampling Encoding）方式が提案されている（文
献：二宮、他２、“高品位テレビの衛星１チヤン
ネル伝送方式（MUSE）”、テレビジヨン学会技
術報告TEBS95−２）。
可能にするMUSE（Multiple Sub−Nyquist
sampling Encoding）方式が提案されている（文
献：二宮、他２、“高品位テレビの衛星１チヤン
ネル伝送方式（MUSE）”、テレビジヨン学会技
術報告TEBS95−２）。
しかし、この12GHz帯衛星放送ではエネルギー
拡散が義務づけられており（文献：日本放送協会
編、“放送衛星技術”日本放送出版協会刊、
P46.）、フレーム周期に同期した三角波の拡散信
号が重畳される。従来NTSC方式では水平ブラン
キング期間をクランプする方法で比較的容易にこ
の拡散信号を除去することができる。ところが、
MUSEはストレートTCI（Time Compressed
Integration）と呼ばれる輝度信号と色差信号を
時分割多重する信号形式が用いられている。これ
は水平帰線期間に時間軸圧縮した色差信号を線順
次で多重するものである。したがつて、従来の
NTSCと異なり、無信号平坦部が第１図に示すよ
うに４サンプル分（１サンプル間隔は約60nSな
ので約0.24μS）しか無い。したがつて、ケーブル
のミスマツチなどによる波形歪、雑音などの点か
ら、この期間でクランプを行なうのは困難であ
る。
拡散が義務づけられており（文献：日本放送協会
編、“放送衛星技術”日本放送出版協会刊、
P46.）、フレーム周期に同期した三角波の拡散信
号が重畳される。従来NTSC方式では水平ブラン
キング期間をクランプする方法で比較的容易にこ
の拡散信号を除去することができる。ところが、
MUSEはストレートTCI（Time Compressed
Integration）と呼ばれる輝度信号と色差信号を
時分割多重する信号形式が用いられている。これ
は水平帰線期間に時間軸圧縮した色差信号を線順
次で多重するものである。したがつて、従来の
NTSCと異なり、無信号平坦部が第１図に示すよ
うに４サンプル分（１サンプル間隔は約60nSな
ので約0.24μS）しか無い。したがつて、ケーブル
のミスマツチなどによる波形歪、雑音などの点か
ら、この期間でクランプを行なうのは困難であ
る。
本発明の目的はエネルギー拡散信号の重畳され
た高品位テレビ信号から水平周期の情報を利用せ
ずエネルギー拡散信号を除去して基準直流レベル
を正しく再生し、良好な画像を得る高品位テレビ
受信機を提供することにある。
た高品位テレビ信号から水平周期の情報を利用せ
ずエネルギー拡散信号を除去して基準直流レベル
を正しく再生し、良好な画像を得る高品位テレビ
受信機を提供することにある。
上記目的を達成するため、垂直帰線期間に基準
電圧（例えば色差信号の零レベルを示すハーフグ
レーレベル）が挿入されている事を利用し、フイ
ールド（又はフレーム）間でこの基準電圧の直流
電圧差をデジタル的に求め、この電圧差に応じて
平坦部分の時間が変化する階段波をデジタル的に
発生させることにより、水平周期の情報を用いず
に高精度に拡散信号を打消するようにするもので
ある。
電圧（例えば色差信号の零レベルを示すハーフグ
レーレベル）が挿入されている事を利用し、フイ
ールド（又はフレーム）間でこの基準電圧の直流
電圧差をデジタル的に求め、この電圧差に応じて
平坦部分の時間が変化する階段波をデジタル的に
発生させることにより、水平周期の情報を用いず
に高精度に拡散信号を打消するようにするもので
ある。
本発明の高品位テレビ受信機の一実施例を第２
図に示す第２図において、１は第１の入力端子、
２は第２の入力端子、３は第３の入力端子、４は
第４の入力端子、５は第１のAD変換器、６は第
１のゲート回路、７は第１の積分回路、８は第１
のスイツチ、９は第２の積分回路、１０は第３の
積分回路、１１は第１の引算回路、１２は第１の
プログラマブルカウンタ、１３はアツプダウンカ
ウンタ、１４は第２のプログラマブルカウンタ、
１５は第２のゲート回路、１６は第２の引算回
路、１７は出力端子である。
図に示す第２図において、１は第１の入力端子、
２は第２の入力端子、３は第３の入力端子、４は
第４の入力端子、５は第１のAD変換器、６は第
１のゲート回路、７は第１の積分回路、８は第１
のスイツチ、９は第２の積分回路、１０は第３の
積分回路、１１は第１の引算回路、１２は第１の
プログラマブルカウンタ、１３はアツプダウンカ
ウンタ、１４は第２のプログラマブルカウンタ、
１５は第２のゲート回路、１６は第２の引算回
路、１７は出力端子である。
第１の入力端子１からFM復調されてベースバ
ンドの信号になつた高品位テレビ信号が入力され
る。この信号には拡散信号が重畳されている。こ
の拡散信号は例えば第３図に示すような２フレー
ム繰返し（したがつて約15Hz）の三角波である。
12GHz帯の衛星放送では600KHzｐ−ｐのエネル
ギー拡散を行なう必要がある。駒井−カーソン則
を満足し無理なく伝送するためには主搬送波の周
波数偏移は10MHzＰ−Ｐ程度になる。映像信号に
はプリエンフアシスをかけているので低周波の拡
散信号は10dBの減衰を受けている。したがつて、
600kHzＰ−Ｐの拡散を行なうためには、映像信
号1VP−Ｐに対し約0.2VP−Ｐの拡散信号を重畳
する必要がある。
ンドの信号になつた高品位テレビ信号が入力され
る。この信号には拡散信号が重畳されている。こ
の拡散信号は例えば第３図に示すような２フレー
ム繰返し（したがつて約15Hz）の三角波である。
12GHz帯の衛星放送では600KHzｐ−ｐのエネル
ギー拡散を行なう必要がある。駒井−カーソン則
を満足し無理なく伝送するためには主搬送波の周
波数偏移は10MHzＰ−Ｐ程度になる。映像信号に
はプリエンフアシスをかけているので低周波の拡
散信号は10dBの減衰を受けている。したがつて、
600kHzＰ−Ｐの拡散を行なうためには、映像信
号1VP−Ｐに対し約0.2VP−Ｐの拡散信号を重畳
する必要がある。
ところで、MUSEは高度に帯域圧縮された信
号で、受信側でデジタル信号処理よりもとの高品
位テレビ信号に戻す必要がある。このため、第１
のAD変換器５により入力端子を標本、量子化す
る。この第１のAD変換器５の標本化周波数は
MUSEのサンプル点の繰返し周波数（16.2MHz）
に選べば良い。また量子化ビツト数は８ビツトで
良い。この第１のAD変換器５の入力部のダイナ
ミツクレンジとして、映像信号振幅1Vp−ｐと拡
散信号0.2Vp−ｐと、振幅ばらつきなどを考慮し
て1.4Vp−ｐとれば十分である。この時の拡散信
号のダイナミツクレンジに占める割合は約14％
で、256ステツプのうち、約36ステツプを占める
ことになる。
号で、受信側でデジタル信号処理よりもとの高品
位テレビ信号に戻す必要がある。このため、第１
のAD変換器５により入力端子を標本、量子化す
る。この第１のAD変換器５の標本化周波数は
MUSEのサンプル点の繰返し周波数（16.2MHz）
に選べば良い。また量子化ビツト数は８ビツトで
良い。この第１のAD変換器５の入力部のダイナ
ミツクレンジとして、映像信号振幅1Vp−ｐと拡
散信号0.2Vp−ｐと、振幅ばらつきなどを考慮し
て1.4Vp−ｐとれば十分である。この時の拡散信
号のダイナミツクレンジに占める割合は約14％
で、256ステツプのうち、約36ステツプを占める
ことになる。
この第１のAD変換器５の出力は第１のゲート
回路６に供給される。ここで、入力信号から分離
されたフレームパルス、水平同期信号を用いて作
られた基準電圧期間をゲートするための、第２の
入力端子２から入力されたゲートパルスにより、
基準電圧期間のデジタル値が抜取られる。この抽
出された基準電圧期間のデジタル値は、第１の積
分回路７で、この基準電圧期間ごとに加算、平均
値が求められる。
回路６に供給される。ここで、入力信号から分離
されたフレームパルス、水平同期信号を用いて作
られた基準電圧期間をゲートするための、第２の
入力端子２から入力されたゲートパルスにより、
基準電圧期間のデジタル値が抜取られる。この抽
出された基準電圧期間のデジタル値は、第１の積
分回路７で、この基準電圧期間ごとに加算、平均
値が求められる。
第３の入力端子３から入力信号から分離された
フレームパルスが入力され、第３図に示した拡散
信号の立上りスタート近傍の基準電圧期間の平均
値と、立下りスタート近傍の基準電圧期間の平均
値が、第１のスイツチ８で分離されて、２つの出
力にそれぞれ出力される。
フレームパルスが入力され、第３図に示した拡散
信号の立上りスタート近傍の基準電圧期間の平均
値と、立下りスタート近傍の基準電圧期間の平均
値が、第１のスイツチ８で分離されて、２つの出
力にそれぞれ出力される。
この２つの平均値は、それぞれ第２の積分回路
９と第３の積分回路１０で別々に複数フレームに
わたつて加算、平均される。このようにして、第
３図に示した拡散信号の最小値と最大値がデジタ
ル的に精度良く検出できる。この第２の積分回路
９と第３の積分回路１０の差を第１の引算回路１
１で求め、拡散信号の振幅を求める。この振幅が
Ｎステツプ分あるとすると、アツプダウンカウン
タ１３のカウンタ値を１フレームの間にＮステツ
プ変化させて補正用の階段波を得るわけである。
この時、カウンタ値をアツプさせるかダウンさせ
るフレームの判別は第１の引算回路１１の出力の
符号で容易に行なえる。
９と第３の積分回路１０で別々に複数フレームに
わたつて加算、平均される。このようにして、第
３図に示した拡散信号の最小値と最大値がデジタ
ル的に精度良く検出できる。この第２の積分回路
９と第３の積分回路１０の差を第１の引算回路１
１で求め、拡散信号の振幅を求める。この振幅が
Ｎステツプ分あるとすると、アツプダウンカウン
タ１３のカウンタ値を１フレームの間にＮステツ
プ変化させて補正用の階段波を得るわけである。
この時、カウンタ値をアツプさせるかダウンさせ
るフレームの判別は第１の引算回路１１の出力の
符号で容易に行なえる。
また、アツプダウンカウンタ１３の１フレーム
のステツプ数変化は以下のようにして実行でき
る。
のステツプ数変化は以下のようにして実行でき
る。
第１の引算回路１１で求められたステツプ数を
Ｎとすると、高品位テレビ信号の走査線は1125本
なので、１ステツプあたりの長さＬは Ｌ＝（1125÷Ｎ）×Ｈ (S) （但し、Ｈ：１水平走査期間で約29.7μS） となる。このステツプ数と、１ステツプあたりの
長さの関係の例を第４図に示す。例えばステツプ
数が36の時、１段当りの長さは約31.3Hとなる。
したがつて、第１のプログラマブルカウンタ１２
の分周数を31にし、第２のプログラマブルカウン
タ１４の分周数を３にし、第４の入力端子４から
入力される入力信号から分離された水平同期信
号、またはそれに同期した水平同期信号と同一周
波数の信号を、第２のプログラマブルカウンタ
で、第１のプログラマブルカウンタ１２の出力の
３パルスに１回の割合でパルスゲートする。この
ようにすると、第１のプログラマブルカウンタ
は、３回のうち２回は31分周、１回は32分周動作
を行なうことになる。したがつて、平均して31.3
分周動作を行なつたことになり、１ステツプあた
りの長さを31.3Hとする事が可能となる。このよ
うに、第１のプログラマブルカウンタ出力を分周
する第２のプログラマブルカウンタの出力で、第
１のプログラマブルカウンタの入力信号をゲート
することで、端数も処理する事が可能になるわけ
である。勿論、精度を若干犠性にすれば、第２の
プログラマブルカウンタ１４と第２のゲート１５
は削除してもさしつかえは無い。
Ｎとすると、高品位テレビ信号の走査線は1125本
なので、１ステツプあたりの長さＬは Ｌ＝（1125÷Ｎ）×Ｈ (S) （但し、Ｈ：１水平走査期間で約29.7μS） となる。このステツプ数と、１ステツプあたりの
長さの関係の例を第４図に示す。例えばステツプ
数が36の時、１段当りの長さは約31.3Hとなる。
したがつて、第１のプログラマブルカウンタ１２
の分周数を31にし、第２のプログラマブルカウン
タ１４の分周数を３にし、第４の入力端子４から
入力される入力信号から分離された水平同期信
号、またはそれに同期した水平同期信号と同一周
波数の信号を、第２のプログラマブルカウンタ
で、第１のプログラマブルカウンタ１２の出力の
３パルスに１回の割合でパルスゲートする。この
ようにすると、第１のプログラマブルカウンタ
は、３回のうち２回は31分周、１回は32分周動作
を行なうことになる。したがつて、平均して31.3
分周動作を行なつたことになり、１ステツプあた
りの長さを31.3Hとする事が可能となる。このよ
うに、第１のプログラマブルカウンタ出力を分周
する第２のプログラマブルカウンタの出力で、第
１のプログラマブルカウンタの入力信号をゲート
することで、端数も処理する事が可能になるわけ
である。勿論、精度を若干犠性にすれば、第２の
プログラマブルカウンタ１４と第２のゲート１５
は削除してもさしつかえは無い。
このようにして三角波状の拡散信号を補正する
ため階段波状にデジタルで発生した信号を第１の
AD変換器５の出力信号から第２の引算回路１６
でデジタル的に引算する。このようにすると、補
正残は１ビツト幅以内に収めることができるの
で、−46dB以下の値にすることができる。フリツ
カの検知限は−40dB程度なので全く問題無い値
にすることが可能なわけである。
ため階段波状にデジタルで発生した信号を第１の
AD変換器５の出力信号から第２の引算回路１６
でデジタル的に引算する。このようにすると、補
正残は１ビツト幅以内に収めることができるの
で、−46dB以下の値にすることができる。フリツ
カの検知限は−40dB程度なので全く問題無い値
にすることが可能なわけである。
以上の説明では映像信号は拡散信号が重畳した
形でAD変換するとしたが、この形では拡散信号
の振幅分だけ量子化精度が悪くなる。低速で動作
するAD変換器、DA変換器を付加すれば、この
量子化精度の劣化を防ぐことが可能である。この
場合の実施例を第５図に示す。第５図において、
１８はLPF、１９は第２のAD変換器、２０は
DA変換器、２１は第３の引算回路、２２は第２
のスイツチ、２３は第４の積分回路、２４は第５
の積分回路、２５は第４の引算回路である。
形でAD変換するとしたが、この形では拡散信号
の振幅分だけ量子化精度が悪くなる。低速で動作
するAD変換器、DA変換器を付加すれば、この
量子化精度の劣化を防ぐことが可能である。この
場合の実施例を第５図に示す。第５図において、
１８はLPF、１９は第２のAD変換器、２０は
DA変換器、２１は第３の引算回路、２２は第２
のスイツチ、２３は第４の積分回路、２４は第５
の積分回路、２５は第４の引算回路である。
第１の入力端子１から入力された入力信号は、
LPF１８で高周波雑音を除去したのち、第２の
AD変換器１９で、垂直帰線期間内の基準電圧を
標本量子化する。この第２のAD変換器１９のビ
ツト数は６ビツトあれば良く、動作速度も１水平
走査期間の数分の１程度、すなわち100KHz程度
の変換速度が得られれば良い。以下の処理は第２
図の場合と同様にして、アツプダウンカウンタ１
３の動作が制御される。第５図の場合、このアツ
プダウンカウンタ１３の出力をDA変換器２０で
アナログ信号に変換する。この変換されたアナロ
グ信号が入力信号から第３の引算回路２１で引算
される。このようにして補正波形は純粋にデジタ
ル的に生成されるが、引算処理はアナログ的に行
なわれるわけである。このDA変換器２０のビツ
ト数も６ビツトで良く、動作速度も10KHz程度で
良い。
LPF１８で高周波雑音を除去したのち、第２の
AD変換器１９で、垂直帰線期間内の基準電圧を
標本量子化する。この第２のAD変換器１９のビ
ツト数は６ビツトあれば良く、動作速度も１水平
走査期間の数分の１程度、すなわち100KHz程度
の変換速度が得られれば良い。以下の処理は第２
図の場合と同様にして、アツプダウンカウンタ１
３の動作が制御される。第５図の場合、このアツ
プダウンカウンタ１３の出力をDA変換器２０で
アナログ信号に変換する。この変換されたアナロ
グ信号が入力信号から第３の引算回路２１で引算
される。このようにして補正波形は純粋にデジタ
ル的に生成されるが、引算処理はアナログ的に行
なわれるわけである。このDA変換器２０のビツ
ト数も６ビツトで良く、動作速度も10KHz程度で
良い。
このようにしてアナログ信号のまま拡散信号が
補正されるので、信号処理のために使用される第
１のAD変換器５の入力ダイナミツクレンジを映
像信号だけに利用できるわけである。この時、
DA変換器２０の変換感度は、回路素子の影響な
どでばらつきを生じ、補正波形の振幅に、ごくわ
ずかであるが誤差を生じる可能性がある。これを
完全に補正するため、第１のAD変換器５の出力
から、この垂直帰線期間の基準電圧のフレーム間
のレベル差、すなわち、補正誤差を同様の手順で
求め、この補正誤差が無くなるようにDA変換器
の変換感度を制御してやれば良い。この時、第１
のスイツチ８と第２のスイツチ２２の極性も含め
て同期して制御してやれば、第１の引算回路１１
の符号により、第４の引算回路２５の符号の正負
に応じてDA変換器２０の変換感度を増加させる
か減少させるかを正しく制御することができる。
勿論、拡散信号の除去は完全である必要は無く、
映像信号1Vp−ｐに対し−40dB以下になつてい
れば良いわけで、こうしたDA変換器２０の変換
感度のフイールドバツク制御は必ずしも必要では
無い。
補正されるので、信号処理のために使用される第
１のAD変換器５の入力ダイナミツクレンジを映
像信号だけに利用できるわけである。この時、
DA変換器２０の変換感度は、回路素子の影響な
どでばらつきを生じ、補正波形の振幅に、ごくわ
ずかであるが誤差を生じる可能性がある。これを
完全に補正するため、第１のAD変換器５の出力
から、この垂直帰線期間の基準電圧のフレーム間
のレベル差、すなわち、補正誤差を同様の手順で
求め、この補正誤差が無くなるようにDA変換器
の変換感度を制御してやれば良い。この時、第１
のスイツチ８と第２のスイツチ２２の極性も含め
て同期して制御してやれば、第１の引算回路１１
の符号により、第４の引算回路２５の符号の正負
に応じてDA変換器２０の変換感度を増加させる
か減少させるかを正しく制御することができる。
勿論、拡散信号の除去は完全である必要は無く、
映像信号1Vp−ｐに対し−40dB以下になつてい
れば良いわけで、こうしたDA変換器２０の変換
感度のフイールドバツク制御は必ずしも必要では
無い。
さらに、第２のAD変換器１９と同程度のAD
変換器を設け、補正誤差検出を行なわせ、帯域圧
縮信号をもとの高品位テレビ信号に戻す信号処理
とを独立させる事も装置の単純化から有効な手段
と言える。
変換器を設け、補正誤差検出を行なわせ、帯域圧
縮信号をもとの高品位テレビ信号に戻す信号処理
とを独立させる事も装置の単純化から有効な手段
と言える。
以上説明したように、本発明による高品位テレ
ビ受信機はエネルギー拡散信号を補正するための
補正波形をデジタル的に発生するため、精度良く
安定にエネルギー拡散信号を補正でき、高品質の
映像信号を得ることが可能になり、12GHz帯衛星
放送用受信機として好適である。
ビ受信機はエネルギー拡散信号を補正するための
補正波形をデジタル的に発生するため、精度良く
安定にエネルギー拡散信号を補正でき、高品質の
映像信号を得ることが可能になり、12GHz帯衛星
放送用受信機として好適である。
第１図はMUSEの水平同期期間の波形を示す
図、第２図は本発明の高品位テレビ受信機の一実
施例を示す図、第３図はエネルギー拡散信号波形
例を示す図、第４図は階段波のステツプ数と１ス
テツプあたりの長さの関係を示す図、第５図は本
発明の高品位テレビ受信機の第２の実施例を示す
図であある。 １，２，３，４……入力端子、５，１９……
AD変換器、６，１５……ゲート回路、７，９，
１０，２３，２４……積分回路、８，２２……ス
イツチ回路、１１，１６，２１，２５……引算回
路、１２，１４……プログラマブルカウンタ、１
３……アツプダウンカウンタ、２０……DA変換
器。
図、第２図は本発明の高品位テレビ受信機の一実
施例を示す図、第３図はエネルギー拡散信号波形
例を示す図、第４図は階段波のステツプ数と１ス
テツプあたりの長さの関係を示す図、第５図は本
発明の高品位テレビ受信機の第２の実施例を示す
図であある。 １，２，３，４……入力端子、５，１９……
AD変換器、６，１５……ゲート回路、７，９，
１０，２３，２４……積分回路、８，２２……ス
イツチ回路、１１，１６，２１，２５……引算回
路、１２，１４……プログラマブルカウンタ、１
３……アツプダウンカウンタ、２０……DA変換
器。
Claims (1)
- １ エネルギー拡散用の三角波が重畳された高品
位テレビ信号を受信する高品位テレビ受信機にお
いて、入力信号である上記高品位テレビ信号の垂
直帰線期間に挿入された基準電圧期間を標本・量
子化するAD変換器５，１９と、該AD変換器の
出力から検出した互いに異なる上記基準電圧期間
の電圧をそれぞれ複数期間積分する２つの積分器
９，１０と、該積分器出力間の差分を求める差分
回路１１と、該差分回路の出力によりその計数値
の計数速度が変調される計数回路１２，１３，１
４，１５と、該計数回路出力を上記入力信号から
減算する減算回路１６，２１を有し、該減算回路
出力として上記エネルギー拡散用の三角波を除去
された高品位テレビ信号を取り出すことを特徴と
する高品位テレビ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59072796A JPS60217774A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | 高品位テレビ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59072796A JPS60217774A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | 高品位テレビ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60217774A JPS60217774A (ja) | 1985-10-31 |
| JPH0480593B2 true JPH0480593B2 (ja) | 1992-12-18 |
Family
ID=13499708
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59072796A Granted JPS60217774A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | 高品位テレビ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60217774A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62147981U (ja) * | 1986-03-13 | 1987-09-18 | ||
| JP2777187B2 (ja) * | 1989-05-09 | 1998-07-16 | 日本放送協会 | 並直列変換符号化情報信号復号方法 |
| JPH04319870A (ja) * | 1991-04-18 | 1992-11-10 | Fujitsu General Ltd | 直流レベル検出回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54140816A (en) * | 1978-04-24 | 1979-11-01 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Frequencyymodulated television signal trnasmission system of energyydiffusion type |
| JPS592490A (ja) * | 1982-06-28 | 1984-01-09 | Hitachi Ltd | Ｆｍテレビジヨン信号の受信回路 |
-
1984
- 1984-04-13 JP JP59072796A patent/JPS60217774A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60217774A (ja) | 1985-10-31 |
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