JPH0481015A - ディジタル可変等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　　　要〕 既存の電話用加入者線であるメタリックのベアケーブル
等を用いて、例えば振幅方向に４値のレヘルをとりうる
多値パルス信号により高速のデータ伝送を送受双方向に
同時に行うためのディジタル加入者線伝送インタフェー
ス装置等に例えば設けられ、伝送路であるケーブルから
生じる、距離によって特性が変わる信号歪の等化、或い
はゲインの設定等をディジタル信号処理によ、って行う
ディジタル可変等化器に関し、 少ない処理量で最適な等化特性に確実にかつ速く収束さ
せることを可能にすることを目的とし、フィルタ係数を
切り替えながらディジタルフィルタ演算を実行すること
により信号の等化を行うディジタル可変等化器において
、各フィルタ係数を、１種類のパラメータを入力として
、該各フィルタ係数に対応する関数で関数変換すること
により、算出する係数算出手段と、該各フィルタ係数に
基づくディジタルフィルタ演算を実行するフィルタ演算
実行手段と、を有するように構成する。

更に、１種類のパラメータの値を、判定帰還形等化器か
ら出力される出力誤差と判定シンボルをもとに逐次的に
最適化するパラメータ更新手段を有するように構成する
。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、既存の電話用加入者線であるメタリンクのベ
アケーブル等を用いて、例えば振幅方向に４値のレベル
をとりうる多値パルス信号により高速のデータ伝送を送
受双方向に同時に行うためのディジタル加入者線伝送イ
ンタフェース装置等に例えば設けられ、伝送路であるケ
ーブルから生じる、距離によって特性が変わる信号歪の
等化、或いはゲインの設定等をディジタル信号処理によ
って行うディジタル可変等化器に関する。

〔従来の技術〕

従来からのアナログ電話回線等を用いて変調されたディ
ジタル信号を伝送することが盛んに行われるようになっ
ている。ここで、高速のディジタル伝送を行うような場
合には、加入者端末と電話局の交換機等との間を結ぶメ
タリックケーブルにおける信号の振幅の損失周波数特性
（以下、単に「損失特性」と呼ぶ）の等化処理が不可欠
である。

ディジタル信号処理技術とＬＳＩ技術が進歩した現在に
おいては、等化処理のための振幅等化器を、バランシン
グネットワークや可変減衰器の機能を含めて、ディジタ
ル信号処理ＬＳＩ（ＤＳＰで処理することが指向されて
つつある。

ディジタル信号処理ＬＳＩで上記のケーブルの損失特性
を補償する場合、ディジタルフィルタを用いるが、次の
ような点に留意する必要がある。

加入者端末と局との距離は一定ではないから、ケーブル
長は個々の加入者により変化し、それによってケーブル
の損失特性が例えば第７図の如く変化する。従って、デ
ィジタル加入者線伝送インタフェース装置内の振幅等化
器は、加入者端末から局までの種々の損失特性に対応可
能なように、その周波数特性を可変可能な可変等花器で
ある必要がある。可変等化器とは、その等花器を定義す
る関数のパラメータをケーブル長に対応させて変化させ
ることにより、その周波数特性を変化させることができ
る等花器である。

従来のディジタル加入者線伝送インタフェース装置の構
成を第８図に示す。

アナログ送受信ケーブル８０１を経由してきた加入者か
らの信号は、ハイブリッドトランス８０２で分離された
後、受信側低域通過フィルタ（ＲＬＦ）８０３でサンプ
リング周波数の１／２以下の周波数帯域に帯域制限され
た後、変調器８０５とデシメーションフィルタ８０６か
らなるＡ／Ｄ変換器８０４によってディジタル受信信号
に変換され、ＤＳＰ８１　Ｂに入力する。このディジタ
ル受信信号は、減算部８０７、振幅等化部（ＥＱＬ）８
０８及び判定帰還等化部（ＤＦＥ）８１０を通過した後
（これらについては後述する）、ＤＳＰ８１８から受信
ディジタル信号８１２として送出される。

一方、送信ディジタル信号８１３からＤＳＰ８１８に入
力するディジタル信号は、Ｃ０Ｄ８１５を介して、必要
なディジタル信号処理（２（Ｉ！多値変換等）が行われ
た後、ディジタル送信信号として出力される。このよう
にして、ＤＳＰ８１Ｂから出力される送信信号は、Ｄ／
Ａ変換器８１５でアナログ化され、送信側低域通過フィ
ルタ（ＳＬＦ）８１６によってサンプリング周波数によ
って定まる帯域内成分のみに帯域制限される。そして、
ドライ八回路（ＤＲＶ）８１７からハイブリッドトラン
ス８０２を介して、アナログ送受信ケーブル８０１から
加入者に向けて送信される。

ここで、アナログ送受信ケーブル８’０１に向かった送
信信号の一部がエコー成分としてハイブリッドトランス
８０２を介して受信側に廻り込み、ディジタル受信信号
に含まれてＤＳＰ８１８に入力するため、受信側におい
て上記エコー成分が打ち消される必要がある。そのため
に、エコーキャンセラ（ＥＣ）８１１でディジタル送信
信号から上記成分が擬似エコー成分として生成され、こ
れが減算部８０７にてディジタル受信信号から減算され
ることにより、エコー成分が打ち消される。

この場合、受信側の振幅等化部８０８の出力に、判定帰
還等化部８１０が接続され、上述の精密平衡回路処理部
８１１における擬似エコー成分の生成をディジタル受信
信号に基づいて適応的に制御する。

以上のＤＳＰ８１８における各機能は、ＤＳＰ８１８の
ハードウェアとそれを動作させるマイクロプログラムの
組合わせとして実現される。

ＤＳＰ８１８内の振幅等化部（ＥＱＬ）８０８は、本発
明に最も関係する部分である。ここでは、アナログ送受
信ケーブル８０１での周波数特性の損失に対するディジ
タル受信信号の損失等化（補正）が行われる。更に、振
幅等化部８０８は、通常、ＡＧＣ（オートマチイックゲ
インコントロール）機能も合わせ持つ。第７図の如く、
ケーブルの損失特性は距離が長くなると周波数特性が急
峻になるが、低周波数の損失も多くなるので、傾きだけ
でなくゲインも大きくする必要がある。これがＡＧＣ機
能である。

従来の振幅等化部８０８においては、アナログ送受信デ
ィジタル８０１のケーブル長に合わせて、３〜５種類の
フィルタ係数が用意され、それらが切り換えて使用され
ている。これにより、振幅等化部８０８に、ケーブル長
に合わせて、例えば第７図の損失周波数特性に対応する
第９図の如き等化特性（周波数伝達特性）を持たせてい
る。

このとき、第８図の２乗和算出部８０９において、振幅
等化部８０８に入力する信号の振幅の２乗和すなわち電
力を所定期間毎に求め、その大きさからフィルタ係数す
なわち等化特性を選択するという方式が用いられてきた
。例えば２乗和が小さい期間では、信号の振幅が総して
小さいことを示しているから、距離の長いケーブルに対
応した、低周波数のゲインが大きく、急峻な高域通過特
性を持つフィルタ係数が使用される。

：発明が解決しようとする課題］ 巳かし、振幅等化部８０８に関する上述の従来例におい
ては、数種類のフィルタ係数を選択的に用いるため、ケ
ーブル長の細かい変化に対して正確な補正を行うことが
できない。すなわち、必要とする等化特性か、用意され
ている等化特性のどれにも対応せず、その中間的な特性
のときに：よ、等化器のディジタル受信信号にかなりの
誤差が残ってしまうという問題点を有している。

また、２乗和の算出という処理が必要となるため、ＤＳ
Ｐ８１８における処理負荷が増大するという問題点を有
している。

更に大きな問題点として、ディジタル信号の場合、２乗
和からの振幅の算出は、サンプリング位相が合っていな
いと正確でないため、位相が合うまで何回か繰り返す必
要がある。

上述の問題点に対して、ケーブル長に関するパラメータ
を特別な変換関数で変換することによってフィルタ係数
を算出するディジタル可変フィルタが提案されているが
、変換関数が特殊なためトランスバーサルフィルタには
適用できない。更に、本願出願人は、特願平Ｐ２−５３
７８７号において、トランスバーサルフィルタに適用可
能なディジタル可変等止器を提案しているが、［賢夫特
性かデシヘル表示でケーブル長に比例することを前提と
しており、それ以外の損失特性には適用できないという
問題点を有している。

本発明は、少ない処理量で最適な等化特性に確実にかつ
速く収束させることを可能にすることを目的とする。

口課題を解決するための手段〕 第１図は、本発明のブロフク図である。本発明は、フィ
ルタ係数１０３を切り替えなか、らディジタルフィルタ
演算を実行することにより信号１０１の等化を行うディ
ジタル可変等化器を前提とする。同等化器は、例えば多
値パルス信号による送受双方向同時通信を行うディジタ
ル加入者線伝送インタフェース装置に設けられる。

そして、まず、各フィルタ係数１０３を、１種類のパラ
メータ１０５を入力として、該各フイルり係数に対応す
る関数で関数変換することにより、算出する係数算出手
段１０２を有する。ここで、１種類のパラメータは、例
えば等化を行うべき信号１０１が伝送されてくるケーブ
ルのケーブル長に対応する値である。一方、上述の関数
は、例えば１種類のパラメータの値１０５とそれに対応
するフィルタ係数１０３の値の組を複数組与えることに
より近似的に決定される。また、それらの関数は、例え
ば１種類のパラメータの値１０５を入力変数とするｎ火
線形多項式或いは指数関数として規定される。

次に、各フィルタ係数１０３に基づくディジタルフィル
タ演算を実行するフィルタ演算実行手段１０４を有する
。同手段は、例えばトランスバーサル形フィルタである
。

上述の構成に加えて、本発明は更に、以下のような構成
をとることができる。

すなわち、本発明の対象とするディジタル可変等化器の
後段に判定帰還形等化器（１０６）が接続される場合に
、前述の１種類のパラメータ１０５の値を、判定帰還形
等化器１０６から出力される出力誤差１０７と判定シン
ボル１０８をもとに逐次的に最適化するパラメータ更新
手段１０９を、更に有する。

〔作　　用： 本発明では、１種類のパラメータ１０５を変化させるだ
けで、フィルタ演算実行手段１０４におけるフィルタ係
数１０３すなわち伝達特性を連続的に決定できるため、
必要とする等化特性を一意に決定することができ、等死
後の信号の残留誤差を小さくすることができ、結果的に
信号の誤り率を低く抑えることができる。

また、後段に判定帰還形等化器１０６が接続される構成
を有している場合に、パラメータ更新手段１０９におい
て、１種類のパラメータ１０５を、判定帰還形等化器１
０６から出力される出力誤差１０７と判定シンボル１０
８とを用いて逐次的に最適値に収束させることにより、
処理量が少なつく、従ってハードウェアの小形化も期待
でき、確実にかつ速く収束するディジタル可変等止器を
実現できる。特に本発明では、１種類のパラメータ１０
５を変えることにより、関連するフィルタ係数１０３を
同時Ｓ：関連づけて更新してゆくため、各フィルタ係数
を独立して更新する従来例２こ比へて、収束速度がはろ
力弓こ速い。

加えて、従来例の如く、フィルタ係数１０３の決定過程
において、２乗和の算出という処理が必要なく、判定帰
還形等化器１０６での係数修正処理と同じアルゴリズム
が使えるので、処理が単純化され、ディジタル信号処理
を簡単化することかできる。

〔実　　施　　例〕

以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。

第２図は、本発明によるディジタル加入者線伝送インタ
フェース装置の実施例の構成図である。

同図において、第８図の従来例と同じ番号を付した部分
は同じ機能を有するため、それらの動作は省略する。

第８図の従来例と異なる点は、第８図の振幅可変等化部
８０８及び２乗和算出部８０９の代わりに、ディジタル
振幅可変等化部２０１を有する点である。また、判定帰
還形等化部８１０（ＤＦＥ）の出力は、エコーキャンセ
ラ（ＥＣ）８１１に人力するのみならず、係数修正情報
２０４としてディジタル振幅可変等化部２０１内の係数
変換部２０３に入力する点である。

続いて、第２図のディジタル振幅可変等化部２０１の第
１及び第２の実施例について、順次説明してゆく。

第３図は、第２図のディジタル振幅可変等化部２０１の
第１の実施例の構成図である。

まず、フィルタ部２０２は、フィルタ入力を１サンプル
分遅延する遅延素子３０１、遅延素子３０１の出力を更
にｌサンプル分遅延する遅延素子３０２と、フィルタ入
力にフィルタ係数ａ０を乗算する乗算器３０３、遅延素
子３０１の出力にフィルタ係数ａ、を乗算する乗算器３
０４、遅延素子３０２の出力にフィルタ係数ａ２を乗算
する乗算器３０５と、乗算器３０３〜３０５の各出力を
加算してフィルタ出力として出力する加算器３０６とか
らなり、３タツプ、２次のトランスバーサルフィルタを
構成する。また、係数変換部２０３は、係数算出部３０
７．３０８．３０９及びパラメータ更新部３１０から構
成される。

上述のディジタル振幅可変等化部２０１の第１の実施例
の動作を以下に説明する。

まず、第３図のフィルタ部２０２の伝達関数は、Ｈ（Ｚ
　−１）”ａｏ”ａｌ　Ｚ　−’＋ａ２　Ｚ−２”　’
　（１）但し、ｚ−’＝ｅｘｅ（ｊｗＴ） Ｗ＝角周波数 Ｔ：ボーレート周期 で表される。ここで、フィルタの係数ａｏｂａ＋、ａｌ
をパラメータＸの関数として のように表せば、このトランスバーサルフィルタはＸの
値を変えることにより、連続的に特性を変えることがで
きる。

ここで、フィルタ部２０２において実現すべき等化特性
は、例えば第７図の損失周波数特性ユニ対応する第９図
の如き伝達特性であるとすると、そのゲインは、デシヘ
ル表示で距離に比例したものとなっておらず、特に低周
波数の損失は距離が長くなってもそれほど増えない特性
を有する。このような特性を、１つのバラメークχを（
２）式の各関数ｆ。、ｆｌ、ｆ２で変換することによっ
て得たフィルタ係数ａ。ｓａｌ、ａ２を用いて実現する
ことを考える。

各関数１゜、ｆｌ、ｆ２の求め方−ま次のよう６二する
。

まず、対象とする等化特性のカーブを例えばケーブル長
をパラメータとじてかなりの数求め、それらに対しで次
数を固定してフィルタ設計を行い、そのフィルタ係数を
求める。ここでかなりの数とは後で述べる如く、関数ｆ
０、ｆｌ、ｆ２が正しく求まるに十分な数という意味で
ある。今、第９図の６種類の各ケーブル長の等化特性に
対応する（１）式の３タンプのトランフハーサルフィル
タのフィルタ係数ａ。ｓａｌ、ａ２をディジタル等化器
設計のための近似プログラム等を使用して求める。各フ
ィルタ係数ａＯ＋　、ａｌｔ　、ａ２ｉ　　（１≦１≦
６゛）を、とする。

次に例えば距離をＸとして ａｏ＝ｆｏ（ｘ）＝ａ＝ｂｘ＋ｃｘ”＋ｄｘ３＝ｅｘ’
　　　　　。

とおき、第９回の各ケーブル長をｘ、（１≦とすれば、 ・（３） ≦６） から、（３）式の係数ａ、ｂ、ｃ、’ｄ、ｅ、［を求め
る。この場合に必要な式の数は係数より多（でもよく、
はぼ（４）式が成り立てばよいという条件でａ、ｂ、ｃ
、ｄ、ｅを求める。求める方法としては、最小２乗法を
用いればよい。

上述の（３）、（４）式と同様の方法により、（２）式
の関数ｆ５、ｆ２の係数も求めることができる。ここで
注意すべきことは、（３）式の関数の形が単純すぎると
誤差が多くなり、ｘ１〜ｘ６のように特定の距離ではよ
い近領関数が得られても、その中間の距離では（３）弐
の特性が実際の規格カーブからかけ離れたちの−こな′
る可能性がある。逆に（３）式の関数の項数を多くした
ときは、パラメータＸから実際のフィルタ係数ａ。、　
ｌ　　　ａｚを求めるための処理量が増えるという問題
が出てくる。従って（３）式の項数の選択は、カットア
ンドトライで幾つか試して最良のものを選ぶ。なお、項
数をある程度増やせば、必ず連続的に特性を可変できる
関数ｆ。、ｆ３、ｆ２を求めることは可能である。

第９図の６種類の各ケーブル長の等化特性に対応する（
１）式のフィルタのフィルタ係数８０、ａｌｓ”ａ２を
求めるための（２）式の各関数ｆ０、ｆｌ、ｆ２を実際
に求めた結果、以下のようになった。

第９図の等化特性の規格と同じ第４図の実線の等化特性
に対して、上記（５）式で表されるフィルタ係数を用い
た（１）式のフィルタの伝達特性：よ第４図の破線の如
くとなり、規格に良く合致した伝達特性が得られること
がわかる。

従って、第３図において、（５）式で表されるような関
数を、係数変換部２０３の各係数算出部３０７．３’０
８及び３０９に設定し、Ｘをパラメータとして（２）式
の演算を行うことにより、同図のフィルタ部２０２で所
望の等化処理を実現できる。

ここで、パラメータＸは、第２図の判定帰還形等化部８
１０からの係数修正情報２０４に基づいて、パラメータ
更新部３１０において生成されるが、この求め方につい
ては後述する。

次に、第５図は、第２図のディジタル振幅可変等化部２
０１の第２の実施例の構成図である。

本実施例の場合、まず、フィルタ部２０２の構成として
、周波数においてＯＨｚでのゲインに比べて８０ｋＨｚ
で１ＯｄＢ程度のゲインとなる高域通過特性を有する特
性固定の高域通過フィルタ５０１を前段に有する。そし
て、その出力を１サンプル分遅延する遅延素子５０２と
、高域通通フィルタ５０１の出力にフィルタ係数ａ。を
乗算する乗算器５０３、遅延素子５０２の出力にフィル
タ係Ｆｅａ＋を乗算する乗算器５０４と、乗算器５０３
．５０５の各出力を加算じでフィルタ出力として出力す
る加算器５０５とからなる、２タツプ、１次のトランス
バーサルフィルタを後段に有する。また、係数変換部２
０３は、係数算出部５０６．５０７及びパラメータ更新
部５０８から構成される。

第３図の第１の実施例の場合と同様にして、変ユニット
５０６及び５０７において、第９回の６種類の各ケーブ
ル長の等化特性に対応するフィルタ係数８０、ａ、を求
めるための各関数ｆ０、ｆｌを実際に求めた結果、以下
のようになった。

但し、 上記（６）、（７）式によって定まるフィルタ係数８０
、ａ、を用いた第５図のフィルタ部２０２内のフィルタ
の伝達特性と、固定の高域通過フィルタ５０１の伝達特
性とを合成巳た伝達特性は、前述の第１の実施例↓こお
ける（５）式の伝達特性と厳密には一致していない。実
際に周波数領域でみた場合にはずれを生している。しか
し、第２図のディジタル加入者線伝送インタフェース装
置のディジタル振幅可変等化部２０１での処理：′：、
、伝送路であるアナログ送受信ケーブル８０１での損失
と高域遮断特性のために小さくなりかつ鈍って偏平な形
↓こなった孤立パルス波形応答から、元の符号量干渉の
少ないパルス応答波形を再生することが目的であるため
、周波数領域では必ずしも厳密には一致じでいなくても
良い。ここで、（６）、（７）式の場合乙こ、ケーブル
長が０〜７．５−で変化するとき（第９１１ａｊこ対応
）、パラメータｙは−０，４５〜０．９５の間を直線的
に変化するから、係数８０、ａｌのパラメータとしてＸ
の変わりにｙを用いてもよいことは明らかである。しか
し、（６）式は指数関数の計算が入っているので、パラ
メータｙからフィルタ係数を求めるには（５）式の場合
よりも工夫を要する。実際のディジタル信号処理ＬＳＩ
　　（ＤＳＰ）での処理では、後述するように、パラメ
ータｙの値に対しで区間分けをし、それぞれの区間の中
では係数は直線的に変化するものとして各係数を求める
のがよい。

以上より、第５図において、（６）式で表されるような
関数を、係数変換部２０３の各係数算出部５０６及び５
０７に設定し、ｙをパラメータとしてフィルタ係数８０
及びａｌを求めることにより、同図のフィルタ部２０２
において十分実用に耐え得る等化処理を実現できる。

以上示した第３図の第１の実施例又は第５図の第２の実
施例において、係数変換部２０３の係数算出部３０７〜
３０９（第３図）又は５０６．５０７（第５図）への入
力であるパラメータＸ又はｙは、第２図の判定帰還形等
化部８１０からの係数修正情報２０４に基づいて、パラ
メータ更新部３１０（第３図）又は５０８（第５図）で
生成される。以下、この生成の仕方について説明する。

これらのパラメータの値を外部からマニュアルで制御す
る場合は、ケーブル長に対応したＸ又はｙの値を入力す
ることにより所望の特性が得られることは、（５）、（
６）式より明らかである。しかる乙こ、第２図のような
ディジタル加入者線伝送インタフェース装置では、トレ
ーニング朋間中に自動的二こ最適の等化特性になること
を要求される。

本実施例では、第２図のディジタル振幅可変等化部２０
１の直前に挿入されるエコーキャンセラ８１１や、直後
に挿入される判定帰還形等化部８１０のタップ係数の最
適化のための手法と同し方法を使用する。すなわち、時
刻ににおけるＸ又：まｙの値をｘｋとし、判定帰還形等
化部８１０の出力の判定ンンボルａ１．の極性３１８口
（ａ、）と誤差の極性ｓｉｇｎ（ｅ　ｋ）を使って、 ｘｋ−＋＝ｘｋ−ａ　・ｓｉｇｎ（ａｋ）　Ｈｓｉｇｎ
（ｅｍ）　　・・・（８）なる更新式に従って逐次的に
Ｘ又はｙを最適化する。但し、αは正の微小な数とする
。なお等花器の最適化の技術については、例えば電子通
信学会績「ディジタル信号処理、　ｐ、２２４〜ｐ、２
５０に開示されている。

今、もし等花器の設定が最適のところになっていると、
（８）式のｓｉｇｎ（ａ、）・ｓｉｇｎ（ｅｍ）の値は
平均的にＯになる。ここで平均的に０とは個々のケース
では正又は負の値を持つが何百回というレヘルでは正の
時と負の時の回数がほぼ等しくなっていることを意味す
る。もしも、ディジタル振幅可変等化部２０１のゲイン
が不足しているときは例えうよ負になる回数が正になる
回数に比べて平均的に多くなり、Ｘ又はｙは大きくなっ
ていく。そして最適値ムこなると、正負の回数が拮抗し
でＸ又はｙはその値付近に止まるのである。

（８）式のパラメータ修正アルゴリズムは、（５）弐又
は（６）式によって厳密に：よもっと複雑な式になるか
、第４図に示されるように、例えばＸ（ケーブル長に対
応する）の変化に対して、特性が単調に増減する範囲で
は一次近似として、（８）式または（８）式での負符号
を正符号に直した弐の何方かでよい結果が得られる。

第６図は、ｙの値を例にとって、その初期値を０．３７
として、第２図の実施例のシステムでケーブル長を３通
りに変えた場合に、ｙの値が収束するのにどれくらいの
時間がかかるかを計算機シミュレーションで求めたもの
である。同図かられかるように、６００〜１０００回程
度の処理で、ｙの値がほぼ収束することがわかる。

この場合、判定帰還形等化部８１０も同時に動かすので
、その初期値の値↓こよっても収束速度は異なってくる
か、第６図の例では、３通りのケーブル長で同じ初期値
を使用している。

以上のパラメータの更新原理に基づいて、判定帰還形等
化部８１０の出力結果である判定シンボル（例えば北米
仕様のディジタル加入者線伝送インタフェース装置では
＋３．＋ｌ−１．−３の４値）の符号及び誤差の符号が
、係数修正情報２０４として係数変換部２０３内のパラ
メータ更新部３１０（第３図）又は５０８（第５図）に
入力されることにより、同更新部において、（８）弐又
は類似の式によってＸ又はｙの値の更新が逐次行われる
。そして、更新後のＸ又はｙの値を係数算出部３０７〜
３０９（第３図）又は５０６．５０７（第５図）に入力
し、（５）式又は（６）弐に基づいてフィルタ係数を算
出し、そのフィルタ係数を有するフィルタ部２０２にお
いて次のディジタル受信信号に対してフィルタ処理を行
うという処理を繰り返すことにより、Ｘ又はｙの値を最
適値に追い込むことができる。

なお（８）弐の演算に対して判定帰還等死界の中では、 Ｃ＋、　ｋ−、＝　　ｃｉ、ｋ　　−ａ　　・　ｓｉｇ
ｎ（ａｍ−＋）　　Ｈｓｉｇｎ（ｅ＊）・・・・・（９
） 但し Ｃ４１，は判定帰還等化器の中のフィルタのｊ番目のダ
ンプ係数の時刻にの値 Ｉ　−１２・　・　・　ｍ ｍ：判定帰還等化器のフィルタ次数 ａｋ−＋　　：時刻（ｋ−ｉ）の判定シンボルα：微小
な値 の演算が判定帰還等化器のフィルタ次数ｍに等しい数だ
け行われている。（８）式と（９）式とを比べると（８
）式はｉ＝０の場合に相当していることがわかる。

従って（８）式の演算は０番目のフィルタのタップ係数
に相当する。

（８）式と（９）弐の類似性から（８）式の処理を判定
帰還等化器の中に取り込むことは容易であり、その場合
には第１図１０９のパラメータ更新手段、第３図のパラ
メータ更新部３１０、第５図のパラメータ更新部５０８
などは不要になる。従来の判定帰還等化器の実施例と本
発明のパラメータ更新手段部を取り込んだ判定帰還等化
器の実施例をそれぞれ第１０図、第１１回に示す。第１
１図と第１０図を比べれば、本発明のパラメータ更新処
理は判定帰還等化器の処理の項数を１つ増やすのみであ
ることがわかる。

以上の実施例では、係数変換部２０３における係数修正
という処理が必要になるため、（２）式の関数はできる
だけ項数が少なく、かつ次数も低くなるように、（３）
弐のａ、ｂ、ｃ、・・・　ｅを決定する必要がある。こ
の係数の修正処理に必要な処理量を減らすためには、例
えばある程度以上の次数になるときは特には図示しない
ＲＯＭ等に変換テーブルを持たせるようにすればよい。

ＲＯＭを使用する場合、（６）式の場合に述べたように
、（２）式の各特性を折れ線近似してグラフ化しておき
、Ｘの入力値に対して折線グラフの両側の値をＲＯＭか
ら読出し補間処理を行うという、乗算２回の処理で係数
を求めることができる。

また、多少収束を遅らせることになるが、係数変換部２
０３内の係数算出部３０７〜３０９（第３図）又は５０
６．５０７での係数算出処理を分割して、各処理サイク
ルにおいては１／ｎ　（≧２）の係数のみ修正していく
ということも可能である。

この場合、フィルタの各係数は異なるＸの値から求まる
ことになるが、Ｘの１サイクル当たりの変化量は１／１
０００以下程度なので、サイクルが１．２回ずれてもＸ
又はｙの値は最大でも２／１０００程度変化するだけな
ので問題はない。

また、（５）式のようにしてフィルタ係数ａ。を計算し
たら、その結果を、ａ、　　　ａ２の算出に使用する等
の仕方も考えられ、これにより処理量を減らすことも可
能である。

Ｊ発明の効果〕 本発明によれば、１種類のパラメータを変化させるだけ
で、フィルタ演算実行手段Ｓ：おける伝達特性を連続的
に決定できるため、必要とする等化特性を一意に決定す
ることが可能となり、等死後の信号の残留誤差を小さく
することが可能となり、結果的に信号の誤り率を低く抑
えることが可能となる。

また、後段に判定帰還形等化器が接続される構成を有し
ている場合に、パラメータ更新手段において、１種類の
パラメータを、判定帰還形等化器から出力される出力誤
差と判定シンボルとを用いて逐次的に最適値に収束させ
ること乙こより、処理量が少なつく、従ってハードウェ
アの小形化も期待でき、確実にかつ速く収束するディジ
タル可変等化器を実現することが可能となる。

特に本発明では、１種類のパラメータを変えることによ
り、関連するフィルタ係数を同時に関連づけて更新して
ゆくため、各フィルタ係数を独立して更新する従来例に
比べて、収束速度がはるかに速いという効果も有する。

加えて、従来例の如く、フィルタ係数の決定過程におい
て、２東和の算出という処理が必要なく、判定帰還形等
化器での係数修正処理と同じアルゴリズムが使えるので
、処理が単純化され、ディジタル信号処理を簡単化する
ことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のブロンク図、 第２図は、本発明によるディジタル加入者線伝送インタ
フェース装置の実施例の構成図、第３図は、ディジタル
振幅可変等化部の第１の実施例の構成図、 第４図は、本実施例によるディジタル振幅可変等化部の
等化特性の例を示した図、 第５図は、ディジタル振幅可変等化部の第２の実施例の
構成図、 第６図は、パラメータｙの収束例を示した図、第７図は
、ケーブルの損失周波数特性の例を示した図、 第８図は、従来例の構成図、 第９図は、等化特性の例を示した図、 第１０図は、従来の判定帰還等価器の実施例、第１１回
は、可変等化器用のパラメータ演算部を含む判定帰還等
化器である。 １０１・・・信号、 １０２・・・係数算出手段、 １０３・・・フィルタ係数、 １０４・・・フィルタ演算実行手段、 １０５・・・パラメータ、 １０６・・・判定帰還形等化器、 １０７・・・出力誤差、 １０８・・・判定シンボル、 １０９・・・パラメータ更新手段。 特許出願人　　　富士通株式会社

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）フィルタ係数（１０３）を切り替えながらディジタ
   ルフィルタ演算を実行することにより信号（１０１）の
   等化を行うディジタル可変等化器において、前記各フィ
   ルタ係数（１０３）を、１種類のパラメータ（１０５）
   を入力として、該各フィルタ係数に対応する関数で関数
   変換することにより、算出する係数算出手段（１０２）
   と、 該各フィルタ係数に基づくディジタルフィルタ演算を実
   行するフィルタ演算実行手段（１０４）と、を有するこ
   とを特徴とするディジタル可変等化器。 ２）後段に判定帰還形等化器（１０６）が接続され、フ
   ィルタ係数（１０３）を切り替えながらディジタルフィ
   ルタ演算を実行することにより信号（１０１）の前記各
   フィルタ係数（１０３）を、１種類のパラメータ（１０
   ５）を入力として、該各フィルタ係数に対応する関数で
   関数変換することにより、算出する係数算出手段（１０
   ２）と、 前記１種類のパラメータ（１０５）の値を、前記判定帰
   還形等化器（１０６）から出力される出力誤差（１０７
   ）と判定シンボル（１０８）をもとに逐次的に最適化す
   るパラメータ更新手段と、 前記各フィルタ係数（１０３）に基づくディジタルフィ
   ルタ演算を実行するフィルタ演算実行手段（１０４）と
   、 を有することを特徴とするディジタル可変等化器。 ３）前記パラメータ変更手段（１０９）を前記判定帰還
   等化器（１０６）に含ませて、判定帰還等化器の出力と
   してフィルタ係数算出のためのパラメータを直接得るよ
   うにしたことを特徴とする判定帰還等化器及び請求項２
   記載のディジタル可変等化器。 ４）前記判定帰還形等化器は、通常の判定帰還等化器の
   処理に加えて、 ｘ＿ｋ＿＋＿１＝ｘ＿ｋ−α・ｓｉｇｎ（ａ＿ｋ）・ｓ
   ｉｇｎ（ｅ＿ｋ）または ｘ＿ｋ＿＋＿１＝ｘ＿ｋ−α・ａ＿ｋ・ｓｉｇｎ（ｅ＿
   ｋ）または ｘ＿ｋ＿＋＿１＝ｘ＿ｋ−α・ａ＿ｋ・ｅ＿ｋ但し ｘ＿ｋ：時刻ｋのパラメータ値 ａ＿ｋ：時刻ｋの判定シンボル ｅ＿ｋ：出力誤差 α：微小な実数 ｓｉｇｎ（Ａ）：Ａ＜０のとき−１、Ａ≧０のとき１の
   処理を行い、その値を出力することを特徴とする請求項
   ２記載のディジタル可変等化器。 ５）前記各フィルタ係数に対応する関数は、前記１種類
   のパラメータの値とそれに対応する前記フィルタ係数の
   値の組を複数組与えることにより近似的に決定されるこ
   とを特徴とする請求項１、２、３又は４記載のディジタ
   ル可変等化器。 ６）前記フィルタ演算実行手段は、トランスバーサル形
   フィルタであることを特徴とする請求項１、２、３、４
   又は５記載のディジタル可変等化器。 ７）前記各フィルタ係数に対応する関数は、前記１種類
   のパラメータの値を入力変数とするｎ次線形多項式とし
   て規定されることを特徴とする請求項１、２、３、４、
   ５又は６記載のディジタル可変等化器。 ８）前記各フィルタ係数に対応する関数は、前記１種類
   のパラメータの値を入力変数とする指数関数として規定
   されることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６
   又は７記載のディジタル可変等化器。 ９）前記１種類のパラメータは、等化を行うべき前記信
   号が伝送されるケーブルのケーブル長に対応する値であ
   ることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７
   又は８記載のディジタル可変等化器。