JPH0479509A - タイミング調整装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （概　　要〕 既存の電話用加入者線であるメタリックのベアケーブル
等を用いて、例えば振幅方向に４値のレベルを取りうる
パルス信号により高速のデータ伝送を送受双方向に同時
に行うためのディジタル加入者線伝送インタフェース装
置（特に、ネットワーク側の装置）等に例えば設けられ
、当該インタフェースにおける受信タイミングを調整す
るタイミング調整装置に関し、 タイミング調整時の収束に要する時間の短縮化と処理量
の削減を可能とすることを目的とし、フィルタにより信
号の受信タイミングの調整を行うタイミング調整装置に
おいて、信号の受信タイミングの調整を行う遅延時間可
変フィルタであって、伝達関数が非最小位相推移特性を
有するトランスバーサル形のディジタルフィルタ手段と
、該ディジタルフィルタ手段のタップ係数の全部又は一
部を、少なくとも１つのタイミング制御情報を変換する
ことにより、算出する係数変換手段と、を有するように
構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、既存の電話用加入者線であるメタリックのベ
アケーブル等を用いて、例えば振幅方向に４値のレベル
を取りうるパルス信号により高速のデータ伝送を送受双
方向に同時に行うためのディジタル加入者線伝送インタ
フェース装置（特に、ネットワーク側の装置）等に例え
ば設けられ、当該インタフェースにおける受信タイミン
グを調整するタイミング調整装置に関する。

［従来の技術］ 従来からのアナログ電話回線等を用いて変調されたディ
ジタル信号を伝送することが盛んに行われるようになっ
ている。この場合、メタリックケーブルの損失周波数特
性のために歪んだ信号波形を元に戻すためのディジタル
加入者線伝送インタフェース装置が必要となる。

ディジタル加入者線伝送インタフェース装置は、例えば
、８０ｋｂａｕｄ　（キロボー）の伝送速度で、振幅方
向に４値（例えば±１及び±３）に量子化されたディジ
タルデータを双方向に同時伝送する機能を有する。そし
て、この装置は、通常、ネットワーク側の装置（Ｌ　Ｔ
　：Ｌｉｎｅ　Ｔｅｒｍｉｎａｔｏｒ、以下同じ）と端
末側の装置（Ｎ　Ｔ　：Ｎｏｄｅ　Ｔｅｒｍｉｎａｔｏ
ｒ、以下同じ）の２種類がある。

信号伝送を実現するためには、網金体で動作タイミング
の同期がとれていることが不可欠である。

この場合、ネットワーク側のマスタクロックが基準にな
り、それを元に発せられたＬＴからの信号をＮＴが受信
し、この受信信号に基づいてＮＴのタイミング調整回路
が動作することにより、ＮＴ側のタイミングがとられる
。ＮＴは、その結果として定まるタイミングで信号を送
信するため、ＬＴにおいて信号が受信されるタイミング
の周波数は、元々、ＮＴにおいて信号が送信されるタイ
ミングの周波数と一致しており、位相のみが変化する。

この位相差は、ケーブルの長さから決まる遅延時間と、
ＮＴにおける受信タイミングと送信タイミングの差によ
って定まる。従って、ＬＴでは、通信が始まるとこの位
相差を調整して最適値に設定する必要がある。

一方、ディジタル加入者線伝送インタフェース装置では
、上述のＬＴのタイミングの設定以外にも、エコーキャ
ンセラや判定帰還等化器中のトランスバーサルフィルタ
の係数の設定、ＮＴのタイミング調整等が必要である。

これらの係数は回線に合わせてほとんど全て適応的に変
わりうる構成であるが、その初期設定を行う必要がある
。この設定のため、一般には、ＬＴとＮＴの通信が始ま
る前に、相互にトレーニング信号を成る時間送信し合い
、相互にこれを受信することによってフィルタの係数の
設定やタイミングの設定を行う。

この調整は、エコーキャンセラの調整と、判定帰還等化
器や受信タイミング調整などの受信系回路の調整に分け
られる。すなわち、エコーキャンセラの係数調整は自己
の送信トレーニングパルスによって行われる必要があり
、一方、受信系回路の調整は相手（遠端）のトレーニン
グパルスによって行われる必要がある。

また、受信系回路とエコーキャンセラを同時に調整する
ことは、初期引き込みの段階ではうまく行かない場合も
あるので、実際には、まずＮＴがトレーニングパルスを
出し、次にＮＴはトレーニングパルスの送出を休止しＬ
Ｔがトレーニングパルスを出す。その後双方とも同時に
トレーニングパルスを出すというような方策がとられる
。

この場合、ＮＴがまず自身が発するトレーニングパルス
を使用し、自身のクロックタイミングでエコーキャンセ
ラを調整する。このときＬＴにはＮＴからのトレーニン
グパルスが受信できるが、そのパルス数を充分多（する
ことが規定されていないため、この期間にはＬＴの受信
系の調整はできない。

次に、ＬＴのみがトレーニングパルスをだす期間に、Ｌ
Ｔでは自身のクロックタイミングでエコーキャンセラの
調整を行い、ＮＴでは受信系の調整を行う。

次にＬＴがトレーニングパルスを出しつつ、ＮＴもトレ
ーニングパルスを出す。この期間にＬＴの受信系回路の
調整を行う。この期間のＮＴからのトレーニングパルス
の出力タイミングについては、既にＮＴの受信系回路が
ＬＴからのトレーニングパルスを使って調整済であるた
め、正しい周波数すなわちネットワークの周波数に一致
したものとなっている。従ってＬＴの受信系回路の調整
におけるタイミングの調整は位相を合わせる作業である
。

端末側であるＮＴの場合は受信パルスのタイミングに合
わせて、自身のクロック周波数を変えなければならず、
それにつれて送信周波数も変わるが、送信タイミングと
受信タイミングとの時間差は任意に設定できるので、こ
の差をＮＴのエコーキャンセラの調整時と同一になるよ
うに送信タイミングを設定することにより、エコーキャ
ンセラを再調整する必要はない。

しかしＬＴではそのクロックタイミングはネットワーク
として定まったものであるから、受信トレーニングパル
スに合わせてその送信タイミングを変更することはでき
ず、調整済のエコーキャンセラを受信トレーニングパル
スのタイミングに合うように再調整するか、またはエコ
ーキャンセラでエコーを消去したあとの標本化信号に対
してその位相を変えたタイミングでの信号を求めるとい
う処理を行わなければならない。

このタイミング調整方式の第１の従来例として、以下の
ようなものがある。

すなわち、ＬＴにおいて、ＬＴの発するトレーニンング
パルスでエコーキャンセラを引き込ませた後に、まず、
エコーキャンセラを合わせたタイミングで受信信号に対
しても引き込み処理を行わせる。その後、この誤差が最
小になるようにタイミングを徐々に変化させる。タイミ
ングを徐々に変化させることにより、エコーキャンセラ
におけるタップ係数はタイミングの変化に追随して変化
するため、エコーキャンセラは引き込んだ状態を維持す
ることができる。エコ・−キャンセラが引き込み状態を
維持すると、判定帰還等死罪など他の回路も比較的容易
に最適化され得るため、タイミングが変化すると、判定
帰還等化器などエコーキャンセラ以外の回路もすくにそ
のタイミングに追随する。

以上のよ・うにして、受信系の各回路は最良の状態で判
定帰還等化器の出力誤差を観測できるため、この誤差が
最小になるタイミングを見つけるとそれが最良の受信タ
イミングということになる。

タイミング調整方式の第２の従来例として、以下のよう
な方式がある。

まず、エコーキャンセラの引き込みを行った後に、エコ
ーキャンセラの状態は変えずに、エコーキャンセラによ
る処理を行った後の受信信号を、固定の遅延時間をもつ
遅延フィルタを通すことにより、タイミングをずらせる
。この場合、異なる固定の遅延時間をもつ遅延フィルタ
を複数用意し、それらの接続組合わせを替えながら、誤
差が最小となったときの遅延フィルタの組合わせを選択
すればよい。

ここで、第１Ｏ図を使ってタイミングと遅延時間の関係
を簡単に説明する。同図（ａ）は、ディジタル入力信号
系列の例であり、孤立パルス応答波形であるとする。実
際に得られる値はサンプリング値であるから、例えば同
図（Ｃ）の↑で示すタイミングにおける太線の値のみが
得られる。同図（ａ）の入力信号列では、複数の時刻（
タイミング）で大きな振幅となっているから、符号量干
渉を零にすることは出来ない。そして、この入力信号系
列を成るディジタルフィルタに通せば、そのディジタル
フィルタの遅延時間特性に従って遅らせることができる
。フィルタの遅延時間特性は、最小位相推移形のフィル
タの場合は振幅特性が決まると自動的に決まってしまい
、その遅延時間は非最小位相推移形フィルタに比べて小
さい。このため、第１０図の場合のように人力信号の波
形は変えずに時間だけずらすためには非最小位相推移形
のフィルタが一般に用いられる。第１０図（ｂ）は、非
最小位相推移形のフィルタを用いて、第１０図（ａ）の
入力信号系列をザンブリング周期（第１０図（Ｃ）の判
定タイミングの周期）の１７２周期に相当する時間遅ら
せた場合の出力信号系列である。同図（ａ）に対応する
特定のタイミング以外の時刻では出力振幅はほぼ零にな
っており、タイミングの調整がうまくいったことを示し
ている。

以上のような平坦かつ異なる大きさの遅延時間特性を有
する遅延フィルタを、異なる固定の遅延時間に対応させ
て複数用意し、それらの遅延フィルタの接続組合わせを
替えながら、誤差が最小となったときの遅延フィルタの
組合わせを選択することにより、タイミングの刊整が完
了する。この場合、エコーキャンセラの再調整は必要が
なくな＝１３ るため、タイミング調整に要する時間を短くすることが
できる。

（発明が解決しようとする課題〕 上述のタイミング調整のための従来方式のうち、第１の
従来例では、受信系回路の最適タイミングはエコーキャ
ンセラを調整する段階では判っていないため、エコーキ
ャンセラの調整をやり直しながら受信系回路全体の調整
を行う必要が生じる。

しかし、元々タイミングが大きくずれている場合もあり
、このＬＴの初期調整にはかなり長い時間がかかり、か
つ、処理プログラムも複雑となって、消費電力が増大し
、大規模なプログラムを記憶するためにハード規模が増
大してしまうという問題を有している。

一方、第２の従来例では、タイミング調整に要する時間
は短くでき、処理プログラムも簡単であるが、固定の遅
延時間をもつ遅延フィルタとして、例えば処理周期の１
／２．１／４．．１／８．１／１６．１／３２・・・の
遅延時間を有するものを用意する必要があり、フィルタ
規模が大きくなってしまう。ディジタル信号処理でこれ
らの処理を行う場合は、直接ハードウェアの規模の増大
につながるものではないが、全体のフィルタの次数は高
くなり、その演算を行うための処理量は確実に増大する
。処理量が増えるとハードウェアの増大を招き、また、
処理を高速化するために消費電力の増大につながるとい
う問題点を有している。

本発明は、タイミング調整時の収束に要する時間の短縮
化と処理量の削減を可能とすることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、フィルタにより信号の受信タイミングの調整
を行うタイミング調整装置を前提とする。

同装置は、例えば多値パルス信号による送受双方向同時
通信を行うディジタル加入者線伝送インタフェース装置
に設けられ、特に、ネットワーク側装置と加入者側装置
のうち前者に設けられる。

まず、信号１０５の伝送タイミングの調整を行う遅延時
間可変フィルタであって、伝達関数が非最小位相推移特
性を有するトランスバーサル形のディジタルフィルタ手
段１０１を有する。同手段は、例えば両端の２つのタッ
プ係数値が、ｄを実数として、ｄ及び−ｄであり、セン
タタップのタップ係数の値が１である３タップのトラン
スバーサル形の遅延等化器を、１段又は複数段縦続接続
した構成を有する。又は、両端の２つのタップ係数値が
、ｄ及び−ｄであり、センタタップのタップ係数の値が
（１−ｄ２）である３タップのトランスバーサル形の遅
延等化器を、１段又は複数段縦続接続した構成を有する
。或いは、 なる伝達特性を有するトランスバーサル形フィルタであ
る。この場合、ｎ個のセクションの全部又は一部のセク
ションのタップ係数ａｋＯ値と、ｍ個のセクションの全
部又は一部のセクションのタップ係数ａ３の値は、異な
る値でも同一の値ａでもよい。ここで、ディジタルフィ
ルタ手段１０１は、例えば信号１０５のボーレートあた
り２標本値以上の速度で動作される。

次に、上述のディジタルフィルタ手段１０１のタップ係
数１０３の全部又は一部を、少なくとも１つのタイミン
グ制御情報１０４を変換することにより、算出する係数
変換手段１０２を有する。

ここで、ディジタルフィルタ手段１０１の後段に判定帰
還等化器１０６が接続される構成を有すれば、タイミン
グ制御情報１０４は、判定帰還等化器１０６から得られ
る信号１０５のインパルスレスポンスにおけるプリカー
ソル値１０７であり、係数変換手段１０２は、該ブリカ
ーソル値に基づいて、その値をＯにするように、ディジ
タルフィルタ手段１０１のタップ係数１０３の全部又は
−部を適応制御する。

〔作　　用〕

伝達特性が非最小位相推移特性を有するトラン＝１７ スパーサル形のディジタルフィルタ手段１０１において
、そのタップ係数１０３を係数変換手段１０２によって
変化させることにより、損失特性は余り変えずに遅延特
性を変化させることができる。

これにより、信号１０５のタイミング調整を容易に行う
ことができる。。

ここで、係数変換手段１０２は、他の回路から得られる
タイミング制御情報１０４を基にタップ係数１０３を算
出する。タイミング制御情報１０４は、タップ係数１０
３そのものである場合もあるし、現状に対してフィルタ
の遅延時間を増やすか、減らすかの何方かを示す信号で
ある場合もある。タイミング制御情報１０４がタップ係
数１０３そのものであるときは、係数変換手段１０２は
、指定されたタップ係数１０３以外の関連するタップ係
数１０３の値を算出する。また、タイミング制御情報１
０４が遅延時間増減のシグナルのみであるときは、係数
変換手段１０２は、現状のタップ係数に対してシグナル
に従って遅延量が変わるようにタップ係数１０３を修正
する。ここで、判定帰還等化器１０６を有する場合には
、タイミング制御情報１０４として判定帰還等化器１０
６からのプリカーソル値１０７を用いることができ、タ
イミング制御情報１０４を生成するための特別な回路を
設けることなく、信号１０５のタイミングを逐次的に最
適化することができる。

なお、係数変換手段１０２は、処理周期毎に全てのタッ
プ係数１０３の値を更新する必要はないが、少なくとも
何周期かおきにはタイミング制御情報１０４に基づき動
作する。

（実　　施　　例〕 以下図面を参照しながら本発明の実施例につき詳細に説
明する。

第２図は、本発明によるディジタル加入者線伝送インタ
フェース装置の実施例の構成図である。

送受信ケーブル２０１を経由してきた加入者からの信号
は、ハイブリッドトランス２０２で分離された後、特に
は図示しないレベル調整回路等を通過し、受信側低域通
過フィルタ（ＲＬＦ）２０３でサンプリング周波数の１
／２の周波数帯域に帯域制限された後、Ａ／Ｄ変換器２
０４によってディジタル受信信号に変換され、ＤＳＰ２
１８に入力する。このディジタル受信信号は、減算部２
０５を通過した後、非最小位相推移フィルタ部２０７と
係数変換部２０８から構成されるディジタル遅延時間可
変等化部２０６で位相特性が等化される。この部分は、
本発明に特に関連する。更に、その出力は振幅等化部（
Ａ−ＥＱＬ）２０９でケーブル長の変化等による周波数
振幅特性の損失が等化され、判定帰還等化部（ＤＦＥ）
２１０を通過した後（これについては後述する）、ＤＳ
Ｐ２１８から受信ディジタル信号として送出される。

一方、ＤＳＰ２１８に入力するディジタル信号は、Ｃ０
Ｄ２１４を介して、必要なディジタル信号処理（２値多
値変換等）が行われた後、ディジタル送信信号として出
力される。このようにして、ＤＳＰ２１Ｂから出力され
る送信信号は、Ｄ／Ａ変換器２１５でアナログ化され、
送信側低域通過フィルタ（ＳＬＦ）２１６によってサン
プリング周波数によって定まる帯域内成分のみに帯域制
限される。そして、ドライバ回路（ＤＲＶ）　２１７か
らハイブリッドトランス２０２を介して、アナログ送受
信ケーブル２０１から加入者に向げて送信される。

ここで、アナログ送受信ケーブル２０１に向かった送信
信号の一部がエコー成分としてハイブリッドトランス２
０２を介して受信４Ｈｔｌ　に廻り込み、ディジタル受
信信号に含まれてＤＳＰ２１８に入力するため、受信側
において上記エコー成分が打ち消される必要がある。そ
のために、エコーキャンセラ部（ＥＣ）２１１でディジ
タル送信信号から上記成分が擬似エコー成分として生成
され、これが減算部２０５にてディジタル受信信号から
減算されることにより、エコー成分が打ち消される。

この場合、受信側の振幅等化部２０９の出力に、判定帰
還等化器２１０が接続され、上述のエコーキャンセラ部
２１１における擬似エコー成分の生成をディジタル受信
信号に基づいて適応的に制御する。この制御は、係数修
正信号２１９によってに行われる。また、判定帰還等化
部２１０から出力される係数修正信号２１９はディジタ
ル遅延時間可変等化部２０６内の係数変換部２０８にも
供給されるが、これについては後述する。

以上のＤＳＰ２１８における各機能は、ＤＳＰ２１８の
ハードウェアとそれを動作させるマイクロプログラムの
組合わせとして実現される。

同図において、第８図の従来例と同じ番号を付した部分
は同じ機能を有するため、それらの動作は省略する。

続いて、第２図のディジタル遅延時間可変等化部２０６
の第１〜第３の実施例について、順次説明してゆく。

第３図は、第２図のディジタル遅延時間可変等化部２０
６の第１の実施例の構成図である。

まず、非最小位相推移フィルタ部２０７は、フィルタ入
力を１サンプル分遅延する遅延素子３０３、遅延素子３
０３の出力を更に１サンプル分遅延する遅延素子３０４
と、フィルタ入力にフィルタ係数ｄを乗算する乗算器３
０５、遅延素子３０４の出力にフィルタ係数−ｄを乗算
する乗算器３０６と、乗算器３０５．３０６及び遅延素
子３０３の各出力を加算してフィルタ出力として出力す
る加算器３０７とからなる。これにより、センタタップ
の係数が固定の値「１」で、その前後のタップの係数の
値については絶対値は等しく符号は逆の値ｒｄ、と「−
ｄ」であるような、３タップで２次のトランスバーサル
フィルタが構成される。

また、係数変換部２０８は、係数更新部３０１及び反転
部３０２から構成される。

上述のディジタル振幅可変等化部２０１の第１の実施例
の動作を以下に説明する。

第３図の非最小位相推移フィルタ部２０７の伝達関数は で与えられる。ボーレート周波数の２倍（ボーレート周
期Ｔの′Ａ）の速度で動作させるのは、ディジタルフィ
ルタの場合、フィルタのサンプリング周波数の１／４ま
での周波数帯と１／４〜２／４の周波数帯では遅延時間
特性が逆の動きをし、低い周波数の遅延を増やすと高い
周波数帯では遅延が減少するため、フィルタの動作周波
数を高くして、その低い周波数帯の遅延特性を使って制
御した方が良い特性が得られるからである。

ここで、（１）式を変形すると となり、ｌｄｌ≦０．４ならば、上式の絶対値は１に比
べてあまり大きくならない。なぜならば２ｄｓｉｎ（ω
Ｔ）の項はその前の項の１と直角位相の関係にあるから
である。

従って、第３図の非最小位相推移フィルタ部２０７は、
フィルタ係数ｄの値を変えることによって遅延時間可変
フィルタとして作用させることができる。

この場合、厳密には（１）式の遅延時間の周波数特性が
十分平坦かどうかを調査する必要があるが、多値パルス
信号の伝送等を行うディジタル加入者線伝送インタフェ
ース装置ではサンプリング点の振幅のみを問題にし、振
幅方向にも最終的には例エバ±１、±３という離散値に
絞っているのでそれほど問題にならない。

（１）式の遅延時間の周波数特性を有する第３図の非最
小位相推移フィルタ部２０７にインパルス波形を通した
ときの応答波形を第４図に示す。同図で、■はフィルタ
係数ｄ＝０のときの応答波形であり、入力波形と同じ波
形がｚ−１すなわちＴ／２だけ遅れて出力されている。

これに対して、ｄ−０，４〜−０，４と変化したとき図
の■〜■のように出力波形は変化する。ピーク値がかな
り変動しているが、パルスの位置をシフトさせるという
意味で良い遅延特性が得られることがわかる。

ここで、フィルタ係数ｄは、第２図の判定帰還等化部２
１０からの係数修正情報２１９に基づいて、係数更新部
３０１において更新され、また、係数−ｄは係数ｄの符
号を反転部３０２によって反転した値として得られるが
、係数更新部３０１の動作については後述する。

次に、第５図は、第２図のディジタル遅延時間可変等化
部２０６の第２の実施例の構成図である。

まず、非最小位相推移フィルタ部２０７は、フィルタ入
力を１サンプル分遅延する遅延素子５゜３１、遅延素子
５０３１の出力を更に１サンプル分遅延する遅延素子５
０４１と、フィルタ入力にフィルタ係数ｄを乗算する乗
算器５０５＋、遅延素子５０３１の出力にフィルタ係数
１−ｄ２を乗算する乗算器５０６．、遅延素子５ｏ４１
の出力にフィルタ係数〜ｄを乗算する乗算器５ｏ７１　
と、乗算器５０５＋　、５０６１．５０７＋　の各出力
を加算する加算器５０８．を有する。更に、上記５０３
１〜５０８．の構成要素と全く同じ構成要素５０３□〜
５０８２からなる部分を有し、加算器５０８２の出力が
フィルタ出力として出力される。

また、係数変換部２０８は、第３図の３０１．３０２と
同じ構成の係数更新部５０１、反転部５゜２及び係数１
−ｄ２を演算する演算部５０３とから構成される。

上述のディジタル振幅可変等化部２０１の第２の実施例
の動作を以下に説明する。

第１の実施例では遅延時間を変えるとパルスの振幅が変
化しているので（第４図参照）、これを改良したのが第
２の実施例である。センタタップの振幅を一定値としな
いで、■−ｄ２とする。そして、第５図は、 の伝達関数を持つトランスバーザルフィルタを２段縦続
接続したものである。

ここで、係数変換部２０８は、演ｑ部５０３により係数
更新部５０１で求まったフィルタ係数ｄを用いて、１−
ｄ２の値も算出し、１段目のセンタタップばかりでなく
、２段目のセンタタ・ノブにも供給する。

（２）式の遅延時間の周波数特性を有する第５図の非最
小位相推移フィルタ部２０７にインパルス波形を通した
ときの応答波形を第６図に示す。同図のように、ピーク
値が一定となり、更に裾の部分の上下方向の変化も小さ
くなっておりがなり良い特性といえる。また、横方向へ
の変化量もＴ／２を越えており十分である。この場合、
Ｔ／２のシフトはトランスバーサルフィルタのタップを
１っずらすことにより容易に遅らせることができるので
、ｚｌに相当する時間だｌｄ遅らせればよい。

なお、係数更新部５０１は第３図の３０１と同じ機能を
有するが、その動作については後述する。

次に、第７図は、第２図のディジタル遅延時間可変等化
部２０６の第３の実施例の構成図である。

まず、非最小位相推移フィルタ部２０７は、フィルタ入
力を定数４倍する定数倍器７０３を有する。続いて、そ
の出力を１サンプル分遅延する遅延素子７０４＋、遅延
素子７０４．の出力を更に１サンプル分遅延する遅延素
子７０５１と、定数倍器７０３の出力にフィルタ係数ａ
を乗算する乗算器７０６＋、遅延素子７０４１の出力に
定数すを乗算する乗算器７０７　＋　’％遅延素子７０
５１の出力にフィルタ係数２−ａを乗算する乗算器７０
８、と、乗算器７０６＋　、７０７ｔ　、７０８１の各
出力を加算する加算器７０９１を有する。更に、上記７
０４１〜７０９１の構成要素と同じ構成要素７０４２〜
７０９□からなる部分を有し、加算Ｒｒｔ７ｏｑ２の出
力がフィルタ出力として出力される。但し、乗算器７０
６□ではフィルタ係数２ａが乗算され、乗算器７ｏ７２
でば定数Ｃが乗算され、乗算器７０８□ではフィルタ係
数ａが乗算される点が異なる。また、係数変換部２０８
ば、第３図の３０１と同じ構成の係数更新部７０１及び
及び係数２−ａを演算する演算部７０２とから構成され
る。

上述のディジタル振幅可変等化部２０１の第３の実施例
の動作を以下に説明する。

今、フィルタの伝達関数として例えば、という特性を考
える。ここでＴ　＝　１２．５μｓとするとこのゲイン
特性は周波数Ｏｋ１１ｚテｏｄＢ、　４０ｋＨｚテロ（
１３前後、８０　ｋ　ｔＩｚでマイナス無限大という特
性であり、さらに遅延特性は平坦遅延関数であるから一
定値であり、この特性は８０ｋｂａｕｄ　（キロボー）
の速度の伝送系に対しては、１００％ロールオフ特性を
示す。従って（３）式に予め８０ｋＨｚ以下に帯域制限
したインパルス応答波形を入力しても波形歪みは生じな
い。

この低減通過フィルタを使って波形を遅らせるには次の
ようにする。（３）式の第１番目の（）の項はｚ−１−
１すなわち０ｋｔｌｚで４でｚ　−１−１すなわち１６
０　ｋ　ＨｚでＯとなり低い周波数で感度の高い関数で
あり（すなわち低周波域セクションを構成する）、一方
、第２番目の（）の項はｚ″１−１すなわち０ｋＨｚで
２．５８でｚ　−１＝　ｊすなわち４０　ｋ　Ｈｚで４
．５８となり、更に１６０　ｋ　Ｈｚでは６．５８と周
波数が高くなると大きくなるので高周波数での感度の高
い関数である（すなわち高周波域セクションを構成する
）。

従ってそれぞれの項を同時に遅延調整できれば、波形全
体をそのままシフトすることができるはずである。その
観点から（３）式のそれぞれの項についてみると、ｚ　
−ｌについて、定数項と１次の項と２次の項の和となっ
ていることがわかり、１次の項を基準にすると定数項は
Ｔ／２だけ進んだ信号を意味し、２次の項は逆に遅れた
信号である。もし定数項を大きくして２次の項を小さく
すると進み項が大きくなるので、出力の遅れは小さくな
ることが期待できる。逆に定数項を小さくして２次の項
を大きくすると（相対的に）遅れた波形になることが期
待できる。実際には、第１番目の（）の項については上
記の事項が成立するが、第２番目の（）の項については
、前述したように高い周波数に感度の高い項であり、遅
延特性への各タップ係数の感度が第１番目の項の感度と
逆になる。

従って、本実施例では、非最小位相推移フィルタ部２０
７の伝達特性として、（３）式に可変パラメータａを導
入した、 Ｈ（ｚ　−’）　−（０，０９６３２４（ａ＋２ｚ　−
’＋（２−ａ）　ｚ　−２）Ｘ　（（ａ　−２）　−４
，５８１ｚ　−’＋ａ　ｚ　−２）　］２・・・・・（
４） のように変形した伝達特性とすれば、ａ＝１のとき（３
）式と同一関数となり、例えばａの値を大きくすると、
低周波数に感度の高い第１番目の（）の項の進み項であ
る定数項が大きくなり遅れ項である２次の項が小さくな
り、更に、第２番目の（）の項は逆の関係があるので、
全体として、波形を進ませることができると期待できる
。上述の（４）式の伝達特性が、第７図の非最小位相推
移フィルタ部２０７の構成によって実現できる。

（１）式の遅延時間の周波数特性を有する第７図の非最
小位相推移フィルタ部２０７にインパルス波形を通した
ときの応答波形を第８図に示す。入力の波形はａ＝１に
相当するときの波形にほぼ等しく、０．７５≦ａ≦１．
２５でＴ／２に相当する遅延が得られることが判る。

なお、係数更新部７０１は第３図の３０１、第５図の５
０１と同じ機能を有するが、その動作については後述す
る。

上述のディジタル遅延時間可変等化部２０６の第３の実
施例における非最小位相推移フィルタ部２０７の伝達特
性は、（４）式又は第７図のように、高周波域セクショ
ンと低周波域セクションの２段からなる構成の場合であ
るが、ここで、この（４）式を更に一般化すると、以下
の式で表される伝達特性となる。

ここで、フィルタ段数ｎ、ｍとして任意の整数をとるこ
とができる。ｎ、ｍをかえるとｂｋ及びＣｊの値が変化
する。但し、ロールオフフィルタ特性に近い特性である
ことを要求されるから、ｂｌの値は常に２に近い値とな
る。上記（５）式の伝達特性を第２図の非最小位相推移
フィルタ部２０７で構成し、ｎ個のセクションの全てま
たは一部のセクションのタップ係数ａｌの値と、ｍ個の
セクションの全てまたは一部のセクションのタップ係数
ａｊの値を、係数変換部２０８において制御することに
より、所望の波形遅延特性を得ることができる。また、
この場合、ｎ個のセクションの全てまたは一部のセクシ
ョンのタップ係数ａｋの値と、ｍ個のセクションの全て
または一部のセクションのタップ係数ａ、の値を同一の
値ａとして、このａの値を係数変換部２０８において制
御することにより、制御するバラメークの数を減らずこ
とができる。

次に、上記ディジタル遅延時間可変等化部２０６の第１
〜第３の実施例における係数変換部２０８の係数更新部
３０１　（第３図）、５０１　（第５図）及び７０１　
（第７図）の動作につき説明する。

係数更新部３０１等は、第２図の判定帰還等化部２１０
からの係数修正情報２１９に基づいて、非最小位相推移
フィルタ部２０７のタップ係数である係数ｄ又はａ（第
３．５．７図参照）の値を更新する。

この場合、係数修正情報２１９として判定帰還等化部２
１０からのブリカーソルの値を用いられる。ブリカーソ
ルとは、第１０図（ｂ）のインパルスレスポンス波形に
おいて、最大振幅となるタイミング（時刻）の１つ前の
タイミングでの振幅値である。第２図の実施例のような
ディジタル加入者線伝送インタフェース装置では、入力
信号は、Ａ／　Ｄ　変換器２０４内のデシメーションフ
ィルタなど多くの回路網を通ってくるため、そのインパ
ルスレスポンスは一般に最大値となる前に１．２個のリ
ップルを有し、ブリカーソルの付近では負から正の値に
変化する。

このようなブリカーソルの値を生成する判定帰還等化部
２１０の回路例を第９図に示す。この回路例は、−船釣
なものであるためその詳細な動作は省略するが、同図の
Ｃ−１がプリカーソル値となる。この値は、判定帰還等
化部２１０のタップ係数と同様に確率的に算出され、タ
イミングが合っているときはＯに近い小さな値になるが
、タイミングがずれると正または負の大きな値になる。

このようなブリカーソルに基づいて、係数更新部３０１
等は、ブリカーソル値が正の時は非最小位相推移フィル
タ部２０７での遅延時間が大きくなる方向に係数を変え
、負になる場合は遅延時間が小さくなる方向に係数を変
えていく。その変化規則としては、通常、最大（頃斜法
が用いられる。

［発明の効果］ 本発明によれば、同一のディジタルフィルタ手段のタッ
プ係数を係数変換手段によって変えるだけで、信号のタ
イミング（遅延時間）を簡単に調整することが可能とな
る。これにより、ディジタルフィルタ手段をディジタル
信号処理ブロセッザ等で実現したような場合、フィルタ
処理自体は１種類のみなので、演算処理量を少なくする
ことが可能となり、消費電力も小さくすることが可能と
なる。

特に、本発明をディジタル加入者線伝送インクフェース
装置のネットワーク側に使用すると、同装置の稼働開始
時に、エコーキャンセラを収束させてから、エコーキャ
ンセラはそのままの状態にしてその他の受信系である判
定帰還等化器や振幅等化器などを調整できるので、ネッ
トワーク側装置の初期設定をシステマチックに処理でき
、かつ単純化できるという効果を生ずる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のブロック図、 第２図は、ディジタル遅延時間可変等化部を用いたタイ
ミング調整回路の実施例の構成図、第３図は、ディジタ
ル遅延時間可変等化部の第１の実施例の構成図、 第４図は、ディジタル遅延時間可変等化部の第１の実施
例の特性図、 第５図は、ディジクル遅延時間可変等化部の第２の実施
例の構成図、 第６図は、ディジタル遅延時間可変等化部の第２の実施
例の特性図、 第７図は、ディジタル遅延時間可変等化部の第３の実施
例の構成図、 第８図は、ディジタル遅延時間可変等化部の第３の実施
例の特性図、 第９図は、判定帰還等化部の構成例を示した図、第１０
図は、遅延回路によるタイミング調整の説明図である。 １０１・・・ディジタルフィルタ手段、１０２・・・係
数変換手段、 １０３・・・タップ係数、 １０４・・・タイミング制御情報、 １０５　・ ・信号、 １０６　・ ・判定帰還等化器、 １０７　・ ・プリカーソル値。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）フィルタにより信号の受信タイミングの調整を行う
   タイミング調整装置において、 信号（１０５）の受信タイミングの調整を行う遅延時間
   可変フィルタであって、伝達関数が非最小位相推移特性
   を有するトランスバーサル形のディジタルフィルタ手段
   （１０１）と、 該ディジタルフィルタ手段のタップ係数（１０３）の全
   部又は一部を、少なくとも１つのタイミング制御情報（
   １０４）を変換することにより、算出する係数変換手段
   （１０２）と、 を有することを特徴とするタイミング調整装置。 ２）前記ディジタルフィルタ手段は、両端の２つのタッ
   プ係数値が、ｄを実数として、ｄ及び−ｄであり、セン
   タタップのタップ係数の値が１である３タップのトラン
   スバーサル形の遅延等化器を、１段又は複数段縦続接続
   した構成を有し、 前記係数変換手段は、前記タイミング制御情報に基づい
   て前記係数値ｄを更新する係数更新手段と、該係数値ｄ
   の符号を反転して出力する反転手段とから構成される、 ことを特徴とする請求項１記載のタイミング調整装置。 ３）前記ディジタルフィルタ手段は、両端の２つのタッ
   プ係数値が、ｄを実数として、ｄ及び−ｄであり、セン
   タタップのタップ係数の値が（１−ｄ＾２）である３タ
   ップのトランスバーサル形の遅延等化器を、１段又は複
   数段縦続接続した構成を有し、 前記係数変換手段は、前記タイミング制御情報に基づい
   て前記係数値ｄを更新する係数更新手段と、該係数値ｄ
   の符号を反転して出力する反転手段と、該係数値ｄから
   値（１−ｄ＾２）を演算する演算手段とから構成される
   、 ことを特徴とする請求項１記載のタイミング調整装置。 ４）前記ディジタルフィルタ手段は、 Ｈ（ｚ＾−＾１）＝〔ａ＿ｋ＋ｂ＿ｋｚ＾−＾１＋（２
   −ａ＿ｋ）ｚ＾−＾２〕＾ｎ×〔（２−ａ＿ｊ）＋ｃ＿
   ｊｚ＾−＾１＋ａ＿ｊｚ＾−＾２〕＾ｍ用し、ｚ＾−＾
   １＝−ｅｘｐ（−ｊωＴ） Ｔ＝ボーレート周期／２ ω＝角周波数 ２ｎ＋２ｍはフィルタ次数 ｋ＝０、１、２、・・・、ｎ−１ ｊ＝０、１、２、・・・、ｍ−１ なる伝達特性を有するトランスバーサル形フィルタであ
   り、 前記係数変換手段は、前記タイミング制御情報に基づい
   て、該ディジタルフィルタ手段におけるｎ個のセクショ
   ンの全部又は一部のセクションのタップ係数ａ＿ｋの値
   と、ｍ個のセクションの全部又は一部のセクションのタ
   ップ係数ａ＿ｊの値を、算出する、 ことを特徴とする請求項１記載のタイミング調整装置。 ５）前記ディジタルフィルタ手段は、 Ｈ（ｚ＾−１）＝〔ａ＿ｋ＋ｂ＿ｋｚ＾−＾１＋（２−
   ａ＿ｋ）ｚ＾−＾２〕＾ｎ×〔（２−ａ＿ｊ）＋ｃ＿ｊ
   ｚ＾−＾１＋ａ＿ｊｚ＾−＾２〕＾ｍ但し、ｚ＾−＾１
   ＝ｅｘｐ（−ｊωＴ） Ｔ＝ボーレート周期／２ ω＝角周波数 ２ｎ＋２ｍはフィルタ次数 ｋ＝０、１、２、・・・、ｎ−１ ｊ＝０、１、２、・・・、ｍ−１ なる伝達特性を有するトランスバーサル形フィルタであ
   り、 該ディジタルフィルタ手段におけるｎ個のセクションの
   全部又は一部のセクションのタップ係数ａ＿ｋの値と、
   ｍ個のセクションの全部又は一部のセクションのタップ
   係数ａ＿ｊの値は、同一の値ａであり、 前記係数変換手段は、前記タイミング制御情報に基づい
   て前記値ａを算出する、 ことを特徴とする請求項１記載のタイミング調整装置。 ６）前記ディジタルフィルタ手段は、前記信号のボーレ
   ートあたり２標本値以上の速度で動作されることを特徴
   する請求項１、２、３、４又は５記載のタイミング調整
   装置。 ７）前記ディジタルフィルタ手段（１０１）の後段には
   、判定帰還等化器（１０６）が接続され、前記タイミン
   グ制御情報（１０４）は、前記判定帰還等化器（１０６
   ）から得られる前記信号（１０５）のインパルスレスポ
   ンスにおけるプリカーソル値（１０７）であり、 前記係数変換手段（１０２）は、該プリカーソル値に基
   づいて、その値を０にするように、前記ディジタルフィ
   ルタ手段（１０１）のタップ係数（１０３）の全部又は
   一部を適応制御する、 ことと特徴とする請求項１、２、３、４、５又は６記載
   のタイミング調整装置。