JPH0481139A - 音声秘話装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 音声秘話装置に関し、 復号音声品質の向上を目的とし、 音声帯域を含む所定の周波数帯域の信号を分割置換して
秘話化する音声秘話装置において、該所定の周波数帯域
の分割単位をｎ分割とすると、入力サンプリング信号の
間引き間隔をｎとしてｎ個おきに入力の逆順に間引き、
該人力サンプリング信号のサンプリング周波数の１／ｎ
の周波数でｎ個のサンプリングされた低速の信号を出力
するように間引きしてｎ個の周波数帯域の複素信号に変
換する入力信号間引き部分、該入力信号間引き部分から
出力される複素信号を、第１の複素ポリフェーズディジ
タルフィルター部、第１の位相シフト部及び第１の高速
逆フーリエ変換器を用いて、小帯域信号に変換する第１
の小帯域信号出力手段と、該小帯域信号のすべての周波
数帯域を正転または反転の何れかに統一すべく該小帯域
信号の一部の周波数を反転する第１の周波数帯域反転手
段と、該小帯域信号出力手段の出力のうち該第１の周波
数帯域反転手段により処理されないものと、該周波数帯
域反転手段の出力との各小帯域の信号を入れ換える転置
手段と、該転置手段により転置された小帯域信号のうち
該第１の周波数帯域反転手段により反転された帯域の周
波数を反転する第２の周波数反転手段と、該第２の周波
数反転手段の出力と該転置手段の出力のうち該第２の周
波数反転手段により処理されないものとの小帯域信号を
合成するための第２の高速逆フーリエ変換器、第２の位
相シフト部、第２の複素ポリフェーズディジタルフィル
ター部及び信号補間部からなる第２の小帯域信号出力手
段とを備えるように構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は音声帯域を分割置換して秘話化する音声秘話方
式に関し、特にアナログ音声信号に対してディジタル信
号処理により周波数分割置換を行う音声秘話装置に関す
る。

情報通信網の高度化、広域化が進み、通信サービスの高
度多様化が進むにつれて、通信情報のプライバシー保護
に対する社会的要求が高まりつつある。特に我々の身近
で広く利用されている有線及び無線のアナログ音声通信
においては優れた秘話技術の開発が急務となっている。

これらの秘話技術では、秘話性が高いことに加え、秘話
化及び復号化のための信号処理による復号音声品質の劣
化や処理遅延が少ないこと、また回線特性による復号品
質への影響が少ないこと、さらに経済コストが小さいこ
と等が装置実現のための重要なポイントとなっている。

〔従来の技術〕

従来技術の文献として、下記のものがある。

（１）　Ｎ、Ｓ、Ｊａｙａｎｔ：　”Ａｎａｌｏｇ　Ｓ
ｃｒａｍｂｌｅｒｓ　ｆｏｒ　５ｐｅｅｃｈ　Ｐｒ１ｖ
ａｃｙ　、　Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ　＆　５ｅｃｕｒｉｔ
ｙ　１．　　ｐｐ、２１５−２８９．　Ｎｏｒｔ−Ｈｏ
ｌｌａｎｄ　（１９８２）。

（２）　Ｒ，Ｖ、Ｃｏｘ、　Ｄ、Ｅ、Ｂｏｃｋ、　Ｋ、
Ｂ、Ｂａｕｅｒ、　Ｊ、Ｄ、Ｊｏｎｓｔｏｎ、　Ｊ、Ｈ
，５ｎｙｄｅｒ：“Ｔｈｅ　Ａｎａｌｏｇ　　Ｖｏｉｃ
ｅ　　ＰｒｉｖａｃｙＳｙｓｔｅｍ　　、　　ＡＴ＆Ｔ
　Ｔｅｃｈ、Ｊ、、　　６６、　１．　　ｐｐ、１１９
−１３Ｌ　　（Ｊａｎ、Ｆｅｂ、１９８７）。

（３）　Ｌ、Ｓ、Ｌｅｅ、　　Ｇ、Ｃ，Ｃｈｏｕ、　　
ａｎｄ　Ｃ，Ｓ、ＣｈａＢ：”　　ＡＮｅｗ　Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ　Ｄｏｍａｉｎ　５ｐｅｅｃｈ　Ｓｃｒａｍ
ｂｌｉｎｇ　５ｙｓｔｅｔａ　ｗｈｉｃｈ　ｄｏｅｓ　
　ｎｏｔ　Ｒｅｑｕｉｒｅ　Ｆｒａｍｅ　５ｙｎｃｈｒ
ｏｎｉｚａｔｉＯｎ”＋ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ｃｏ
ｍｍｕｎ、　Ｃ０Ｍ−３２＋　４＋　ｐｐ、４４４−４
５６　　（Ａｐｒｉｌ　　１９８４）。

（４）松原、大用、桜井、古賀：　“ＦＦＴを用いた全
２重アナログ秘話装置とその基本動作”信学論（Ａ）、
Ｊ７２−Ａ、４．ｐｐ、６９２−７０２　（１９８９）
。

（５）鳥居、東、秋田：　“定包絡スペクトルスクラン
ブラの試作”信学技報、　ｌＮ８４−１２１（１９８５
−０３）アナログ音声信号の秘話技術には大別すると、
ディジタル秘話方式とアナログ秘話方式がある（上記文
献（１１参照）。前者は、低ビツトレートの符号化方式
を利用し、その情報列を暗号化する方式であるが、装置
コスト、復号品質の面でまだ十分実用レベルに達してい
るとは言えない。後者の方式としては、スペクトル反転
方式、周波数シフト方式、時間領域でのサンプル列の組
み換え方式、雑音加算方式、及びそれらを組み合わせた
方式等様々な方式があるが、いずれも秘話性、処理遅延
、回線特性による品質劣化等の問題があった。一方、帯
域分割置換方式は分割数を増大することによって高い秘
話性が得られる方式として、多くの研究が行われてきた
（上記文献（３）〜（５）参照）。その−方式として、
フィルタバンク総和法を利用した同期回路を必要としな
い方式（上記文献（３）参照）が提案されているが、復
号品質が十分でな（、ＤＦＴフレームのオーバラップ化
を行うことにより信号処理形式が複雑となること、さら
に帯域分割化における複素信号化処理過程での計算効率
が低いこと等の問題があった。またＦＦＴを用いて帯域
を細分化する方式（上記文献（４）参照）が提案され、
一部実用化されているが、回線特性の影響を受けやすく
、群遅延等花器、周波数オフセットキャンセラ、高精度
の同期回路等が必要となり装置コストの面で問題があっ
た。

本願発明の従来技術としては、ＴＤＭ−ＦＤＭ変換で用
いられるトランスマルチプレクサ技術（ＴＭＵＸと略す
）を応用した帯域分割置換スクランブラがあり、この秘
話方式は、ＤＦＴをもちいたフィルタバンクで構成され
る方式の１つであるが、ＴＭＵＸ特有の信号処理方式を
採用することにより、ＤＦＴフレームをオーバラップ化
することなく、良好な復号品質かえられ、帯域分割によ
って得られた各サブバンド信号には、複素共役の部分が
含まれないため計算効率が高い等の特長がある。

このＴＭＵＸを採用した技術は本願より前に提案された
特願平第０１−０５９６１１号に記載されている。

第１３図は上記特願平第０１−０５９６１１号に記載さ
れている従来の音声秘話装置を示すブロック図であり、
第１４図は第１３図において、簡単のために入力音声帯
域を４分割した場合の小帯域信号を示す周波数配置図で
ある。

〔発明が解決しようとする課題〕

第１４図に示すように、ＴＭＵＸを用いた従来の音声秘
話装置（特願平０１−０５９６１１号）では、小帯域信
号出力手段より出力される小帯域信号の奇数番目の帯域
＃３．＃１は周波数が反転されて出力され、そのまま回
線に流れる。すなわち、偶数番目の帯域＃０．＃２は正
転のまま転置され、奇数番目の帯域＃３．＃１は反転さ
れたまま転置されて、そのまま回線に出力される。

従って、回線に周波数オフセットが無い場合は、奇数番
目の帯域は受信側でもう一度反転されるため、そのまま
もとの帯域に戻るが、周波数オフセットが存在する場合
には、受信側で、オフセット周波数の２番の周波数だけ
帯域がずれることになり、著しい復号音声品質劣化の原
因となる。

本発明の目的は、音声秘話装置において、周波数オフセ
ットが存在していても、復号音声品質の劣化が著しくな
いようにし、全体として復号音声品質の向上を図ること
にある。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は本発明の原理ブロック図である。同図において
、入力信号Ｘ　（Ｚ）は音声信号を含む所定の周波数帯
域の信号であり、この所定帯域をｎ分割して考える。１
は入力サンプリング信号の間引き間隔をｎとしてｎ個お
きに入力の逆順に間引き、該入力サンプリング信号のサ
ンプリング周波数の１　／　ｎの周波数でｎ個のサンプ
リングされた低速の信号を出力するように間引きしてｎ
個の周波数帯域の複素信号に変換する入力信号間引き部
分である。１２はｎ個の低速サンプリング信号の各々を
、第１の複素ポリフェーズディジタルフィルター部２−
０〜２−（ｎ−１）、第１の位相シフト部３−０〜３−
（ｎ−１）及び第１の高速逆フーリエ変換器４を用いて
、ｎ分割された小帯域複素信号に変換する第１の小帯域
信号出力手段である。

１０ｉ（ｉ＝ｎ／２）〜１０（ｎ−１）は本発明により
設けられたもので、小帯域信号出力手段１２の出力に得
られるｎ個の複素信号のすべての周波数帯域を正転すべ
く小帯域信号の一部の周波数を反転する第１の周波数帯
域反転手段である。５は小帯域信号出力手段１２の出力
のうち第１の周波数帯域反転手段１０ｉ（ｉ＝ｎ／２）
〜１０（ｎ−１）により処理されないものと、周波数帯
域反転手段の出力との各小帯域の信号を入れ換える転置
手段である。１１　ｉ　　（ｉ＝ｎ／２）〜１１（ｎ−
１）は転置手段５により転置された小帯域信号のうち第
１の周波数帯域反転手段１０ｉ（ｉ＝　ｎ　／　２　）
〜１０（ｎ−１）により反転された帯域の周波数に対応
する周波数を反転する第２の周波数反転手段である。１
３は第２の周波数反転手段１１ｉ〜１１（ｎ−１）の出
力と転置手段５の出力のうち第２の周波数反転手段によ
り処理されないものとの小帯域信号を合成するために、
第２の高速逆フーリエ変換器６、第２の位相シフト部７
−０〜７（ｎ−１）、第２の複素ポリフェーズディジタ
ルフィルター部８−０〜８−（ｎ−１）、そして信号補
間部９からなる第２の小帯域信号出力手段である。

第１および第２のの周波数反転手段１０ｉ〜１正転させ
るものである。

間引き手段１における間引きの順序を正順にし、第１の
高速逆フーリエ変換器６に代えて高速フーリエ変換器を
用いれば、各帯域信号の位相特性が一致するため、−層
復号音声品質が向上する。

第１及び第２の複素ポリフェーズディジタルフィルター
部として、余弦ロールオフフィルターを用いれば信号処
理における符号量干渉を軽減でき、さらに復号音声品質
が向上する。

〔作用〕

高速逆フーリエ変換器４から出力される帯域分割された
複素信号の奇数番目または偶数番目の実数部と虚数部は
交互に極性反転されることによって、周波数軸上で反転
される。この帯域反転手段を転置手段５の前後に含める
ことによって、帯域信号が正転の状態で全て処理されま
たは反転の状態で全て処理され、したがって、回線にも
正転または反転のまま転置された状態で出力される。

本発明では、たとえ秘話化された音声が、周波数オフセ
ットが存在する回線を通過したとしても、オフセット周
波数分のずれしか影響がなく、秘話化による著しい復号
音声品質劣化の原因とはならない。

また、正順に間引きし、且つ高速フーリエ変換器を用い
ることにより、入力信号の分割後の小帯域信号の位相が
一致することになり、復号音声信号の品質は一層向上す
る。

さらに、複素ポリフェーズディジタルフィルターとして
余弦ロールオフフィルターを用いることにより、信号処
理における符号量干渉が軽減される。

〔実施例〕

第２図は、本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。同図においては、３２分割の例を示してあり、第１
図と対応する部分には同一参照番号を付しである。

ＩＶで示す部分１０−１６〜１０−３１および１１−１
６〜１１−３１が周波数反転回路部分である。Ｚ−１〜
−２−３１は遅延要素でＺ−１は１サイクル分の遅延を
示す。Ｈ０〜Ｉ”１３１は複素ポリフェーズディジタル
フィルターである。その構成は前述の特願平０１−０５
９６１１号に記載されているものと同様である。Ｅ０〜
Ｅ”は位相シフト装置でＥ＝ｅｘｐ（−ｊ２π／４ｎ）
である。音声信号は逆順に間引き処理され、遅延要素に
より時間軸上で一致させる。それらはポリフェーズサブ
フィルターで処理され、位相シフト装置で位相が所望の
量だけシフトされる。そしてそれらを高速逆フーリエ変
換器４にて逆ＦＦＴ処理（ＩＦＦＴ）することによって
各小帯域の信号が先ず偶数帯域の信号が昇順で得られ、
さらに奇数帯域の信号が反転された形で降順に得られる
。これらの反転信号のみを前述の周波数反転回路（ＩＶ
）１０−１６〜１０−３１で反転処理を行い、転置部５
で転置処理し、同じ帯域の信号も周波数反転回路（ＩＶ
）１１−１６〜１１−３１にて反転処理し、高速逆フー
リエ変換器６にて逆ＦＦＴ処理し、位相シフト処理し、
同じ特性のポリフェーズサブフィルターに入力し補間処
理を行うことによって秘話信号が得られる。

第３図は奇数番目の帯域を反転させるための周波数反転
回路１０−１６〜１０−３１および１１−１６〜１１−
３１の１つを示すブロック図である。図示のごとく、帯
域分割された入力複素信号Ｘ　（ｎ）＝ａｎ　＋　　ｊ
ｂｎの実数部ａ、と虚数部す１．は交互に極性反転され
ることによって、周波数軸上で反転される。この回路を
転置処理の前後に含めることによって、小帯域信号が正
転の状態で全て処理され回線にも正転のまま転置された
状態で出力される。この結果、たとえ秘話化された音声
が、周波数オフセットが存在する回線を通過したとして
も、オフセット周波数分のずれしか影響がなく、秘話化
による著しい復号音声品質劣化の原因とはならない。

周波数反転回路１０−１６〜１０−３１および１１−１
６〜１１−３１は偶数番目の小帯域を反転させるもので
あってもよい。この場合は、回線には小帯域が全て反転
の状態で出力され、周波数オフセットの影響はやはり軽
減される。

第４図は本発明の第２の実施例を示すブロック図である
。同図において、第２図に示した第１の実施例との相違
は、間引き部１ａおよび高速フーリエ変換部４ａにあり
、他の構成は第２図と同一である。間引き部１ａは、入
力信号を正順に間弓くものであり、また、高速逆フーリ
エ変換器に代えて高速フーリエ変換器を用いることによ
り、音声帯域の分割を行う前に、基本帯域への変調をか
けてから、フィルター処理を行うことになる。すなわち
、間引き後の信号は位相特性が一致するので、Ｓ／Ｎは
第１の実施例よりもさらに向上する。

本方式を採用することによって、入力された音声信号の
位相を各帯域において一致させることが可能となり、さ
らに良好な復号音声品質が得られる。

本発明のさらに他の実施例として、複素ポリフェーズデ
ィジタルフィルターとして、第５図に示す余弦ロールオ
フ特性を有するフィルターを利用する方式が挙げられる
。

本方式を利用することにより、信号処理における符号量
干渉を軽減することが可能となり、良好な復号音声品質
が得られる。

以下、信号処理の構成、及びフィルタの設計法、計算機
により行ったシミュレーションの評価条件と利用した評
価尺度について、さらに固定、可変転置の場合の復号品
質、回線特性の影響、および主観評価による秘話性の評
価結果についてさらに詳細に説明する。

（１，Ｉ　Ｔ　Ｍ　Ｕ　Ｘスクランブラの構成音声信号
を周波数多重された信号とみなし、サブバンド信号に分
割するためにＴＭＵＸにおけるＦＤＭ／ＳＳＢ変換を利
用し、周波数領域で転置処理を行いスクランブルした後
、サブバンド信号を合成し秘話信号列を生成するために
、ＳＳＢ／ＦＤＭ変換を利用する。例として、帯域３２
分割の場合のＴＭＵＸスクランブラの構成を第４図に示
す。同図において、Ｚ−’Ｈｉ、Ｅ−”（０≦ｉ≦３１
）は、それぞれ遅延要素、基準フィルタを分解したサブ
フィルタ、及び位相シフト項である。またＩＶは前述し
た周波数帯域反転処理部である。

音声入力信号列は、入力順に間引かれ、３２個の信号列
が同時にフィルタ処理、位相シフト処理、ＦＦＴ処理が
行われ、各サブバンド信号３０〜５ｅｌｌが得られる。

ここまでの処理がＦＤＭ／ＳＳＢ変換を利用した音声帯
域分割部に相当する。得られたサブバンド信号の内、後
半のＳＩ６〜Ｓ３＋の信号は、周波数軸上で反転された
形で得られるため、それらを周波数帯域反転処理部ＩＶ
で反転処理し、全てのサブバンド信号を正転の状態にし
た後に転置処理が行われる。転置処理された信号のうち
、後半の信号についても同様に反転処理を行い、得られ
たサブバンド信号Ｐ０〜Ｐ３１について逆ＦＦＴ処理、
位相シフト処理、フィルタ処理を行って、順番に補間処
理を行うと秘話出力信号が得られる。ここで逆ＦＦＴ処
理から補間処理までがＳＳＢ／ＦＤＭ変換を利用した音
声帯域合成部に相当する。受信側での処理についても、
転置部分での転置パターンが逆となることを除いて全く
同じである。以下、各処理部の原理とフィルタの設計法
について概説する。

（１１−１”声　域　　部 この部分は従来と同様であり、第１４図に簡単のため帯
域４分割の場合の音声帯域分割部の原理を示す。サブバ
ンドを切り出すための基準となるローパス実フィルタの
伝達関数をＨ（ｚ）　とし、それを１７２帯域分だけシ
フトした図中のチャネルＩＩＯを切り出すためのフィル
タをＨ，（ｚ）とする。音声信号系列をＨａ（ｚ）で切
り出すために２にチャネル分（Ｋ＝０．１，２．３）帯
域を周波数軸上で負方向へシフトい間引き処理を行うと
、サブバンド信号ＳＯ〜Ｓ３が得られる。ここで、２に
チャネル分の帯域シフトを行うことによって、フィルタ
処理において帯域分割数と同じポイント数のＦＦＴを利
用することができる。その結果、間引き処理された後の
各サブバンド信号が図に示す様に、１帯域離れで繰り返
されることになるため、隣接帯域の影響が少なく、復号
音声品質が良好となる。また各帯域を切り出すためのフ
ィルタのタップ数も比較的少なく構成できる等の特長が
ある。この原理の説明については更に後に詳述する。

（１１−２−ロ 音声帯域分割部で切り出されたサブ／＜ンド信号の内後
半の信号（第１４図ではＳ２と３３）は周波数軸上で反
転された状態で得られる。この信号を、そのまま送信す
ると、回線に周波数オフセ・７トが存在する場合、復号
品質劣化の原因となる。

例えば、送信しようとするある帯域の中心周波数をｆｃ
とし、送信する信号の周波数をｆｃ＋ｄｆ　とする。

また回線の周波数オフセットをｆＯとする。送受信側で
正転処理を行う場合、受信周波数は、　ｆｃ＋ｄｆ十ｆ
Ｏとなる。一方、送受信側で反転処理を行う場合、送信
周波数は反転処理されているためｆｃ−ｄｆであり、受
信周波数は、オフセットが付加され、帯域がさらに反転
されるため、ｆｃ＋ｄｆ−ｆｏとなる。従って、正転帯
域と反転帯域が混在すると、受信側での復号音声帯域中
に正方向にｆｏだけずれた帯域と負方向にｆｏだけずれ
た帯域が混在することになり、復号品質の劣化が起こる
。このため、第３図に示す周波数帯域反転回路１０−１
を用い、各サブバンド信号を全て正転の状態に戻した後
に転置処理を行う。この回路では、間引き周波数の半分
の周波数の信号をサブバンド信号に乗じ、複素共役とな
る部分を取り出すことによって周波数帯域の反転処理を
行っている。

（１）−３”声　　　　。

第１５図に簡単のため帯域４分割の場合の音声帯域合成
部の原理を示す。この音声帯域合成の原理自体は従来技
術に属する。同図において、転置処理され、後半の信号
列が反転処理された各サブバンド信号列Ｐ０〜Ｐ３を、
ＦＦＴと位相シフト項により周波数変換された各帯域フ
ィルタＨ０〜Ｈ３で切り出し合成すると、図に示すよう
な複素信号列Ｙ　（ｚ）が得られる。この信号の実数部
の時系列のみを取り出すことによって、複素共役となる
帯域信号が、０周波数を軸として折り重ねられ、秘話ス
ペクトルが得られる。この原理の説明については後にさ
らに詳述する。

（１１−４フイルタの設計 サブバンド信号のサンプリングレートは、帯域分割数を
Ｎとすると、外部のレートの１／Ｎとなっているため、
出力側での符号量干渉を最小にするために、ナイキスト
特性を有するフィルタ（前記文献（８）参照）を利用す
る。ただし、ＦＤＭ／ＳＳＢ変換とＳＳＢ／ＦＤＭ変換
で一対のフィルタ特性となる様に、１段当たりのフィル
タ特性は第５図に示すように余弦ロールオフ特性を持つ
ものとする。同図において、ｆｐは通過域周波数、ｆｑ
は阻止域周波数、ｆｃは遮断周波数である。このときｆ
ｐ＝ｆｃ−Δｆ、　ｆｑ＝ｆｃ＋Δｆの関係がある。こ
のフィルタの振幅特性は、で表され、このフーリエ逆変
換は、 となる。上式により得られたＦＩＲフィルタの伝達関数
を とすると、 各サブフィルタの係数は、 Ｈ（ｚ） の係 数をＮ個おきに間引いたものであり、 が得られる。

（２）計算機シミュレーション 本発明の実施例による秘話方式の復号音声品質、秘話性
等の基本性能を評価するために、大型計算機を使ったシ
ミュレーションによる評価を行った。

その評価条件と評価尺度について説明する。

（２）−１評価条件 シミュレーションの構成を第６図に示す。本評価では、
音声信号として３００〜３３００Ｈｚに帯域制限された
男声のニュース音声を利用し、これを１２　ｂｉｔ精度
のＡ／Ｄ変換器６１で８Ｋ）ｌｚサンプリングして約３
０秒間のデータを、第２図または第４図に示した本発明
による秘話装置６２で秘話化し、大型計算機（チャネル
シミュレータ６３）で処理を行い、復号装置６４にて復
号する処理を行い、Ｄ／Ａ変換器６５でアナログ信号に
復号した。音声帯域の分割数を増大するにつれて、帯域
を切り出すために急峻なフィルタが必要となり、そのた
め信号処理遅延も増大する。音声会話における自然性を
保つためには処理遅延は一方向で１５０〜２００ｍ５ま
でが限度と考えられており、このため分割数を３２（組
み換え帯域は２５分割）とした。このとき、処理遅延は
５１２タツプのフィルタを利用した場合、１３６ｍ５と
なり、７６８タツプのとき、　２００ｍ５となる０回線
特性の影響については、復号音声品質に特に影響を与え
る同期ずれ、群遅延特性、周波数オフセットについて評
価を行った。これらの特性は、本秘話方式を実現する場
合の装置設計の重要な目安でもある。群遅延特性は、３
００Ｈｚと３３００）１ｚがそれぞれ最大遅延となる２
次フィルタを組み合わせた４次のＩＩＲオールパスフィ
ルタにより実現した。

また周波数オフセットについては、９０度移相器のイン
パルス応答にハミング窓を乗じたディジタルヒルベルト
変換器により実現し、タップ数は４１とした。なお本シ
ミュレーションは、全て倍精度の浮動少数点演算により
行った。

（２）−２′″　　　− 復号品質の評価尺度として、以下の式で示すセグメンタ
ルＳ／Ｎを用い評価を行った。

５ＤＲｒ”＝１０１ｏｇ＋。

（ｄＢ） ただし、Ｘ　、　（ｋ）およびＺ　、　（ｋ）は、それ
ぞれｒ番目のフレームで切り出した原音声と復号音声の
ＦＦＴ係数列である。また５ｔ）Ｒ，のフレームについ
ての平均値をＳＤＲとする。一般に、音声信号における
位相特性の変化は、聴覚上、音声品質にあまり影響しな
いとされており、周波数領域での再現性を評価するＳＤ
Ｒは復号音声品質を評価する尺度として有効である。こ
こで、ＳＤＲ，の計算で用いられるＦＦＴのポイント数
は大きい程良いが、計算精度の問題も生じるので以下の
評価ではＮ＝４０９６とし、有音区間について１６フレ
ームの平均をとった値をＳＤＲとした。

（３）評価結果 以上の評価条件で、行ったシミュレーション結果につい
て示す。まず回線シミュレータでは何も処理を加えない
理想回線における転置処理の影響と、転置パターンを時
間的に変化させた可変転置による影響について示し、次
に回線特性を与えた場合の影響を、同期ずれ、群遅延ひ
ずみ、周波数オフセットにってそれぞれ示す。さらに主
観評価による秘話性の評価結果について示す。

（３）−１転置処理の影響 転置パターンを時間的に変化させない固定転置の場合に
ついて、そのスペクトログラムを第７図に示す。同図に
おいて、（ａ）は原音声スペクトルを示しており、スペ
クトルパワーが比較的に低域の方に集中するという音声
信号の特徴が現れているが５山）の秘話スペクトルでは
、それらが広範囲に分散されている。また（Ｃ１の復号
スペクトルでは、殆ど原音のスペクトルが復元されてい
る。尚、第７図において、ｔはスペルトルパワーの測定
の単位時間である。

フィルタタップ数とＳＤＲの関係について第８図に示し
ている。転置処理を行わない場合、全てのタップ数でＳ
ＤＲは約３０ｄＢとなるが、転置処理導入の結果、サイ
ドローブ信号と組み換えにより残された残留信号の影響
により劣化がおこるものと思われる。フィルタのタップ
数を増大すると振幅特性が急峻となり、サイドローブの
影響が減少するためＳＤＲ特性が良好となるが、復号音
声の主観評価によれば、ＳＤＲが１５〜２０ｄＢ程度で
も十分良好な音質が得られることが分かった。

（３１−２可変転置の影響 可変転置を行った場合、フィルタの応答特性のために、
転置パターンの切り換えを行った直後のフィルタ内の残
留信号が全て送出されるまでの間、それらが雑音として
観測される。理想フィルタの様にタップ数が非常に長い
場合は事実上可変転置は不可能となるが、比較的短く構
成できる場合は、ある程度の品質劣化は認められるもの
の、それが可能である。第９図にタップ数をパラメータ
として可変転置を行った場合の転置周期とＳＤＲの関係
について示している。この結果より、転置周期が１７４
秒程度までならば復号音声品質にあまり影響がないこと
が分かった。

（３１−−３同期ずれの影 同期ずれによる復号品質への影響を第１０図に示してい
る。帯域分割数が３２の場合、信号処理方式の構成上、
１６サンプルずれが最大のずれを生じたことになるが、
その場合でも、劣化は２〜３ｄＢであり、固定転置の場
合は、殆ど同期回路を必要としないことが分かる。また
可変転置方式の場合には、フレーム同期を取る必要があ
るが、あまり高い同期精度は要求されない。

（３）−４群遅延ひずみの影響 回線の群遅延ひずみによる復号品質への影響を第１１図
に示す、同図において群遅延時間とは、３００Ｈｚ及び
３３００Ｈｚ周辺の群遅延を示している。群遅延１　、
５＋ｗｓは、はぼＮＴＴ　ｌ　リンクの特性に相当する
。

結果より、　ＮＴＴ　１〜２リンク程度であれば遅延等
化を行なわなくても、あまり品質は劣化しない、またそ
れ以上の群遅延についても著しい劣化は紹められないの
で、簡単な固定等花器程度でも十分対応することができ
る。

（３）−５オフセットの 回線の周波数オフセットによる復号品質への影響を第１
２図に示す３周波数オフセットにより、各帯域の一部が
他の帯域にずれ込み、別の帯域信号として復号されるこ
とにより復号品質劣化が起こる。本シミュレーションで
は、帯域分割数が３２であり１帯域あたり１２５Ｈｚ　
と広いため、各帯域幅に対するこの劣化が起こる割合が
少ない。実際の回線では１周波数オフセットは最大４Ｈ
ｚ程度の範囲であるので、特にキャンセリング装置を付
加する必要はない。

（３）−６秘話性評価 本秘話方式の秘話了解度を評価するために、数字了解度
試験を行った。これは４桁の数字を読み上げ、それらを
スクランブルした音声を聞いて、元の数字を推測するも
ので、スクランブラの秘話性を定量的に比較評価できる
試験として広く用いられている。対象とする音声は数字
であるので、でたらめに回答しても正解となる確率は１
０％である。４桁のスクランブルされた数字を１５組用
い、所内の未熟練者男女２０名により評価を行った。そ
の結果、平均了解度は１３．５％であった。帯域分割数
の多い他のスクランブラと同等またはそれ以上の高い秘
話強度が得られた。

（４）むすび ＴＭＵＸ技術を応用した、アナログ音声信号のスクラン
ブラについて提案し、その信号処理構成及び、フィルタ
設計法について述べた。また大型計算機を使った計算機
シミュレーションを行い、復号音声品質、各種回線特性
による影響、及び秘話了解度の評価を行った。その結果
、復号音声品質については、ＳＤＲが１５〜２０ｄＢの
十分良好な復号品質が得られた。また群遅延ひずみ、同
期ずれ、周波数オフセ・ノド等の回線特性の影響による
品質劣化は３〜５ｄＢと、あまり影響を受けないことが
分かり、装置コストを軽減できる経済性に優れた方式で
あることが分かった。さらに秘話性については、数字了
解度試験を行った結果１３．５χとなり、従来の帯域分
割置換秘話方式と同程度かそれ以上の高い秘話性を有す
ることを示した。以上により、本秘話方式は、秘話性、
経済性、復号品質共に優れた秘話方式であることが明ら
かとなった。

次に、音声帯域分割部の原理および音声帯域合成部の原
理を詳述する。

■音声帯域分割部の原理 音声帯域を４分割する場合の原理自体は従来技術に属し
、その手法は第１４図に示されている。以下の説明では
帯域分割数をＮとする。音声入力の信号系列をｘ（ｎＴ
）、そのＺ変換表示をＸ　（ｚ）とする。ここでＴ＝１
／ｆ、　＝１／８ＫＨｚである。音声の帯域を切り出す
ための基準となるローパス実フィルタの伝達関数をＨ（
ｚ）　とする。このときβ影信号処理方式（前記文献（
７）参照）の基本帯域に相当する図中のチャネル＃０を
切り出すためのフィルタをＨｏ（ｚ）とする。さらに音
声信号系列をＨｏ（ｚ）で切り出すために２にチャネル
分帯域を周波数軸上で負方向ヘシフトした系列をＸｍ（
ｚ）とし、これにより切り出された各帯域のサブバンド
信号をＳ　ｈ　（ｚ）　とすると ５ｋ（ｚ）＝Ｈｏ（ｚ）　Ｘｋ（ｚ）　　　　　　　　
−（１１で表される。ここでＨｏ（ｚ）は、基準フィル
タＨ（ｚ）を１／２帯域分だけシフトしたものに相当す
るので、 Ｈａ（ｚ）＝Ｈ［Ｚｅｘｐ　（ｊ２ｙｒ（１／４Ｎ）ｌ
　　］　　−（２）となる。また、Ｈｏ（ｚ）はＮ個の
サブフィルタに分解すると、 で表されるので、（２）式より、 となる。ここに、Ｅ＝ｅｘｐ（−ｊ２π／４Ｎ）である
。

一方、入力信号系列Ｘｋ（ｚ）は原人力信号系列Ｘ　（
ｚ）を２に帯域分だけ負方向ヘシフトしたものであり、 Ｘｍ（ｚ）　−Ｘ　　［Ｚｅｘｐ　　（ｊ２　π（−に
／Ｎ））　　コ　　・（５１で表さる。また入力信号系
列Ｘｋ（ｚ）は分解するのように表されるので、 （５）式より、 となる。

ここに、 Ｗ＝ｅｘｐ（ ｊ２π／Ｎ） である。

（４）。

（７）式をそれぞれ（１）に代入すると、となる。

５ｋ（ｚ） をＮ分の１に間引いた信号系列 となり、 上式を行列表示すると、 Ｓ　（ｚ’） −Ｗ　＠　Ｅ−Ｈ（ｚ’）　・Ｘ”（ｚ）「 Ｘ＝　　　［Ｘｏ　　　Ｘｚ　　　　　　　−Ｘｓ−’
＋］”ＷはＮ点複素ＤＦＴ（Ｎが２の巾乗のときはＦＦ
Ｔが利用可能）で実現することができる。Ｅは基準フィ
ルタを１７２帯域分シフトするために必要となる位相シ
フト項である。ディジタルフィルタの係数としては、複
素係数を用いることになるが、入力信号系列が実数部の
みであるので演算量としては、実フィルタと等価である
。得られたサブバンド信号のうち、Ｎ／２−１からＮ−
１までの後半の信号列は図３の反転回路で反転処理され
、転置処理が行われる。

■音声帯域合成部の原理 ４分割された帯域を合成する場合の原理自体も従来技術
に属し、第１５図に示す。なお、帯域分割数をＮとする
と、転置後のＮ／２−１からＮ−１までの後半のサブバ
ンド信号についても、予め第３図の反転回路で反転され
ているものとする。

ｋ番目のチャネルのフィルタの伝達関数と周波数領域で
転置されたサブバンド信号をそれぞれＨｋ（ｚ）　、　
Ｐ　ｋ（ｚＮ）　とし、合成された出力信号列のＺ変換
表示 をＹ　（ｚ）　　とすると、 で表される。ここで、Ｈｋ（ｚ）　は図２に示す様にＨ
（ｚ）を（２に＋　（１／２）　）帯域骨だけシフトし
たものであり、 で与えられる。ここでＨｋ（ｚ）をＮ個のサブフィルタ
に分解すると、 Ｈｍ（ｚ）　　−ΣＺ−”Ｈｋ（ｚ′′）＋＋＋α美 ＠式より、 となる。

００式より、 となる。

これを行列表示すると、 Ｙ　（ｚ）＝　Ｈ（ｚ’） −Ｗ− ｐＴ（ｚＮ） となり、 ここに、 αｅ Ｐ＝　　　［Ｐｏ　　　Ｐｚ　　　　　　　−ＰＨ−１
］”ＷはＮ点複素逆ＦＦＴを利用できる。Ｈ（ｚ’）は
入力信号が複素数で出力側が実数部のみの複素ディジタ
ルフィルタとなる。以上の処理で得られた出力信号Ｙ　
（ｚ）は複素信号列であり、その実数部の時系列のみを
取り出すことによって、０周波数を軸として折り重ねら
れた秘話スペクトルＲｅ［Ｙ（２）］が得られる。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、転置
手段の前後に周波数反転手段を設けたことにより、たと
え秘話化された音声が、周波数オフセットが存在する回
線を通過したとしても、オフセット周波数分のずれしか
影響がなく、秘話化による著しい復号音声品質劣化の原
因とはならない。

また、正順に間引きし、且つ高速フーリエ変換器を用い
たことにより、入力信号は音声帯域内（ベースバンド内
）で処理されることになり、入力信号の分割後の小帯域
信号の位相が一致することになり、復号音声信号の品質
は一層向上する。

さらに、複素ポリフェーズディジタルフィルターとして
余弦ロールオフフィルターを用いたことにより、信号処
理における符号量干渉が軽減される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、 第３図は第２図における周波数反転化の構成を示すブロ
ック図、 第４図は本発明の第２の実施例を示すブロック図、 第５図は本発明の実施例により複素ポリフェーズディジ
タルフィルターに用いられる余弦ロールオフフィルター
の特性を示すグラフ、 第６図は本発明の実施例の効果を試験するためのシミュ
レーションシステムを示すブロック図、第７図は原音声
、秘話化した音声および復号化した音声のスペクトログ
ラムを示す図、第８図は本発明の実施例におけるフィル
タータップ数のＳＤＲの関係を示すグラフ、 第９図は本発明の実施例における転置周期とＳＤＲの関
係を示すグラフ、 第１０図は本発明の実施例における同期ずれとＳＤＲの
関係を示すグラフ、 第１１図は本発明の実施例における群遅延ひずみとＳＤ
Ｒの関係を示すグラフ、 第１２図は本発明の実施例における周波数オフセットと
ＳＤＲとの関係を示すグラフ、 題１３図は従来の秘話装置を示すブロック図、８１４図
は音声帯域分割の原理を示す図、題１５図は音声帯域合
成の原理を示す図である。 図において、 １は間引き手段、 ２−〇〜２−（ｎ−１）および８−０〜８−（ｎ−１）
は複素ポリフェーズディジタルフィルター ３−０〜３−（ｎ−１）および７−０〜７８ｎ−１）は
位相シフト部、 ４および６は高速逆フーリエ変換器、 ４ａは高速フーリエ変換器、 ５は転置手段、 １０ｉ〜１０（ｎ−１）およびｌｌｉ〜１（ｎ−１）は
周波数反転回路 １２は小帯域信号出力手段、 １３は小帯域信号合成手段である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、音声帯域を含む所定の周波数帯域の信号を分割置換
   して秘話化する音声秘話装置において、該所定の周波数
   帯域の分割単位をｎ分割とすると、 入力サンプリング信号の間引き間隔をｎとしてｎ個おき
   に入力の逆順に間引き、該入力サンプリング信号のサン
   プリング周波数の１／ｎの周波数でｎ個のサンプリング
   された低速の信号を出力するように間引きしてｎ個の周
   波数帯域の複素信号に変換する入力信号間引き部分、該
   入力信号間引き部分から出力される複素信号を、第１の
   複素ポリフェーズディジタルフィルター部、第１の位相
   シフト部及び第１の高速逆フーリエ変換器を用いて、小
   帯域信号に変換する第１の小帯域信号出力手段と、 該小帯域信号のすべての周波数帯域を正転または反転の
   何れかに統一すべく該小帯域信号の一部の周波数を反転
   する第１の周波数帯域反転手段と、該小帯域信号出力手
   段の出力のうち該第１の周波数帯域反転手段により処理
   されないものと、該周波数帯域反転手段の出力との各小
   帯域の信号を入れ換える転置手段と、 該転置手段により転置された小帯域信号のうち該第１の
   周波数帯域反転手段により反転された帯域の周波数に対
   応する周波数を反転する第２の周波数反転手段と、 該第２の周波数反転手段の出力と該転置手段の出力のう
   ち該第２の周波数反転手段により処理されないものとの
   小帯域信号を合成するための第２の高速逆フーリエ変換
   器、第２の位相シフト部、第２の複素ポリフェーズディ
   ジタルフィルター部及び信号補間部からなる第２の小帯
   域信号出力手段とを備えた音声秘話装置。 ２、前記第１および第２の周波数反転手段は、奇数番目
   の小帯域の周波数を反転するものである請求項の１に記
   載の音声秘話装置。 ３、前記第１および第２のの周波数反転手段は、偶数番
   目の小帯域の周波数を反転するものである請求項の１に
   記載の音声秘話装置。 ４、音声帯域を含む所定の周波数帯域の信号を分割置換
   して秘話化する音声秘話装置において、該所定の周波数
   帯域の分割単位をｎ分割とすると、 入力サンプリング信号の間引き間隔をｎとしてｎ個おき
   に入力と同一の正順に間引き、該入力サンプリング信号
   のサンプリング周波数の１／ｎの周波数でｎ個のサンプ
   リングされた低速の信号を出力するように間引きしてｎ
   個の周波数帯域の複素信号に変換する入力信号間引き部
   分、該入力信号間引き部分から出力される複素信号を、
   第１の複素ポリフェーズディジタルフィルター部、第１
   の位相シフト部及び第１の高速フーリエ変換器を用いて
   、小帯域信号に変換する第１の小帯域信号出力手段と、 該小帯域信号のすべての周波数帯域を正転または反転の
   何れかに統一すべく該小帯域信号の一部の周波数を反転
   する第１の周波数帯域反転手段と、該小帯域信号出力手
   段の出力のうち該第１の周波数帯域反転手段により処理
   されないものと、該周波数帯域反転手段の出力との各小
   帯域の信号を入れ換える転置手段と、 該転置手段により転置された小帯域信号のうち該第１の
   周波数帯域反転手段により反転された帯域の周波数を反
   転する第２の周波数反転手段と、該第２の周波数反転手
   段の出力と該転置手段の出力のうち該第２の周波数反転
   手段により処理されないものとの小帯域信号を合成する
   ための第２の高速逆フーリエ変換器、第２の位相シフト
   部、第２の複素ポリフェーズディジタルフィルター部及
   び信号補間部からなる第２の小帯域信号出力手段とを備
   えた音声秘話装置。 ５、前記第１及び第２の複素ポリフェーズディジタルフ
   ィルターとして、余弦ロールオフフィルターを用いる請
   求項の１または４に記載の音声秘話装置。