JPS6345933A

JPS6345933A - 秘話装置

Info

Publication number: JPS6345933A
Application number: JP61295828A
Authority: JP
Inventors: Satoru Taguchi; 哲田口
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1986-04-15
Filing date: 1986-12-11
Publication date: 1988-02-26
Also published as: CA1260542A; JPH0453463B2; US4817141A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は秘話装置に関し、特に音声入力に代えてその音
声パラメータ、すなわちスペクトル包絡パラメータと音
源情報とを伝送することによって通信内容の秘匿化を図
る秘話装置の選択性フェージングの改善に関する。

〔従来の技術〕

音声入力をそのまま伝送する代ヤに、音声パラメータと
してのスペクトル包絡と音源情報とで代表して伝送し通
信内容の秘匿化を図る秘話装置は、基本的に高度の秘匿
性が得られるなどの特徴を反映し多くの利用分野で多用
されている。

このような秘話装置では、音声入力の巨視的スペクトル
分布を示すスペクトル包絡パラメータと、微視的スペク
トル分布を示す音源情報を音声入力に代えて伝送するこ
とによって通信内容の秘匿化を図るという手段がとられ
ている。ただし、通常音源情報としてはＶ（Ｖｏｉｃｅ
、有声）　／　ＵＶ　（Ｕｎ　−Ｖｏｉｃｅ、無声）情
報、ピッチ周期、ならびに音源の強さが利用される。

このような音声パラメータを短波などの無線周波数を利
用して伝送するには、ボコーダの如き低速Ｃ０ＤＥＣ利
用したうえ、さらに運用周波数帯域を複数のサブキャリ
ア帯域に分割し、これら各サブキャリア帯域を介して音
声パラメータの伝送を行ない伝送路の擾乱等にも対処し
た形式のものが利用されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述した従来の秘話装置は、電離層による反射を介して
送信側から受信側に伝搬する伝送路でマルチパスが形成
され、音声帯域に比して充分狭い周波数帯域幅の選択性
フェージングが多発し、このような伝送路でのマルチパ
ス伝搬波の相互干渉によるヌル（ｎｕｔｔ）受信が複数
個発生する。さらに移動通信ではパス径路差と搬送周波
数とに関連しつつとのヌル周波数が高速かつランダムな
速度で移動し、従って限定された運用情況以外の環境で
は装置運用ができないという欠点がある。

本発明の目的は上述した欠点を除去し、音声帯域内で行
なう周波数ダイパーシティ手段を備えて音声パラメータ
伝送による秘話通信を行なうことニヨシ、マルチパス伝
搬によるフェージングの影響を避けた秘話装置を提供す
ることにある。

〔問題点を解決するだめの手段〕

本発明の秘話装置は、音声入力を分析して音声パラメー
タを抽出するとともに音声パラメータから原音声入力を
合成する音声パラメータ分析／合成手段と、音声パラメ
ータを構成要素ごとに所定の周波数領域データに変換す
るとともにこの変換された周波数領域データを原音声パ
ラメータに変換する音声パラメータ／周波数相互変換手
段と、音声帯域内で実施する周波数ダイパシティ手段と
を備えて構成される。

〔実施例〕

次に本発明について図面を参照して詳細に許可する。

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図である
。

音声入力はＬＰＦ（Ｌｏｗ　Ｐａ５ｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）
Ｉで４）ｃＨｚを遮断周波数とする高域遮断を行なった
のちＡ／Ｄコンバータ２に供給され、８ｋＨ２のサンプ
リング周波数で標本化したものを１２ビツトのビット数
で量子化され、ＬＳＰ分析器３およびピッチ抽出器４、
Ｖ／ＵＶ判別器５にそれぞれ供給される。

ＬＳＰ分析器３は１００Ｉ（ｚ、すなわち１０ｍ５ＥＣ
ごとにこれを分析周期として入力の１０次のＬＰＣ（Ｌ
ｉｎｅａｒ　Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ　Ｃｏｄｉｎｇ）係
数を抽出し、さらにこのＬＰＣ係数から１０次のＬ　Ｓ
　Ｐ　（ＬｉｎｅＳｐｅｃｔｒｕｍ　Ｐａ１ｒｓ）周波
数を得て、これを周波数変換器７に供給するとともに分
析周期ごとの短時間平均音声電力を電力コンパウンダ６
に供給する。

上述したＬＳＰ周波数は分析周期ごとの音声入力のスペ
クトル包絡を示し、その周波数はは＃？ｉ″０〜４ｋＨ
ｚの範囲に分布する。

ピッチ抽出器４は１０ｍ５ＥＣの分析周期で入力のピッ
チ周波数を抽出してこれを周波数変換器９に提供し、ま
たＶ／ＵＶ判定器も１０ｍ５ＥＣの分析周期で入力の有
声／無声情報を抽出し、これを周波数変換器９および線
形変換器１２に供給する。

また、電力コンパウンダ６は、入力した短時間平均音声
電力に所定の非線形圧縮を施しこれを周波数発生器８に
電力データとして提供する。

上述したピッチ、Ｖ／’ＵＶ、電力に関する情報は音源
情報であシスベクトル包絡情報とともに音声パラメータ
を形成するものである。

さて、周波数変換器７は、入力したＬＳＰ周波数データ
の占有周波数帯域を０〜４　ＫＨｚから０．２〜Ｉ　Ｋ
Ｈｚの範囲に線形変換する。また、周波数発生器８は、
入力した電力データのレベルに応じ０．１〜０．２　Ｋ
Ｈｚの範囲の周波数に変換する。さらに周波数変換器９
は■Δ■情報を受けつつ、入力したピッチ周波数をＵＶ
の場合は零で■の場合はその大きさに応じて特定周波数
から０．１ＫＨｚまでの周波数に変換し、こうして音源
情報はすべて０〜Ｉ　ＫＨｚ帯域の周波数に変換され、
それぞれ線形補間器１０，１１．１２に供給される。な
お、上述した周波数変換において、■β■情報が周波数
変換器９に提供され有声／無声情報を考慮したピッチ周
波数の周波数変換を行なわせる。

線形補間器１０．１１および１２はこうして入力するデ
ータに対し２ＫＨｚのタイミングで線形補間を実施する
。このタイミングは基本的には８　）Ｇ（ｚが必要であ
るが、後述する理由によｆｉＬＰＦ１３゜１４．１５お
よびトーンジェネレータ１６とともに２ＫＨｚのタイミ
ングが利用されている。

トランスバーサル型フィルタとして構成するＬＰＦ１３
，１４および１５はそれぞれ２ＫＨｚのりＣ１７りで駆
動され、ＩＫＨｚ、０．２ＫＨｚ、および０．１ＫＨ２
の高域遮断周波数を有し、フィルタリングしたＬＳＰ周
波数データ、電力周波数データ、ピッチ周波数データを
マルチトーンジェネレータ１６に供給する。

第２図は第１図の実施例におけるマルチトーンジェネレ
ータ１６の部分を詳細に示すブロック図である。

ＬＰＦ１３から提供されたＬＳＰ周波数データは、周波
数変換され、線形補間された１０次のＬｓｐ周波数、（
Ｃ１）、（Ｃ２）・・・・−・（Ｃ１０）であシ、これ
ら１０個の周波数とともに電力周波数データ、■Ａバ情
報を含むピッチ周波数データがマルチトーンジェネレー
タ１６内蔵のトーンジェネレータ（１）〜（１０）１６
１−１〜１６１−１０．（１１）１６１−１１゜（１２
）１６１−１２に供給される。これら各トーンジェネレ
ータは、たとえばトーンジェネレータ（１）１６１−１
の場合を例とすると、加算器１６１０　、シフトレジス
タ１６１１．ＲＯＭ１６１２等を含んで構成される。シ
フトレジスタ１６１１は１ワードが１３ビツト（θ〜８
１９１ステップ）構成のシフトレジスタで、２ｋＨｚの
クロックで入力を遅延出力させつつこれを入力側に帰還
させ、加算器１６１０で入力との加算を実行させながら
ＲＯＭ１６１２に提供する。従って入力する（Ｃ１）の
値に応じそれぞれ異なる速さで０から８１９１ステツプ
まで立上シ、この立上シ傾斜が（Ｃ１）の値に対応する
こととなる。なお、各入力データは各データが表現する
周波数値に比例する整数である。例えば５００）Ｉｚを
表現する整数値は本実施例では５１２である。

ＲＯＭ１６１２は、Ｏから８１９１のアドレスのそれぞ
れに、たとえばＯで＋１．０　、４０９６で−１，０゜
８１９１でほぼ＋ｔｏの値をとる正弦波データを格納し
ておきシフトレジスタ１６１１の出力に応じて２ｋＨｚ
のタイミングで続出す。従って、こうして続出される出
力は（Ｃ１）の値に対応した周波数を有する正弦波とな
る。入力（Ｃ２）〜（Ｃ１ｏ）および電力周波数データ
、ピッチ周波数データを入力とする各トーンジェネレー
タについても同様にして正弦波出力が得られ、これら１
２波の出力は加算器１６２で加算され２ｋＨｚサンプリ
ングデータとして出力される。

第３図は第１図の実施例における周波数多重化器１７の
部分を詳細に示すブロック図である。この周波数多重化
器は、マルチトーンジェネレータ１６の出力、すなわち
０〜１ｋＨｚＶＣ分布する２ｋＨｚサンプリングデータ
を音声帯域内で所定の複数帯域、本実施例では４チヤン
ネル、すなわち０〜１．１〜２，２〜３．３〜４ｋＨ２
の４帯域に増数表現した８ｋＨｚサンプリングデータと
し、この４チヤンネル伝送による周波数ダイパーシティ
効果によってフェージングの影響を大幅に改善しようと
するものであシ、その詳細は次のとおシである。

第４図は第３図の周波数多重化器の原型を示すブロック
図、第１８図は第４図の周波数多重化器原型の主要信号
の周波数スペクトルの特徴を示す主要信号周波数スペク
トル特徴図である。

以下、第１８図を参照して第４図に示す周波数多重化器
原型を詳細に説明する。

入力端子４１００から入力した第１８図（８４１）に示
すスペクトルを有する８ｋＨｚサンプリングデータのほ
か、電力周波数データ、ピッチ周波数データを含むθ〜
１ｋＨｚ帯域のスペクトルを有するものであシ、これが
マルチトーンジェネレータ１６から供給されるものとす
る。従ってこの場合、第１図の線形補間器１０〜１２、
およびＬＰＦ１３〜１５、カらびにマルチトーンジェネ
レータ１６はいずれも８ｋＨｚのタイミングでドライブ
されているとする。

さて、第４図において、乗算器４１１−１，４１１−３
，４１１−５にはそれぞれｃｏｓ　（１ｋＨｚ　）　、
　ｃｏｓ（２ｋＨｚ）　、　ｃｏｓ　（３ｋＨｚ）が供
給され、入力する８ｋＨｚ　　サンプリングデータ（８
４１）との乗算を実施する。第１８図（８４３）は乗算
結果の一例であシ、乗算器４１１−１の出力を示す。各
乗算結果は加算器４１２−１〜３へ供給される。一方、
乗算器４１１−２，４１１−４，４１１−６　　にはそ
れぞれ５ＩＮ（ＩＫＨｚ）、５ＩＮ（２ＫＨｚ）、５Ｉ
Ｎ（３ＫＨｚ）が供給され、入力する８ＫＨｚサンプリ
ングデータ（８４２）との乗算を行なったのち乗算結果
をそれぞれ加算器４１２−１，４１２−２，４１２−３
へ出力する。乗算器４１１−２，４１１−４，４１１−
６に供給されるサンプリングデータ（３４２）はサンプ
リングデータ（３４１）を１／２遅延子４１８で８ＫＨ
ｚの１／２基本周期遅延せしめたデータである。尚、（
Ｓ４１）の信号成分が全て実数部分の場合、（Ｓ４２）
の信号成分は全て虚数部分となる。加算器４１２−１．
４１２−２゜４１２−３は乗算器４１１−２，４１１−
４，４１１−６の出力を減じる。この結果、加算器４１
２−１は周波数帯域がＩＫＨｚアップシフトした１〜２
ＫＨ２の８１Ｇ（ｚサンプリングデータ系列（８４５）
を、また、加算器４１２−２は周波数帯域が２ＫＨｚア
ツプシフトした２〜３　ＫＨｚの８ＫＨｚサンプリング
デ一タ系列を、さらに加算器４１２−３は周波数帯域を
３ＫＨｚアツプシフトした３〜４　ＫＨｚの８　ＫＨｚ
サンプリングデータ系列を出力する。

これらの各加算器出力は、次にそれぞれＢＰＦ（Ｂａｎ
ｄ　Ｐａ５ｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）４１４，４１５，４１６
で１〜２ＫＨｚ、２〜３ＫＨｚ、３〜４ＫＨｚの帯域に
フィルタリングされ不要な周波数成分を除去される。こ
れら各ＢＰＦは、本実施例の場合、８ＫＨｚでドライブ
されるトランスバーサル型フィルタを利用している。

これら各ＢＰＦの出力は、８ＫＨｚサンプリングデータ
入力のタイミングに対してそれぞれδの遅延時間を発生
するので、０〜Ｉ　ＫＨｚ帯域の８ＫＨｚサンプリング
データを遅延時間ａの遅延回路４１３を介して出力、こ
れを各ＢＰＦの出力とともに加算器４１７を介して出力
端子４１０１に送出し、とここに、Ｏ〜１．１〜２，２
〜３，３〜４ＫＨ２の各周波数帯域に周波数多重化され
た多重化８ＫＨｚのサンプリングデータが得られる。

無論第４図に於いて、遅延回路４１３．ＢＰＦ４１４゜
４１５．４１６は基本的には不要である。

さて、上述した周波数多重化器原型は、サンプリングレ
ートな低減する、いわゆるデシメート処理を利用するこ
とによってかなシ簡素な構成のものに変化しうる。

第５図は第４図の周波数多重化器原型の構成の簡素化を
図った周波数多重化器変換原型の構成を示すブロック図
である。

この周波数多重化器変換原型４２では、入力として０〜
Ｉ　ＫＨｚの８ＫＨｚサンプリングデータの代シに４Ｋ
Ｈｚサンプリングデータを入力端子４２００に受けるも
のとする。

乗算器４２１−１および４２１−２はそれぞれＣ０５（
ＩＫＨ２）および５ＩＮ（ＩＫＨｚ）　をこの４ＫＨｚ
サンプリングデータおよび、この４ＫＨｚサンプリング
データを１／２遅延子４２９で８ＫＨｚの１／２基本周
期遅延せしめた４ＫＨｚサンプリングデータと乗算した
うえ加算器４２２−１で加算後デシメータ４２３−１に
供給する。

また、デシメータ４２３−２には４ＫＨｚサンプリング
データがそのまま提供され、これら２つのデシメータは
入力を２ＫＨｚでサンプリングして出力するデシメート
を行ない、デシメータ４２３−１の出力はＢＰＦ４２４
，４２５に、また、デシメータ４２３−２の出力はＬＰ
Ｆ４２６およびＢＰＦ４２７に供給される。

第６図は第５図の周波数多重化器変換原型の主要信号の
周波数スペクトルの特徴を示す主要信号周波数スペクト
ル特性図である。以下第６図を参照しながら第５図の説
明を続行する。

第６図において、スペクトル（８１）はＯ〜ＩＫＨｚの
周波数範囲に１０次のＬＳＰ周波数、電力ならびにＶ／
ＵＶ情報を含むピッチ周波数に関する情報を有し、その
最大レベルがＬのアナログスペクトルである。

このスペクトル（８１）を、４ＫＨｚのサンプリング周
波数で標本化したものがスペクトル（Ｓ２）であシ、さ
らにスペクトル（Ｓ２）にＣ０８（ＩＫＨｚ）を乗算し
たのがスペクトル（Ｓ３）で表現することができる。

一方、スペクトル（Ｓｌ）を１／２基本周期遅延せしめ
たスペクトルは、第１８図（Ｓ４２）の場合と同様に、
第６図（Ｓ２）を実数成分と仮定した場合の、対応する
虚数成分である。この成分に５ＩＮ（ＩＫＨｚ）　を乗
算したものが第６図（Ｓ４）に示すスペクトルである。

なお、スペクトル（Ｓ３）と（Ｓ４）において、矢印は
離散的に表現したＩＫＨｚ周波数を、また、点線はすべ
てＩ　ＫＨｚを基本周波数とし変調にもとづくリピート
、折返し現象によって生成されるスペクトル系列を表現
するものである。このスペクトル（８３）、（８４）で
はそのレベルがＬ／２に低減される。

さて、スペクトル（Ｓ３）と（Ｓ４）とを加算すること
によってスペクトル（Ｓ５）が発生する。このスペクト
ルはレベルがＬに復旧する。このスペクトル（Ｓ５）は
加算器４２２−１の出力であリデシメータ４２３−１で
２ＫＨｚサンプリングによるデシメートを施されスペク
トル（Ｓ６）として出力される。

一方、デシメータ４２３−２にはスペクトル（Ｓ２）が
供給されデシメートの結果スペクトル（Ｓ８）として出
力される。

ＢＰＦ４２４およびＢＰＦ４２５はそれぞれスペクトル
（Ｓ６）の入力を受けて前者は１〜２ＫＨｚ、後者は３
〜４ＫＨｚの帯域フィルタリングを行ないその出力は加
算器４２２−２に供給されその結果スペクトル（Ｓ６）
の選択抽出が行なわれスペクトル（Ｓ７）が得られ加算
器４２８に供給される。

一方、ＬＰＦ４２６およびＢＰＦ４２７はそれぞれスペ
クトル（Ｓ８）を受けて前者は０〜ＩＫＨｚ、後者は２
〜３ＫＨｚの帯域フィルタリングを行ない、その出力は
加算器４２８で加算されたスペクトル（Ｓ８）の選択抽
出によってスペクトル（Ｓ９）が得られ加算器４２８に
供給される。

加算器４２８は、スペクトル（Ｓ７）と（Ｓ９）とを加
算しスペクトル（１０）を得る。このスペクトル（１０
）は８ＫＨｚサンプリングデータとしてＤ／Ａコンバー
タ１８、ＬＰＦ１９を介してアナログ出力として出力さ
れるが、これがスペクトル（８１１）である。

しかしながら、上述した第５図の周波数多重化器変換原
型の構成もさらに簡素化が図れる。それは、第５図に示
す内容のうち、点線で囲む部分は第６図に示すスペクト
ル（Ｓ６）と（Ｓ８）を発生する部分であるが、次のよ
うにして大幅に簡素化が図れる。

第７図は構成の簡素化を図った第５図に示す周波数多重
化器変換原型のブロック図であ）、第５図の点線で示す
部分は符号反転器４３１、切替器４３２、およびフリッ
プフロップ回路４３３を含む回路によって置換され、他
の部分は第５図の構成と全く同一であるのでこれら同一
の部分に関する詳細な説明は省略する。

さて、第５図の構成の周波数多重化器変換原型において
は、入力は４ＫＨｚサンプリングデータであった。

いま、この４ＫＨｚサンプリングデータを（１）式で示
す８　ＫＨｚサンプリングデータを１／２にデシメート
した系列とする。

”’　Ｘ−３，Ｘ　−２１Ｘ　−１＋　ＸＯ＋ＸＩ　＋
ｘ２　＋Ｘ３＋　Ｘ４＋Ｘ５　＋Ｘ６＋　ｘ７　”・（
１）４ＫＨｚサンプリングデータは（２）式で示される
。

・・・Ｘ　−２＋ＸＯｌ　ｘｔ　＋　ｘａ　ｒ　Ｘｓ　
＋　Ｘｓ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・　（２）さてＣ０８（ＩＫＨｚ）の系列は下記（
３）式で示される。

・・・、０，１．Ｏ，−１，０，１・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・　（３）（２）式の系
列と（３）式の系列との乗算結果は・・・＋　Ｏｅ　ｘ
ｏ　ｌ　Ｏ＊　　Ｘ４　＋　Ｏｔ　ｘａ　　・・・・−
・・・・・・・・・・・・・・・・　（４）一方、４Ｋ
Ｈｚサンプリングデータを１／２基本周期だけ遅延した
４ＫＨｚサンプリングデ一タ系列は、下記（５）式で示
される。

＝”−３＃ｘ−１＋　　ｘｌ　　ｌ　　ｘｓ　Ｉ　　ｘ
５　１　　ｘ７　　　”’　”’　　”°　”’　”’
　”’　　”’　　　　（５）また５ＩＮ（ＩＨｚ）の
系列は下記（６）式で示される。

・・・、−１，０，１、Ｏ，−１、Ｏ，・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・　（６）（５）式の系列
と（６）式の系列との乗算結果は下記（７）式で示され
る。

・・・Ｘ　−３＋　Ｏ＋　ｘｌ　ｌ　Ｏ＋　　Ｘ１ｌＩ
　Ｏｒ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・　
（７）従って、（入力データ）ｘＣＯ８（ＩＫＨｚ）＋
（入力データを１／２遅延したデータ）ｘＳＩＮ（ＩＨ
ｚ）の系列を考えると下記（８）式で示すことができる
。

−・・ｒ　　Ｘ　−３＋　ｘＱ　ｌ　ｘｌ　ｌ　　ｘ４
　ａ　　ｘ５１　ｘｌ、’・・”・””−”　”・（８
）（８）式の系列を２ＫＨｚにデシメートすると下記（
９）式で示す系列が得られる。

・・・ｒ　　Ｘ−４＋　ｘＱ　Ｉ　　Ｘ４＋　Ｘ８＋　
−Ｘ３２　ｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・・　
（９）第７図において入力端子４３００から入力した２
ＫＨｚのサンプリングデータは符号反転器４３１を介し
て、および直接的に切替器４３２に供給される。切替器
４３２はフリップフロップ回路４３３のＱ端子出力によ
って入力を交互に切替えて出力する。フリップフロップ
回路４３３はＤ型フリップフロップ回路のＱ端子出力を
帰還して入力とし、２ＫＨｚをクロック端子ＣＰに受け
てＱ端子出力からＩＫＨｚのパルスを出力、これで切替
器４３２を切替ることによってその出力として第６図に
示すスペクトル（Ｓ６）が得られる。一方、直接ＬＰＦ
４２６およびＢｒＦ４２７に提供される２ＫＨｚサンプ
リングデータはスペクトル（Ｓ８）として供給され、出
力端子４３０１からは第５図の場合と全く同じ出力が取
出される。

このような背景から第１図に示す線形補間器、ＬＰＦ、
ならびにマルチトーンジェネレータはいずれも８　ＫＨ
ｚに代えて２ＫＨｚをサンプリング、ドライブ周波数と
しておシ、これによって大幅な構成の簡素化と演算量の
低減とが図られているのである。

さて、第７図に示す周波数多重化器変換原型４３は、具
体的には前述した周波数多重化器１７によってさらに簡
素な形式で実現できるのである。その理由を詳述すれば
次のとおシである。

第７図におけるＬＰＦも１種のＢＰＦと考えることがで
き、このＬＰＦを含む４１固のＢＰＦをトランスバーサ
ル型フィルタとして構成する場合について考えてみる。

第８図は第７図におけるＢＰＦの基本的構成を示す回路
図である。

ＢｒＦ４４はパスバンドとして１〜２　ＫＨｚを対象と
し、ＢｒＦ４５は３〜４ＫＨｚをパスバンドとするトラ
ンスバーサル型フィルタで、ＢｒＦ４４はｎ個の単位遅
延素子４４１−１〜４４１−ｎ１乗算器４４２−１〜４
４２−（ｎ−１）および加算器４４３を有して構成され
る。なおｒ。−’ｎ−１はフィルタ系数である。

また、ＢｒＦ４５はｎ個の単位遅延素子４５１−１〜４
５１−ｎ、乗算器４５２−１〜４５２−（ｎ−１）およ
び加算器４５３を有して構成される。なお、Ｓ。

〜５（ｎ−１１はフィルタ系数である。

これらＢｒＦ４４とＢｒＦ４５の出力はさらに加算器４
４４で加算されて出力されるが、これら２つのＢＰＦの
機能は容易に１個のＢＰＦによって代表することが可能
であ、りＢＰＦ４６として実現しうる。このｌ３ＰＦ４
６もｎ段のトランスバーサル型フィルタであシ、ｎ個の
単位遅延素子４６１−１〜４６１　　ｎｓ乗算器４６２
−１〜４６２−（ｎ−１）および加算器４６３を備えて
構成される。この場合のフィルタ係数はｔ０〜ｔｎ−１
であシ、ｔ１＝ｒ１＋ｓｌ（１＝＝Ｑ　ｌ　１　ｗ　２
　＋・・・・・・（ｎ−１）である。こうして１〜２Ｋ
Ｈｚ、３〜４ＫＨｚ　をパスバンドとして有するＢＰＦ
が１個のトランスバーサルフィルタで構成できることと
なる。

０〜ＩＫＨｚ、２〜３ＫＨｚのＬＰＦ　、ＢＰＦもこれ
を容易に１個のトランスバーサル型フィルタで構成でき
る。

こうして第７図のＢｒＦ３個は２個のトランスバーサル
型フィルタで実現可能となる。

さて、いま、入力する２　ＫＨｚサンプリングデータを
ｙｏ　ｔ　ｙｌ　＋　’／ｌ　＋・・・・・・・・・と
し、上述した２個の２通過帯域ＢＰＦのうち（１〜２．
３〜４ＫＨｚ）フィルタの方のフィルタ係数を１０．１
□、・・・・・・１ｎ−１とし、（０〜１，２〜３ＫＨ
ｚ）フィルタの係数を”０　＊　ｕｌ　＋・・・・・・
・・・Ｕニー１で表現すると、これらフィルタ係数は一
般的には第９図の（ａ）で示される。

第９図は第７図の周波数多重化器変換原型における処理
内容を説明するだめの周波数多重化処理説明図である。

いま、２ＫＨｚサンプリングデータのあるタイミングに
おける状態をフェーズ０サンプリングデータ（ｂ）　　
テ、たとえばｙ？””・・）’２＋Ｏ＋Ｏ＋０＋Ｙ１＋
Ｏ＋０＋０＝）’ｏ、Ｏ，Ｏ，Ｏで表わされるものとす
る。この場合、フィルタは８ＫＨｚでドライブされるた
め２ＫＨｚサンプリングデータ間の３サンプルポイント
は当然０となる。この場の出力は出力（ｂ）　　として
示され、アンダーラインを引いた部分がそれぞれフェー
ズ０サンプリングデータ（ｂ）　　に対するフィルタ係
数として利用される。次にもう１サンプル進んだフェー
ズ１では、フェーズ１サンプリングデータ（Ｃ）　　お
よび出力（Ｃ）　　によってフィルタ人、出力が表わさ
れ、以下たとえば、フェーズ３サンプリンクテータ（ｄ
）　　および出力（ｄ）、フェーズ４サンプリングデー
タ（ｅ）　　および出力（ｅ）　　等を入出力しつつ、
フェーズ７サンプリングデータ（ｆ）および出力（ｆ）
　　で８ｋＨｚサンプリングの１サイクルぶんが終了し
、再び次のサイクルがフェーズ０サンプリングデータ（
ｇ）　　および出力（ｇ）　　として継続されることと
なる。

上述した多重化処理を要約すると次のようにきる。すな
わち２ＫＨｚサンプリングデータを用意したうえこれを
８ＫＨｚのサンプリング周期でサンプリングして得られ
る（ｂ）−（ｂ）８組の入力のそれぞれに対し、括弧で
示すｍ個のフィルタ係数を乗算したものを加算すること
がその基本処理となるということである。ただし、これ
らのフィルタ係数は、第９図のカッコで示されるように
（１〜２゜３〜４ＫＨｚ　）　Ｂ　Ｐ　Ｆと（０〜１．
２〜３Ｋ）ＰＢＦのフィルタ係数の組合せ加算によって
決定されるもので、−射的には８組ｍ個つまり８ｍ個の
フィルタ係数を必要とする。ここにｍ個は（ｎ＋３）／
４の整数部分として決定されるものであり、またｎはＢ
ＰＦのタップ数であり、４は２ＫＨｚのサンプリングデ
ータを８ＫＨｚでサンプリングすることにもとづく分割
数、ｎに加える３は８ＫＨｚによるサンプリング単位の
タップ端数最大値であシ、たとえばｎ＝３１のＢＰＦを
利用する場合ｍ　＝　８となる。ふたたび第３図に戻っ
て説明を続行する。第３図は上述した処理を実現する周
波数多重化器の構成であり、基本的には（ｍ−１）段の
レジスタと８組ｍ個のフィルタ係数メモリによって第９
図に示す演算を実行するものである。

単位遅延素子１７１−１〜１７１〜（ｍ−１）は２ＫＨ
ｚで動作する（ｍ−１）段のシフトレジスタを形成し、
２ＫＨｚサンプリングデータは直接および２ＫＨｚのタ
イミングで火成にシフトされた状態でデータセレクタ１
７３に提供される。

Ｍビットカウンタ１７２−１は８ＫＨｚのタイミングで
データリセットを行ないつつ高速でカウントしたＭビッ
トを読出しデータセレクタ１７３に供給する。ここでＮ
は前述し九ｍを表現しうるビット数で、ｍ　＝　８の場
合Ｍ＝３となる。

データセレクタ１７３は、こうして８ＫＨｚの周期ごと
にカウントされ読出されるＭビットに対応して決定する
シフトレジスタ回路の出力端子からの入力を選定しつつ
、７エーズ０からフェーズ７まで繰返す８組ｍ個ずつの
入力を得、これを乗算器１７４に供給する。

乗算器１７４には、ＲＯＭ７８から、上述した入力に乗
算すべき８ｍ個のフィルタ係数が提供される。ＲＯＭ１
７８からのフィルタ係数の読出しは、８ＫＨｚで動作す
る３ビツトカウンタ１７９で入力のフェーズＯから７ま
でを火成に設定し、またＭビットカウンタ１７２−１と
同じＭビットカウンタ１７２−２によってＲＯＭ１７８
に格納されている８ｍ個のフィルタ係数のアドレスを決
定しつつ行なわれる。

乗算器１７４では入力とフィルタ係数との乗算を行ない
、加算器１７５を介してシフトレジスタ１７６に供給さ
れる。

シフトレジスタ１７６はフェーズ０からフェーズ７まで
の入力に対するフィルタ係数乗算結果を７エーズごとに
加算器１７５に提供する形式で累積しつつ８ＫＨｚの周
期ぶんごとにこれをシフトレジスタ１７７に供給し８Ｋ
Ｈｚサンプリングデータとして正方せしめる。このよう
にして周波数多重化が容易に実施される。

ふたたび第１図に戻って説明を続行する。周波数多重化
器１７から出力された８ＫＨｚサンプリングデータはＤ
／Ａコンバータ１８でアナログ化されたのちＬＰＦ１９
で不要な高域周波数成分を除去したのち所定の変調形式
の送信信号に変換され、伝送路を介して受信側に周波数
多重化伝送される。

受信側ではこれを復調したのちベースバンドとしての０
〜４ＫＨｚ　、４チヤンネルの成分をＬＰＦ２０を介し
てとシ出し、これをＡ／Ｄコンバータ２１によって８Ｋ
Ｈｚサンプリングレートでディジタル化したうえ電カス
ベクトル分析器２２に供給する。

第１０図は第１図の実施例における電カスベクトル分析
器２２、ピークピッカー２３およびコンバイナ２４の部
分を詳細に示すブロック図である。

Ａ／Ｄコンバータ２１から入力した８ＫＨｚサンプリン
グデータは窓処理器２２１に供給される。

窓処理器２２１は入力データを所定の窓関数で３２ｍ　
Ｓ　Ｅ　Ｃごとに寄処理したうえこれを１００）Ｉｚの
周期で続出し、２５６点フーリエ変換器２２３に供給す
る。上述した窓関数としてはハミング関数を利用し、８
ＫＨｚ、３２ｍ５ＥＣの２５６点のデータとして２５６
点（３２ｍＳＥＣ）ハミング係数発生器２２２から供給
される。

２５６点フーリエ変換器２２３は入力の２５６点フーリ
エ変換を行ないそのデータを電力算出器２２４に送出し
、電力算出を行なうのがこの場合電力算出数は１／２の
１２８点となる。

電力算出器２２４の出力はピークピッカーの最大値検索
器２３１およびピークピッキング器２３２に供給される
。この１２８点電力算出器２２４の出力は、ＩＫＨｚの
なかにそれぞれ１２のピーク値を有する４チヤンネルの
電力データであシ、１２のピーク値はスペクトル包絡を
表わす１０次のＬＳＰ周波数、ならびに音源状報として
の電力、ピッチ周波数に対応するものである。また４チ
ヤンネルは多重化した周波数０〜１．１〜２，２〜３　
および３〜４ＫＨｚの周波数帯域である。

最大値検索器２３１は電力算出器２２４から受ける出力
の最大値を検索し、そのレベルにもとづいてピークピッ
キング器２３２におけるピークピッキングレベル設定信
号を発生する。このピークピッキングレベル設定信号に
よってピークピッキング器２３２はＩＫＨｚ帯域内に含
まれる１２のピーク値に対するピークピッキングを行な
って４チャネル４８個のピーク値に関するデータをコン
バイナ２４に送出する。

コンバイナ２４はピークピッカー２３の出力を３２チヤ
ンネルの電力加算器、電力加算器（１）２４１−１〜電
力加算器（３２）２４１−３２で受ける。この３２個の
個数は電力算出器２２４の出力総サンプル数１２８点の
１／４に相当するもので、電力加算器４チヤンネルに分
布するθポイントから１２７ポイントマでの１２８点の
電力データを同位相の４ポイントふんずつまとめて加算
するもので、たとえば電力加算器２４１−１は４チヤン
ネルの同位相ポイントの４個として０，３２．６４およ
び９６ポイント目の周波数ポイントにおける電力データ
を加算し出力する。

こうして電力増幅器２４１−１〜２４１−３２から出力
される１２個の電力データはピーク周波数検出器２４２
に供給され、補間処理等を利用して電力がピークとなる
１２個のピーク周波数を決定する。

こうして得られた１２個のピーク周波数が、送信側のマ
ルチトーンジェネレータ１６の再生出力となる。このよ
うに、多重化した周波数帯域で音声パラメータを伝送す
る周波数ダイパーシティ手段を介して音声スペクトルを
送、受信することによってフェージングの影響を大幅に
抑圧したものとすることができる。

ふたたび第１図に戻って第１の実施側の説明を続行する
。

コンバイナ２４の出力のうち、ＬＳＰ周波数に関する１
０個のデータは線形補間器２５に、電力周波数に関する
データは線形補間器２６に、また、ピッチ周波数に関す
るデータは線形補間器２７にそれぞれ供給され線形補間
処理を行なう。

線形補間器２５の出力は周波数変換器２８で０、２〜Ｉ
　ＫＨｚの１０次の周波数からθ〜４ＫＨ２の１０次の
原ＬＳＰ周波数へ復元されたのちフィル夕係数としてＬ
ＳＰフィルタ３８に供給される。

ＬＳＦフィルタ３８はＬＳＰ周波数を変換して得られる
αパラメータ、Ｋパラメータ等をフィルタ係数とする全
極型音声合成フィルタである。

周波数変換器２８から出力するＬＳＰ周波数は正規化予
測残差電力発生器３１にも供給され、正規化レベルの予
測残差電力を発生し振幅情報発生器３４に供給する。

線形補間器２６の出力は電力情報発生器２９に供給され
周波数領域データとしての電力データを電力レベルとし
ての電力情報に変換したうえこれを電カニキスパンダ３
２に供給する。

電カニキスパンダ３２は入力した電力情報に対し電力コ
ンパウンダ６で加えられた非線形処理の解除を行ないこ
れを振幅情報発生器３４に供給する。

振幅情報発生器３４はこうして供給される電力情報に対
応して正規化予測残差電力のレベルを実際のレベルに修
正し振幅情報として可変利得増幅器３７の利得調整に利
用する。

さて、線形補間器２７の出力する０〜０．１ＫＨｚ帯域
のピッチ周波数は周波数変換器３０に供給されてもとの
周波数に変換されたあとピッチパルス列発生器３５に供
給されピッチ周波数に対応した周波数のピッチパルス列
を発生し切替器３５を介して可変利得増幅器３７に供給
する。

線形補間器２７はまた、ピッチ周波数に関する情報とと
もに含まれるＶ／ＵＶ情報を周波数変換器３０、ピッチ
パルス列発生器３３に供給してその動作を制御するとと
もに切替器３５にも供給され、Ｖ／ＵＶ情報がＵＶを指
定するときはピッチパルス列発生器３３の出力に代えて
雑音発生器３６の出力を可変利得増幅器３７に提供しう
るよう切替器３５の切替を制御する。

可変利得増幅器３７の出力は音源情報としてＬＳＰフィ
ルタ３８に提供されてこれを駆動し、ディジタルの音声
入力を合成しＤ／Ａコンバータ３９に供給される。

Ｄ／Ａコンバータ３９は入力をアナログ信号に変換しＬ
ＰＦ４０に出力、不要な高周波成分を除去したうえ音声
出力とする。

次に本発明の第２の実施例について説明する。

第１１図は本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。この第２の実施例は周波数多重化器４７のみが第１
の実施例と異なシ他は全く同一であるのでこれら同一内
容に関する詳細な説明は省略する。

第１２図は第１１図の第２の実施例における周波数多重
化器４７の部分を詳細に示すブロック図、第１３図は第
１２図の周波数多重化器の主要信号の周波数スペクトル
の特徴を示す主要信号周波数スペクトル特性図である。

音声入力のスペクトルはスペクトル（Ｓｌ）で示される
がその８ＫＨｚサンプリングデータとしてのスペクトル
（８２１ａ）　　をもつ信号が周波数多重化器４７０入
力として与えられる。この入力はθ〜１　）Ｇ（ｚの帯
域に１０次のＬＳＰ周波数、電力およびＶ／ＵＶ情報を
含むマルチトーンジェネレータ１６の出力である。

周波数多重化器４７の乗算器４７１，４７２はそれぞれ
スペクトル（８２１ａ）および（ｓ２ｉａ）を１／２基
本周期遅延したスペクトル（８２１ｂ）の入力を受けて
ＣＯ８（ＩＫＨｚ）、−８ＩＮ（ＩＫＨｚ）を乗算した
あと加算器４７３に出力する。

乗算器４７１および４７２の出カスベクトル社それぞれ
スペクトル（８２２）および（８２３）として表される
。従って、加算器４７３の出力はこれら２つのスペクト
ルの和のスペクトル分布を有するスペクトル（８２４）
となる。加算器４７３にはさらに８ＫＨｚサンプリング
データとしてのスペクトル（８２１）も加算されその出
力のスペクトルはスペクトル（８２５）として表わされ
る。

次ニこのスペクトル（Ｓ２５）をもつ入力に対し、乗算
器４７４では（’ＱＳ　（２ＫＨｚ）をまた乗算器４７
５では（８２５）を１／２基本周期遅延したものに−Ｓ
　Ｉ　Ｎ　（２ＫＨｚ）を乗算しそれぞれスペクトル（
８２６）およびスペクトル（８２７）をもつ出力を得る
。これら両川力を加算したものがスペクトル（８２８）
とな夛、さらにこれに加算器４７３の出力するスペクト
ル（８２５）が加えられた出力８にＨｚサンプリングデ
ータのスペクトルはスペクトル（８２９）と力る。この
スペクトルのうち０〜４ＫＨｚ　の帯域がアナログ出力
として利用される。

このようにして他の変調形式によって周波数帯域の多重
化が図れる。

第１４図は本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。

この第３の実施例は第１図の実施例における線形補間器
とＬＰＦ、およびマルチトーンジェネレータを２ＫＨｚ
で動作してＤ／Ａコンバータ１８に提供するもので、基
本的にはマルチトーンジェネレータ１６の出力する８Ｋ
Ｈｚサンプリングデータをデシメータ４８で２ＫＨｚの
サンプリング周波数でデシノートすることによって得ら
れるものである。第１４図の点線矢印で示す如く、この
場合は線形補間器１０〜１２．ＬＰＦ１３〜１５、マル
チトーンジェネレータ１６は８ＫＨｚで動作させる。

第１５図は第１４図に示す第３の実施例におけるデシメ
ータ４８の効果を説明するためのデシメータ処理説明図
である。

デシメータ４８に入力する８　ＮＧ（ｚサンプリングデ
ータは２ＫＨｚのサンプリング周波数によるデシメーシ
ョンをかけられ、レピート、折返し現象によって第１５
図に示す２ＫＨｚサンプリングデータを出力する。しか
しながら、このような出力は前述した各線形補間器、Ｌ
ＰＦならびにマルチトーンジェネレータ等を２ＫＨｚで
動作させることによって容易に等測的に置換しうろこと
は明らかで、従って第１４図に示す実線の構成によって
Ｐのスペクトルを有する多重化信号をＤ／Ａコンバータ
１８に提供しうることとなる。

第１６図は本発明の第４の実施例を示すブロック図であ
る。

第４の実施例は周波数多重化器を兼ねる周波数多重化マ
ルチトーンジェネレータ４９を利用している点のみ第１
の実施例と異なり、他の部分は全く同一であるのでこれ
ら同一内容に関する詳細な説明は省略する。

第１７図は第１６図に示す第４の実施例の周波数多重化
マルチトーンジェネレータ４９の部分を詳細に示すブロ
ック図である。

ＬＰＦ１３，１４．１５から出力されるＬＳＰ周波数デ
ータ、電力周波数データ、ピッチ周波数データがマルチ
トーンジェネレータ４９に供給される。

これらの各周波数データは直接マルチトーンジェネレー
タ４９１に、また加算器４９３−１〜４９３−３．４９
５−１〜４９５−３　、および４９７−１〜４９７−３
等を介してそれぞれマルチトーンジェネレータ４９４．
４９６および４９８に供給される。

これら各加算器はそれぞれＩＫＨｚ、２ＫＨｚおよび３
ＫＨｚに相当するディジタルデータと入力缶周波数デー
タとの加算を行ない、その結果をマルチトーンジェネレ
ータに供給することによって、それぞれ入力に対してＩ
ＫＨｚ、２ＫＨｚおよび３　ＫＨｚの周波数シフトを施
すものである。

さて、マルチトーンジェネレータ４９１〜４９８はいず
れも第１図のマルチトーンジェネレータ１６とほぼ同一
の構成内容のものであ＃）、８ＫＨｚによって駆動され
る。

マルチトーンジェネレータ４９１はθ〜ＩＫＨｚの周波
数帯域に分布する０、２〜Ｉ　ＫＨｚの１０次のＬＳＰ
周波数データと、０．１〜０．２ＫＨｚの電力周波数デ
ータおよびθ〜０．１ＫＨｚのＶ／ＵＶ情報を含むピッ
チ周波数データの８　ＫＨｚサンプリングデータを出力
しこれを加算器４９２に供給する。

また、マルチトーンジェネレータ４９４は１〜２ＫＨｚ
の周波数帯域、マルチトーンジェネレータ４９６は２〜
３ＫＨｚの周波数帯域Ｃマルチトーンジェネレータ４９
８は３〜４ＫＨｚの周波数帯域にシフトした状態でマル
チトーンジェネレータ４９１と同じ１２波の出力を発生
し加算器４９２に供給する。

加算器４９２はこれら４周波帯域のマルチトーンジェネ
レータの出力を加算し周波数多重化８ＫＨｚサンプリン
グデータとしてＤ／Ａコンバータ１８に供給する。

本発明は、音声帯域内で実施する周波数ダイパーシティ
手段を備えて音声パラメータによる秘話送受信を行なう
点にその基本的特徴を有するものであシ、上述した第１
〜第４の実施例の変形も種種考えられる。

たとえば、上述した第１〜第４の実施例においては音声
帯域を４分割した周波数帯域を利用する周波数ダイパー
シティ手段としているが、この分割数はフェージング抑
止効果等を配慮し任意に設定できることは明らかである
。

また、これら周波数帯域内で占有すべきスペクトル包絡
、音源情報に関する周波数帯域も任意に設定しうること
も明らかであシ、これらはすべて本発明の主旨を損なう
ことなく容易に実施しうるものである。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、音声パラメータの
伝送を介して秘話通信を行なう秘話装置において、周波
数ダイパーシティ手段を備えたものとすることによりフ
ェージングを大幅に抑圧した秘話装置が実現できるとい
う効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図は第１図の第１の実施例におけるマルチトーンジェネ
レータ１６の部分を詳細に示すブロック図、第３図は第
１図の第１の実施例における周波数多重化器１７の部分
を詳細に示すブロック図、第４図は第３図の周波数多重
化器の原型を示すブロック図、第５図は第４図の周波数
多重化器原型の構成の簡素化を図った周波数多重化器変
換原型の構成を示すブロック図、第６図は第５図の周波
数多重化器変換原型の主要信号の周波数スペクトルの特
徴を示す主要信号周波数スペクトル特性図、第７図は構
成の簡素化を図った第５図に示す周波数多重化器変換原
型のブロック図、第８図は第７図におけるＢＰＦ（バン
ドパスフィルタ）の基本的構成を示す回路図、第９図は
第７図の周波数多重化器変換原型における処理内容を説
明するための周波数多重化処理説明図、第１０図は第１
図の第１の実施例における電カスベクトル分析器２２、
ピークピッカー２３およびコンバイナ２４０部分を詳細
に示すブロック図、第１１図は本発明の第２の実施例の
ブロック図、第１２図は第１１図の第２の実施例におけ
る周波数多重化器４７の部分を詳細に示すブロック図、
第１３図は第１２図の周波数多重化器の主要信号の周波
数スペクトルの特徴を示す主要信号周波数スペクト′□
ル特性図、第１４図は本発明の第３の実施例を示すブロ
ック図、第１５図は第１４図の第３の実施例におけるデ
シメータ４８の効果を説明するためのデシメータ処理説
明図、第１６図は本発明の第４の実施例を示すブロック
図、第１７図は第１６図の第４の実施例の周波数多重化
マルチトーンジェネレータ４９の部分を詳細に示すブロ
ック図、第１８図は第　図に示す周波数多重化器原型の
主要信号の周波数スペクトルの特徴を示す主要信号周波
数スペクトル特性図である。１・・・・・・ＬＰＦ、２・・・・・・Ａ／Ｄコンバー
タ、３・・・・−ＬＳＰ分析器、４・・・・・・ピッチ
抽出器、５・・・・・・■／ＵＶ判別器、６・・・・・
・電力コンパウンダ、７−・・・・・周波数変換器、８
・・・・・・周波数発生器、９・・・・・・周波数変換
器、１０〜１２・・・・・・線形補間器、１３〜１５・
・・・・・ＬＰＦ、１６・・・・・・マルチトーンジェ
ネレータ、１７・・・・・・周波数多重化器、１８・・
・・・・Ｄ／Ａコンバータ、１９．２０・・・・・・Ｌ
ＰＦ、２１・・・・・・Ａ／Ｄコンバータ、２２・・・
・・・電カスベクトル分析器、２３・・・・・・ピ・・
・クピッカー、２４・・・・・・コンバイナ、２５〜２
７・・・・・・線形補間器、２８・・・・・・周波数変
換器、２９・・・・・・電力情報発生器、３０・・・・
・・周波数変換器、３１・・・・・・正規化予測残差電
力発生器、３２・・・・・・電カニキスパンダ、３３・
・・・・・ピッチパルス列発生器、３４・・・・・・振
幅情報発生器、３５・・・・・・切替器、３６・・・・
・・雑音発生器、３７・・・・・・可変利得増幅器、３
８・・・・・・ＬＳＰフィルタ、３９・・・・・・Ｄ／
Ａコンバータ、４０・・・・・・ＬＰＦ、４７・・・・
・・周波数多重化器、４８・・・・・・デシメータ、４
９・・・・・・周波数多重化マルチトーンジェネレータ
。゛（荊　２　図箔、５　問第　７　垣箭　／夕　図箔７３０

Claims

【特許請求の範囲】

（１）音声入力を分析して音声パラメータを抽出すると
ともに音声パラメータから原音声入力を合成する音声パ
ラメータ分析／合成手段と、音声パラメータを構成要素
ごとに所定の周波数領域データに変換するとともにこの
変換された周波数領域データを原音声パラメータに変換
する音声パラメータ／周波数相互変換手段と、音声帯域
内で実施する周波数ダイバシティ手段とを備えて音声入
力の音声パラメータを介して秘話通信を行なうことを特
徴とする秘話装置。
（２）デシメーシヨンにもとづいて帯域内周波数の組立
てを実施することを特徴とする特許請求範囲第（１）項
記載の秘話装置。