JPH0485766A - データの検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序でこの発明を説明する。

Ａ、産業上の利用分野 Ｂ０発明の概要 Ｃ１従来の技術 り１発明が解決しようとする課題 ８１課題を解決するたｔの手段 Ｆ１作用 Ｇ、実施例 ６１〜実施例の構成（第１図、第２図）Ｇ２一実施例の
動作（第１図〜第８図）Ｈ１発明の効果 Ａ、産業上の利用分野 この発明は、高密度記録に好適な、データの検出方法に
関する。

Ｂ６発明の概要 この発明は、Ｎビット単位の変換データが記録された媒
体の再生信号から変換データを検出するデータの検出方
法において、ｎ個の符号間干渉を許容するように媒体の
再生系の伝送特性を設定すると共に、検出すべきデータ
をＮビット単位とし、この検出すべきデータに対応する
再生信号のパターンと、各変換データに対応するコード
パターン群とを比較して、近似パターンを選定すると共
に、この選定された近似パターンを後続の再生信号の信
号パターンと複数の所定パターンとの比較時に参照する
ことにより、検出時のエラーレイトを低減して、現行の
媒体と記録・再生デバイスとを用いながら、格段の高密
度で記録された変換データを確実に検出することができ
るようにしたものである。

Ｃ１従来の技術 従来、デジタル磁気記録においては、基本的に、デジタ
ル信号の２進値−１，”Ｏ，、＋・と、磁化の極性或は
磁化反転の有無とを対応させている。そして、記録媒体
の物理的特性や、ンステムの伝送帯域などに応じて、例
えばＮＲＺ、ＦＭ、ＭＦＭｃｃＲ（８−１０変換）など
種々の変調（書込み）方式に即したコード化により、２
進値と磁化とを１ビット単位で適宜に対応させている。

一般に、これらの変調方式に対しては、最小磁化反転間
隔（Ｔｍｉｎ　）が大きいこと、最大磁化反転間隔（Ｔ
ｍａｘ　）が小さく局部的な記録密度の変化が小幅であ
ること、直流成分が小さいことなどが要求される。

また、復調（読出し）時は、変調コードの直流分の多寡
に応じて、微分検出または積分検出が用いられ、１ビッ
ト単位の検出により、データの復調を行っている。

上述のような従来のデジタル磁気記録では、符号間干渉
がないことを前提としており、高域での再生信号のレベ
ルが充分高いことが必要となる。

換言すれば、各種変調コードのＴｍ１ｎ　に相当する高
域再生信号のＳ／Ｎによって、記録信号の最高繰返し周
波数と、記録情報の密度が定まる。

二のだ狛、第９図に示すように、現行の最高繰返し周波
数ｆ　ｍａｘ　は、再生レベル−周波数特性の下降領域
で、高Ｓ／Ｎが得られる部分に設定されている。この下
降領域では、記録時や再生時の各種の損失により、再生
信号のレベルが、例えば１２ｄＢ１０ｃｔの勾配で下降
する。

また、第１０図Ａに示すような理想伝送特性（周波数ス
ペクトル）を必要とし、同図已に示すような、ナイキス
トの第１基準を満たす正弦下降形の等化特性が用いられ
る。

なお、同図において、周波数ｆＯは変調コードのＴｍ１
ｎ　に相当するものである。

また、ナイキストの第１基準とは、受信側において、一
定周期毎に波形を標本化したとき、中心以外の標本値が
０となる条件である。

例えば、現行のデジタルオーディオチーブレコーダ（Ｄ
ＡＴ）等で採用されている８−１０変換の場合は、塗布
型メタル（ＭＰ）テープと磁気ヘッドの相対速度が３ｍ
／ｓ強で、最高繰返し周波数ｆ　ｍａｘ　が４．７Ｍｔ
ｌｚに設定されて、ギャップ長は０．２５μｍ、記録波
長は０．６７μｍとなる。この場合、トラックピッチが
１０〜１５μｍで、線記録密度は６０〜ｇＱｋｂｐｉ程
度が概ね限界となる。

Ｄ１発明が解決しようとする課題 ところで、高密度で記録する場合、最高繰返し周波数ｆ
　ｍａｘを高くすることが考えられる。

ところが、例えば２倍に記録密度を上げようとすると、
繰返し周波数２（ｍａｘでは、前出第９図から明らかな
ように、再生信号のレベルが低下して、Ｓ／Ｎが大幅に
劣化し、データの検出が不可能になってしまうという問
題があった。

前述のように、現行の磁気システムは記録媒体と変換デ
バイスとを概ね限界で使用しているので、記録・再生時
の各種損失を低減して、高域での再生信号のレベルを格
段に向上させることはきわめて困難である。

一方、記録密度を高くするときは、次のような再生波形
における符号間干渉の問題が生ずる。

磁気媒体上に１個の磁化反転が孤立して存在する場合、
再生信号として、第１１図に示すようなパルス状の電圧
波形（孤立パルス）が得られる。ニノ孤立パルス、即ち
、インパルス応答の波形は、例えば次の（１）式のよう
にローレンス型の波形に近似され、その時間軸上の広が
り（パルス幅）は、使用される記録系・再生系と磁気媒
体との総合伝送特性によって定まり、通常、波高値の５
０％のレベルでの半値幅Ｗｈ１または実質的に０％のベ
ースレベルでの幅ｗｂで表される。

ｆ（ｔ）−１／　（１士（ｔ／ｌｏ）’）・・・・（１
）複数の磁化反転が一定間隔で連続して存在する場合、
記録密度が粗であれば、再生時に隣接するパルス間の干
渉はなく、再生信号は上述のような孤立パルスを交互に
反転させて連ねただけのものとなる。

記録密度がかなり高くなって、第１２図に示すように、
隣接するパルスの間隔がベースレベルでのパルス幅ｗｂ
の１７２　まで狭くなると、相互に隣接するパルスの裾
が重なり合って、再生信号の波形が孤立パルスとはかな
り異なったものとなる。

同図から明かなように、この段階では、各パルスの波高
値の情報が何等損なわれることなく保存されており、波
形間干渉はあるものの、符号間干渉は発生していない。

記録密度が第１２図の状態よりも高くなると、再生信号
の波高値が低下すると共に、ピーク位置の間隔が大きく
なる非線形の符号間干渉（ビークシフｌ−）　が発生す
る。

更に記録密度が高くなって、例えば、第１３図に示すよ
うに、隣接するパルスの間隔がベースレベルでのパルス
幅ｗｂの１／４　まで狭くなると、パルスの再生波形は
正弦波に近くなり、波高値も著しく低下してしまう。こ
の場合も、各パルスの波高値の情報を損なう符号間干渉
が発生している。

ところで、符号間干渉を利用するものとして、パーシャ
ルレスポンス（Ｐａｒｔｉａｌ　Ｒｅ５ｐｏｎｓｅ）方
式％式％ この方式では、適宜の符号構成によって、例えば、第１
４図に示すように、周波数スペクトルがナイキスト帯域
幅に制限されて、高域成分を必要としない利点がある。

なお、第１４図の特性は、パーシャルレスポンスのクラ
ス４　く変形デュオバイナリ）に対応するものであって
、次の（２）式のように表される。

Ｐ　ｒ　（１，Ｏ４−１）　　−ｓ　ｉ　ｎ（２ｙｒ　
ｆ　／　ｆｏ）　−１２）ところが、前述のような各種
の変調コード自体が符号間干渉を前提としていないため
、パーシャルレスポンス方式を適用しても、その利点を
充分に活用することができないという問題があった。

また、或種の変調コードでは、Ｔｍａｘ　が無限大とな
り、パーシャルレスポンス方式を適用しても、オーバラ
イドないしはクロック再生等のシステム構成上必要な機
能が実現できないという問題があった。

かかる点に鑑み、この発明の目的は、現行の記録媒体と
記録・再生デバイスとを使用しながら、検出時のエラー
レイトを低減して、高密度で記録された変換データを確
実に検出することができるデータの検出方法を提供する
ところにある。

８１課題を解決するための手段 この発明は、Ｎビット単位の変換データが記録された媒
体の再生信号から変換データを検出するデータの検出方
法において、ｎ個の符号間干渉を許容するように媒体の
再生系の伝送特性を設定すると共に、検出すべきデータ
をＮビット単位とし、この検出すべきデータに対応する
再生信号の信号パターンと、変換データにより限定され
る複数の所定パターンとを比較し、この複数の所定パタ
ーンかみ信号パターンに近似した近似パターンを選定す
ると共に、この選定された近似パターンを後続の再生信
号の信号パターンと複数の所定パターンとの比較時に参
照してデータを検出するようにしたデータの検出方法で
ある。

Ｆ１作用 この発明によれば、現行の記録媒体と記録・再生デバイ
スとを使用しながら、検出時のエラーレイトが低減され
て、高密度で記録された変換データが確実に検出される
。

Ｇ、実施例 以下、第１５！Ｊ〜第８図を参照しながら、この発明に
よるデータの検出方法の一実施例について説明する。

Ｇ１一実施例の構成 この発明の一実施例が適用される磁気システムの全体の
構成を第１図に示し、その要部の構成を第２図に示す。

第１図において、（１０）は記録系であって、端子ＩＮ
からのオーディオ信号、ビデオ信号等のアナログ信号が
、Ａ−Ｄ変換器（１１）を介して、データ生成回路（１
２）に供給され、システムフォーマットに則した記録デ
ータが生成される。（１３）はデータ変換回路であって
、後出第１表に示すような変換コードが格納されたＲＯ
Ｍテーブルを備える。生成回路（１２）の出力がデータ
変換回路（ＲＯＭ＞　（１３）に供給されて、この変換
回路（１３）から出力されたシンボルデータが、記録増
幅器（１４）を介して、磁気ヘッド（１）に供給され、
磁気テープＭＴに直接記録される。

（２０）は再生系であって、磁気テープＭＴから磁気ヘ
ッド（２）により再生された信号（微分波形）が、再生
増幅器（２１）を介して、積分器と低域フィルタからな
る波形等化回路（２２）に供給される。この等化回路（
２２）の出力がＡ−Ｄ変換器（２３）に供給されて、例
えば８ビツトのデータに変換されると共に、ＰＬＬ回路
（２４）に供給され、Ａ−Ｄ変換器（２３）には、同期
信号として、ＰＬＬ回路（２４）の出力が供給される。

（３０）はデータ検出回路であって、その詳細構成は後
述する。このデータ検出回路（３０）にはＡ−Ｄ変換器
（２３）の出力が供給され、検出されたシンボルデータ
が復号回路（２４）に供給されて、原データに復号され
、出力端子ＯＵＴ　に導出される。

第２図において、データ検出回路（３０）の入力端子（
３０ｉ）　　から、一連のパターンデータが同期検出回
路（３１）に直接供給されると共に、ハンファ（３２）
を介して、複数の減算器（３３ａ）〜（３３ｍ）に共通
に供給される。（３４ａ）〜（３４ｍ）は基準値ＲＯＭ
であって、基準として選定された各コードパターンの波
形値がそれぞれ格納される。同期検出回路（３１）の出
力が各ＲＯＭ　（３４ａ）　〜（３４ｍ）に共通に供給
され、コノＲＯＭ（３４ａ）〜（３４ｍ）の出力がそれ
ぞれ対応する減算器（３３ａ）〜（３３ｍ）に供給され
る。

（３５ａ）〜（３５ｍ）はパターン距離演算回路、（３
６）は最小値選定回路であって、演算回路（３５ａ）〜
（３５ｍ）には減算器（３３ａ）〜（３３ｍ）の出力が
それぞれ供給され、各演算回路（３５ａ）〜（３５ｍ）
の出力が最小値選定回路り３６）に供給されて、各コー
ドパターンの波形値に最短距離のパターンデータが出力
端子（３０ｏ）に導出される。

更に、この実施例では、最小値選定回路（３６）の出力
が、遅延回路（３７）を介して、各基準値ＲＯＭ（３４
ａ）〜（３４ｍ）にフィードバックされる。

なお、コードパターン及びパターン距離については、次
項で詳述する。

Ｇ２一実施例の動作 次に、第３図〜第８図をも参照しながら、二の発明の一
実施例の動作について説明する。

この実施例では、後述のようベクトル符号化のため、記
録最高繰返し周波数ｆ○と孤立パルスのベースレベルで
のパルス幅ｗｂ　との関係が次の（３）式のように設定
されて、パルス幅ｗｂ　がサンプリング周期の４倍と等
しくなり、第３図及び第４図に示すように、各孤立パル
スのパルス幅ｗｂ　内に３個のサンプリング点が含まれ
る。

Ｗｂ　＝　１／４　・ｆｏ　　　　　　　　−４３）こ
の胡細書では、上述のような状態を３個の符号間干渉が
許容される状態と呼び、また、各孤立パルスのパルス幅
ｗｂ内にｎ個のサンプリング点が含まれる状態をｎ個の
符号間干渉が許容される状態と呼ぶことにする。

この実施例では、記録系（１０）のデータ変換回路（Ｒ
ＯＭ）（１３）において、次の第１表に示すように、２
ビット単位の原データを４ビット単位の変換データ（変
調コード）に変換する２−４変換が行われる。

第１表 第１表の変換データは、通常の４ビツトの１６個のデー
タパターン中、「０」と「１」がそれぞれ同数で、［３
／４１．　［０１となるものであり、次のようにして選
択される。

まず、伝送路の特性に応じて許容される符号間干渉数を
ｎとして、次の第２表及び第５図に示すような、中心か
ら線形に減少するように分布する重み付は係数が用意さ
れる。

次に、この重み付は係数を用いて、第１表の各変換デー
タ「〇二をｒ−Ｉ　Ｊにそれぞれ置換した置換データの
Ｎ個の符号中、それぞれ連続するｎ個の符号に対して重
み付けがなされる。

第２表 第２表及び第５図に示すような重み付は係数ｗ３１．　
　ｗ３２．　　ｗ３３　（ｗ３１＝ｗ３３）を用いて、
第１表の１．」番目の変換データにそれぞれ対応する置
換データの各４個の符号ｂｉｌ〜ｂｉ４．ｂｊｌ〜ｂｊ
４中、それぞれ連続する３個の符号に対して重み付けが
なされる。

この重み付けされた各３個の符号が次の（４）式のよう
に加算されて、第１表の１，３番目の中間系列の１．２
番目の符号Ｕ＋１．　　Ｕ＋２　：　ＵＪＩ、　　ＵＦ
４がそれぞれ形成される。

Ｕｉ１＝ｗ３１ｂｉ１＋ｗ３２ｂｉ２＋ｗ３３ｂｉ３　
　）第１表から明らかなように、中間系列はそれぞれ異
なっており、非類似の度合を表すコード距離ｖＩＪは、
１対の中間系列Ｕｉ、Ｕｊ　の各に番目の符号の差の絶
対値の総和として、次の（５）式のように定義される。

Ｖｉｊ＝　ｌ　０ｉｌ−Ｕｊｌ　ｌ　＋ｉ　Ｕｉ２−Ｕ
ｊ２ΣＩ［Ｊｉｋ　−Ｕｊｋ　ｌ　　　　　　　・・・
・（５）この実施例では、このコード距離Ｖ１」が重み
付けの規準値の２倍以上となるような変換データが、第
１表の変調コードとして選択される。そして、この規準
値は、記録系（１０）及び再生系（２０）の総合伝送特
性に応じたインパルス応答の波高値に対応する。

一方、再生系（２０）では、３個の符号間干渉に対応す
るように、波形等化回路（２２）の等化特性は、パーシ
ャルレスポンスのクラス２に相当する、次の（６）弐及
び第６図に示すようなものが選定される。

Ｐｒ（１，２，１）＝　ｃ　ｏ　ｓ’　　（ｙｒ　　ｆ
　／　ｆｏ）　　−（６）これにより、波形等化回路（
２２）の出力においては、よく知られているように、再
生信号のレベル数が５となる。そして、第１表の各変換
データのデータパターンに固有の再生波形（コードパタ
ーン）が得られる。このコードパターンは、単独では前
出第３図に示すように、また、連続では前出第４図に例
示するようになり、サンプリング点における孤立パルス
のレベルをＡとするとき、４個の孤立パルスが共存する
検出期間Ｔ［］　内の各サンプリング点において［２Ａ
］、　ＪＡｌ、　［Ｏ］、　［−Ａ］。

Ｅ−２Ａ］の５通りの値をそれぞれ取り得る。

また、このコードパターンＰ、Ｑ・・・・の非類似の度
合を表すパターン距離Ｄｐｑは、１対のパターンＰ、Ｑ
の各に番目の符号に対応するサンプリング点での再生出
力レベルをそれぞれＳｐｋ、　　Ｓｑｋとして、次の（
７）式のように定義される。

Ｄ９ｑ＝Σｌ　　５ｐｋ−５（ｌｋ　ｌ　・・・・（７
）麗 前出第４図に例示する２連続コードパターン中、先行コ
ードが同じで、検出期間Ｔｄ内の後続コードが異なるよ
うな、実線の１１００・１１００のコードパターンと、
破線の１１００−００１１のコードパターンでは、後続
コードのパターン距離は、Ｄ＝ｎｌ（ｌｋｌで表される
。

第７図に示すように、この実施例においては、第１表の
変換データにそれぞれ対応する４個のコードパターン間
のパターン距離りが、記録系（１０）及び再生系（２０
ンからなる伝送路のインパルス応答の波高値Ａの２−１
Ｍ倍以上となる。

第２図のデータ検出回路（３０）においては、上述のよ
うな各変換データに対応するコードパターンが基準とし
て選定されて、各基準値ＲＯＭ（３４ａ）〜（３４，ｍ
＞　　に格納される。減算器（３３ａ）〜（３３ｍ）に
おいて、このＴＴＩ（＝４＞個のコードパターンと、バ
ッファ（３２）からの４ビット車位の入カバターンがそ
れぞれ比較される。この比較出力に基づいて、演算回路
（３５ａ）〜（３５ｍ）においては、人カバターンと各
コードパターンとのパターン距離が、上述の（７）式に
則して、演算される。

最小値選定回路（３６）においては、各演算回路（３５
ａ）〜（３５ｍ）の出力中、ｍ個のコードパターンのい
ずれかと最短距離Ｄｍｉｎ　にある１個のパターンデー
タが選定され、最尤度（Ｍａｘｉｍａｍ　Ｌｉｋｅｌｙ
ｈｏｏｄ）検出データ、即ち、一番本当らしい検出デー
タとして、出力端子（３００）　　に導出される。

そして、この実施例では、既に確定した先行、＜ターン
の検出データが、４ビット単位の入カバターンに相当す
る遅延時間１　の遅延回路（３７）を介して、各基準値
ＲＯＭ　（３４ａ）　〜（３４ｍ）にフィードバックさ
れ、この先行パターンを参照して、後続入カバターンの
検出処理がなされる。

前出第４図に例示するように、連続再生波形では、実線
の１１００・１１００のコードパターンと、鎖線の００
１１・１１００のコードパターンとのように、先行コー
ドが異なる場合、検出期間Ｔｄ内の後続コードが同一の
であっても、先行コードパターンによって、後続コード
パターンのレベルが大きく変動する。

この実施例では、後続入カバターンの検出処理時に、先
行コードパターンを参照することにより、上述のような
レベル変動の影響を除去して、後続コードパターンを確
実に検出することができて、検出時のエラーレイトが低
減される。

この実施例では、第８図に実線で示すように、例えば１
２０ｋｂＪ）ｉの記録密度のとき、シンボルエラーレイ
トが約５　Ｘｌ０−’となり、同図に鎖線で示したよう
に、現行のＤＡＴ（８−１０変換）が７Ｑｋｂｐｉ強の
記録密度で同じ゛エラーレイトとなるのに比べて、高記
録密度でのエラーレイトが格段に向上している。

Ｈ１発明の効果 以上詳述のように、この発明によれば、Ｎビット単位の
変換データが記録された媒体の再生信号から変換データ
を検出するデータの検出方法において、ｎ個の符号間干
渉を許容するように媒体の再生系の伝送特性を設定する
と共に、検出すべきデータをＮビット単位とし、この検
出すべきデータに対応する再生信号のパターンと、各変
換データに対応するコードパターン群とを比較して、近
似パターンを選定すると共に、この選定された近似パタ
ーンを後続の再生信号の信号パターンと複数の所定パタ
ーンとの比較時に参照するようにしたので、検出時のエ
ラーレイトが低減されて、現行の媒体と記録・再生デバ
イスとを用いながら、格段の高密度で記録された変換デ
ータを確実に検出することができるデータの検出方法が
得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明によるデータの変換及び検出方法の一
実施例の全体の構成を示すブロック図、第２図はこの発
明の一実施例の要部の構成を示すブロック図、第３図及
び第４図はこの発明の一実施例の動作を説明するための
波形図、第５図はこの発明の一実施例の動作を説明する
ための線図、第６図はこの発明の一実施例の他の要部の
特性を示す線図、第７図はこの発明の一実施例の動作を
説明するための路線図、第８図はこの発明の一実施例の
効果を説明するだめの線図、第９図は従来のデジタル磁
気記録の説明のだ給の線図、第１０図は従来例の特性を
示す線図、第１１図、第１２図及び第１３図はこの発明
の説明のための波形図、第１４図は他の従来例の特性を
示す線図である。 （１０）は記録系、（１３）はデータ変換回路（ＲＯＭ
）、（２０）は再生系、（２２）は波形等化回路、（３
０）はデータ検出回路、（３４ａ）　〜（３４ｍ）は基
準値ＲＯＭ、（３６）は最小値選定回路、（３７）は遅
延回路である。 代 理 人 松 隈 秀 盛 第 図 Ｏ 周Ｊ較 第 図 Ｑ ｍ兼数 用濃乾 第１１凶 第１３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｎビット単位の変換データが記録された媒体の再生信号
   から上記変換データを検出するデータの検出方法におい
   て、 ｎ個の符号間干渉を許容するように上記媒体の再生系の
   伝送特性を設定すると共に、 検出すべきデータをＮビット単位とし、 この検出すべきデータに対応する上記再生信号の信号パ
   ターンと、上記変換データにより限定される複数の所定
   パターンとを比較し、 この複数の所定パターンから上記信号パターンに近似し
   た近似パターンを選定すると共に、この選定された近似
   パターンを後続の上記再生信号の信号パターンと上記複
   数の所定パターンとの比較時に参照してデータを検出す
   るようにしたことを特徴とするデータの検出方法。