JPH0487414A - Ｃｒ発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は低電圧動作型のＣＲ発振回路に関する。

（従来の技術） この種のＣＲ発振回路の一例について第７図を参照して
説明する。

第７図において、このＣＲ発振回路は、コンパレータ７
１と、第１．第２の抵抗器Ｒ，，Ｒ２による分圧回路と
、コンデンサＣ２とを含み、前記分圧回路の分圧点にコ
ンパレータ７１の正側入力端子、すなわち非反転入力端
子を接続し、コンデンサＣ１にコンパレータ７１の負側
入力端子、すなわち反転入力端子を接続している。コン
パレータ７１の出力と分圧回路との間には正帰還用の第
３の抵抗器Ｒ１が接続され、フンパレータ７１の出力と
コンデンサＣ１との間には負帰還用の第４の抵抗器Ｒ４
が１１！！されている。

この回路は、電源ＶＣＣが印加されるとコンパレータ７
１の出力がハイレベルとなり、第４の抵抗器Ｒ４を通し
てコンデンサＣ，が充電される。そして、コンデンサＣ
４の充電電圧が非反転入力端子の電圧まで上昇するとコ
ンパレータ７１の出力は反転し、コンデンサＣ１は放電
を始める。このことにより１反転入力端子の電圧が所定
値まで低下するとコンパレータ７１の出力は再びハイレ
ベルとなる。以後、上述の動作を繰り返すことにより出
力端子Ｔ、、１にはコンデンサＣ１の容量と第４の抵抗
器Ｒ４の抵抗値とで決まる周波数の発振出力が得られる
。

（発明が解決しようとする課題） ところで、この種のＣＲ発振回路では、コンパレータ７
１の入力段がＮＰＮ型であるかＰＮＰ型であるかによっ
て電源ｖｃｃの適用範囲が定まる。

通常、ＮＰＮ型の入力段の場合、動作電圧電源ＶＣＣは
−０，１〜１　（Ｖ）程度の範囲であり、　　ＰＮＰ型
の入力段の場合、動作電圧ＶＣＣは−１〜０．２（Ｖ）
程度の範囲である。したがって、上述した発振回路にお
いては、電源ＶＣＣの使用範囲に応じてＰＮＰ型あるい
はＮＰＮ型というように使い分けしなければならないと
いう制約があった。

それ故１本発明の課題は電源電圧の利用範囲を拡大する
ことのできるＣＲ発振回路を提供することにある。

（課題を解決するための手段） 本発明によるＣＲ発振回路は、ＰＮＰ入力段を有する第
１のコンパレータとＮＰＮ入力段を有する第２のコンパ
レータとを含み、前記第１．第２のコンパレータの負側
入力端子には第１．第２の抵抗器による分圧回路を接続
すると共に、正側入力端子には充放電用のコンデンサを
接続し、前記第１のコンパレータの出力にはＮＰＮ型能
動素子を、前記第２のコンパレータの出力にはＰＮＰ型
能動素子をそれぞれ接続し、前記ＮＰＮ型能動素子及び
前記ＰＮＰ型能動素子の出力端子を互いに接続し、該接
続点と前記分圧回路との間に正帰還用の回路を接続する
と共に、前記接続点と前記コンデンサとの間に充放電回
路を接続したことを特徴とする。

なお、前記充放電回路の代わりに、定電流源とカレント
ミラー回路の組合わせにより前記第２のコンパレータの
出力に応じて前記コンデンサの充放電を切り換える回路
を用いても良い。

（実施例） １１図〜第３図を参照して本発明の第１の実施例につい
て説明する。

１１図はＣＲ発振回路の構成図であり、ＰＮＰ入力段を
有する第１のコンパレータ１１とＮＰＮ入力段を有する
第２のコンパレータ１２とを備えた点に特徴を有する。

電源ＶＣＣのラインとアースＧＮＤのラインとの間に、
第１．第２の抵抗器Ｒ１，Ｒ２による分圧回路が接続さ
れ、その分圧点が第１．第２のコンパレータ１１，１２
の各反転入力端子に接続されている。一方、第１．第２
のコンパレータ１１．１２の各非反転入力端子にはコン
デンサＣ１の一端が接続され、コンデンサＣ１の他端は
アースＧＮＤのラインに接続されている。更に、第１の
コンパレータ１１の出力は第６の抵抗器Ｒ８を介して第
２のトランジスタＱ２のベース端子に接続され、第２の
コンパレータ１２の出力は、第５の抵抗器Ｒ５を介して
第１のトランジスタＱ１のベース端子に接続されている
。

第１．第２のトランジスタＱ１．Ｑ２はそのコレクタ端
子が相互に接続されており、更に、第１のトランジスタ
Ｑ、はそのエミッタ端子が電源ＶＣＣのラインに、第２
のトランジスタＱ２のエミッタ端子はアースＧＮＤのラ
インにそれぞれ接続されている。各コレクタ端子の接続
点からは出力端子Ｔ　ａ　ｗ　＋が引き出されると共に
、第３の抵抗器Ｒ１を通して分圧回路の分圧点に、第４
の抵抗器Ｒ４を通して第１．第２のコンパレータ１１，
１２の非反転入力端子側にそれぞれ引き出されている。

第３の抵抗器Ｒ１は正帰還回路として作用し。

第４の抵抗器Ｒ４は負帰還回路（充放電電流）として作
用する。

このＣＲ発振回路は、電源Ｖｃｃが印加されるとＮＰＮ
入力段を有する第２のコンパレータ１２の出力がローレ
ベルとなって、第１のトランジスタＱ１がオンとなり、
出力端子Ｔ０．．はハイとなる。

しかし、ＰＮＰ入力段を有する第１のコンパレータ１１
の出力はローレベルで第２のトランジスタＱ２はオフの
ままである。このことによりコンデンサＣ３が第４の抵
抗器Ｒ４を通して充電され。

その充電電圧が所定値を越えると第１のコンパレータ１
１の出力がハイレベルになって第２のトランジスタＱ２
がオンとなり、第２のコンパレータ１２の出力はハイレ
ベルになって第１のトランジスタＱ、がオフとなる。そ
の結果、コンデンサＣ１は第４の抵抗器Ｒ４を通して放
電をはじめ。

コンデンサＣ１の電圧があらかじめ定められた値まで低
下すると第１のコンパレータ１１の出力がローレベル、
第２のコンパレータ１２の出力はローレベルにそれぞれ
変化する。

このようにして、出力端子Ｔ　ＯＭ　＋　にはコンデン
サＣ３の容量と第４の抵抗器Ｒ４の抵抗値とて決まる周
波数の発振出力が得られる。なお、第３の抵抗器Ｒ２で
発振出力のレベルを設定することができる。

第２図は第１のコンパレータ１１の良く知られた回路例
であり、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２１゜Ｑ２゜による
入力段を有する。動作を簡単に説明すると、トランジス
タＱ２１のベース電位ＶＢＩが所定値まで上昇すると、
トランジスタ０２Ｂ１　Ｑ　２４によるカレントミラー
回路によりトランジスタＱ２２のコレクタ側電位ＶＣ２
が上昇する。このことにより。

トランジスタＱ２５が導通してそのコレクタ側の電位Ｖ
Ｃ５が降下し、トランジスタ０２６が導通することでそ
のコレクタ側電位ＶＣ６が上昇して出力端子Ｖ　ｏ　ｗ
　＋にはハイレベル出力が得られる。勿論、トランジス
タＱ２２のベース電位が上昇した場合には、前述とは逆
の動作となり、出力端子ｖ、、１には反転出力が得られ
る。

第３図は第２のコンパレータ１２の良く知られた回路例
であり、ＮＰＮ型のトランジスタＱ３ｔ＋０３２による
入力段を有する。動作は第２図の回路も同様である。

第４図は第１図〜第３図の回路を組合わせた具体的な回
路例を示す。

第５図は本発明の第２の実施例の回路構成を示し、第１
図の回路にコンデンサＣ１の充電、放電を切り換えるた
めの回路を接続して成る。

充放電切換回路４１は、電流ＩＣＣの定電流源ＣＣと第
３．第４．第５のトランジスタＱ　）　＊　Ｑ４　＋Ｑ
、による第１のカレントミラー回路と第６．第７のトラ
ンジスタＱ、、Ｑ、によるカレントミラー回路及び抵抗
器Ｒ，を介して第１のトランジスタＱ１の出力にベース
端子を接続し、第７のトランジスタＱ７のベース端子に
コレクタ端子を接続した第８のトランジスタＱ８を含む
。

ＣＲ発振回路は、各部の信号波形を示した第６図をも参
照して説明すると、電源を投入するとＰ点電圧（コンデ
ンサＣ１の電圧）はＯ（Ｖ）　テするため、第１のコン
パレータ１１．第２のコンパレータ１２の出力はローレ
ベルとなり、第１のトランジスタＱ１オン、第２のトラ
ンジスタＱ２オフとなる。このため、出力端子Ｔ、、、
ｌはハイレベルとなり、第８のトランジスタＱ８がオン
に条件設定される。

第４のトランジスタＱ４のコレクタ電流ＩＣ４と第５の
トランジスタＱ、のコレクタ電流ＩＣ５との比は２：１
の関係にあり、かつ第６のトランジスタＱ６のコレクタ
電流ＩＣ６と第７のトランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉ
Ｃ７との比は１：１の関係にある。コンデンサＣ，は第
５のトランジスタＱ。

のコレクタ電流ＩＣ５で充電され、抵抗器Ｒ１゜Ｒ２，
Ｒ，で設定される電圧まで上昇すると、第１のコンパレ
ータ１１．第２のコンパレータ１２の出力はハイレベル
となり、第１のトランジスタＱ、オフ、第２のトランジ
スタＱ２オンとなって出力端子Ｔ０１はローレベルとな
る。

これにより第８のトランジスタＱ８はオフとなり、コン
デンサＣ１は。

Ｉ　ＣＣ（）　−１Ｃ７−Ｉ　Ｃ５−Ｉ　Ｃ５で放電し
、電圧Ｖ、が下降する。そして、抵抗器Ｒ＋　、Ｒ２、
Ｒ３で設定される電圧まで低下すると、第１のコンパレ
ータ１１．第２のコンパレータ１２の出力がローレベル
となり、第１のトランジスタロ１オン、第２のトランジ
スタＱ２オフとなって出力端子Ｔ０１．はノ１イレベル
となる。

コレにより第８のトランジスタＱ８はオンとなり、コン
デンサＣ１は。

ＩＣＣΦ−１ｃｓ−０−１（ｓ で充電される。以下、この動作が繰り返されて発振する
。

以上の動作によって出力端子Ｔ。１．の電圧Ｖ２は第５
図に示すパルス状波形となる。二ＯＣＲ発振回路の特徴
は、定電流源を用いたことによりＰ点の電圧ｖ１がコン
デンサＣ１の充放電に伴なって直線的に変化することで
ある。すなわち、充電あるいは放電の終了が近づくにつ
れて電圧変化が非直線的になる第１の実施例に比べて充
放電電圧の変化の傾きが一定であるので、充放電切換え
のタイミングがコンスタントになり、安定となる。

（発明の効果） 以上説明してきた通り１本発明によるＣＲ発振回路は、
ＰＮＰ型の入力段を有するコンパレータとＮＰＮ型の入
力段を有するコンパレータとを組合わせたことにより、
電源ＶＣＣに対する利用範囲を拡大することができる。

特に１本発明によるＣＲ発振回路は、低周波数の発振を
する場合に有効であり、トランジスタのミスマツチング
による精度低下なしに振幅を大きくとれるという利点が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の構成図、第２図、第３
図はそれぞれ、第１図に示された第１第２のコンパレー
タの回路例を示した図、第４図は第１図、第２図、第３
図の回路を組合わせた本発明の第１の実施例の具体的な
回路図、第５図は本発明の第２の実施例の回路図、第６
図は第５図の各部の信号波形を示した図、第７図は従来
のＣＲ発振回路の一例を示した図。 図中、１１はＰＮＰ入力段を有する第１のコンパレータ
、１２はＮＰＮ入力段を有する第２のコンパレータ、４
１は充放電切換回路、７１はコンパレータ。 第２図 第３図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＰＮＰ入力段を有する第１のコンパレータとＮＰ
   Ｎ入力段を有する第２のコンパレータとを含み、前記第
   １、第２のコンパレータの負側入力端子には第１、第２
   の抵抗器による分圧回路を接続すると共に、正側入力端
   子には充放電用のコンデンサを接続し、前記第１のコン
   パレータの出力にはＮＰＮ型能動素子を、前記第２のコ
   ンパレータの出力にはＰＮＰ型能動素子をそれぞれ接続
   し、前記ＮＰＮ型能動素子及び前記ＰＮＰ型能動素子の
   出力端子を互いに接続し、該接続点と前記分圧回路との
   間に正帰還用の回路を接続すると共に、前記接続点と前
   記コンデンサとの間に充放電回路を接続したことを特徴
   とするＣＲ発振回路。
2. （２）請求項（１）記載のＣＲ発振回路において、前記
   充放電回路の代わりに、定電流源とカレントミラー回路
   の組合わせにより前記第２のコンパレータの出力に応じ
   て前記コンデンサの充放電を切り換える回路を備えたこ
   とを特徴とするＣＲ発振回路。