JPH0487560A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JPH0487560A JPH0487560A JP2197226A JP19722690A JPH0487560A JP H0487560 A JPH0487560 A JP H0487560A JP 2197226 A JP2197226 A JP 2197226A JP 19722690 A JP19722690 A JP 19722690A JP H0487560 A JPH0487560 A JP H0487560A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- switch means
- voltage
- power supply
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は産業用や民生用の各種電子機器に直流安定化電
圧を供給するスイッチング電源装置に関するものである
。
圧を供給するスイッチング電源装置に関するものである
。
従来の技術
近年、スイッチング電源装置はその高効率なエネルギー
変換特性から、産業用や民生用の各種電子機器への直流
安定化電源として多用されているものの、より小型で高
効率なものが強く求められている。以下に従来のスイッ
チング電源装置について説明する。
変換特性から、産業用や民生用の各種電子機器への直流
安定化電源として多用されているものの、より小型で高
効率なものが強く求められている。以下に従来のスイッ
チング電源装置について説明する。
従来のスイッチング電源装置共通の技術的課題であるス
イッチング損失の低減とスイッチング周波数の高周波化
を達成する手段として１本発明者はすでに第３図に示す
ような回生方式フライバック型スイッチング電源装置を
開発した。第３図において、１は入力直流電源であシ、
交流電圧を整流平滑することで、もしくは電池等で構成
される。
イッチング損失の低減とスイッチング周波数の高周波化
を達成する手段として１本発明者はすでに第３図に示す
ような回生方式フライバック型スイッチング電源装置を
開発した。第３図において、１は入力直流電源であシ、
交流電圧を整流平滑することで、もしくは電池等で構成
される。
この入力電圧をＥｌとする。２はトランスであり、１次
巻線２１と２次巻線２２を有する。１次巻線２１と２次
巻線２２の巻線比をｎ：１とする。３は第１のスイッチ
手段であり、スイッチ素子３１とダイオード３２で構成
される。４は第２のスイッチ手段であシ、スイッチ素子
４１とダイオード４２で構成される。５．７はコンデン
サ、８は整流平滑回路であり、ダイオード８１とコンデ
ンサ８２で構成され、負荷９へ出力電圧ＩＣｏを供給す
る。１ｏは制御駆動回路であシ、出力電圧ｘＯを検知し
これを安定化すべく所定のオンオフ比の駆動パルスをス
イッチ素子３１および４１へ出力する。第４図は第３図
のスイッチング電源装置の各部動作波形図でｈＬ ｖｔ
は１次巻線２１の両端電圧、工、は１次巻線２１に流れ
る１次電流、工２は２次巻線２２に流れる２次電流、φ
はトランス２の磁束を示す。以下に第４図を参照しなが
ら第３図に示したスイッチング電源装置の動作を説明す
る。
巻線２１と２次巻線２２を有する。１次巻線２１と２次
巻線２２の巻線比をｎ：１とする。３は第１のスイッチ
手段であり、スイッチ素子３１とダイオード３２で構成
される。４は第２のスイッチ手段であシ、スイッチ素子
４１とダイオード４２で構成される。５．７はコンデン
サ、８は整流平滑回路であり、ダイオード８１とコンデ
ンサ８２で構成され、負荷９へ出力電圧ＩＣｏを供給す
る。１ｏは制御駆動回路であシ、出力電圧ｘＯを検知し
これを安定化すべく所定のオンオフ比の駆動パルスをス
イッチ素子３１および４１へ出力する。第４図は第３図
のスイッチング電源装置の各部動作波形図でｈＬ ｖｔ
は１次巻線２１の両端電圧、工、は１次巻線２１に流れ
る１次電流、工２は２次巻線２２に流れる２次電流、φ
はトランス２の磁束を示す。以下に第４図を参照しなが
ら第３図に示したスイッチング電源装置の動作を説明す
る。
期間１において５第１のスイッチ手段３がオンの時第２
のスイッチ手段４はオフであり、１次巻線２１には入力
電圧］Ｅｉが印加され、１改憲流■。
のスイッチ手段４はオフであり、１次巻線２１には入力
電圧］Ｅｉが印加され、１改憲流■。
は直線的に増加しトランス２に励磁エネルギーを蓄える
。
。
期間２において、第１のスイッチ手段３がターンオフす
ると、コンデンサ７およびトランス２の励磁インダクタ
ンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１
次巻線電圧Ｖ、がコンデンサ６の両端電圧になると、第
２のスイッチ手段４はターンオンし１期間３へ移行する
。
ると、コンデンサ７およびトランス２の励磁インダクタ
ンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１
次巻線電圧Ｖ、がコンデンサ６の両端電圧になると、第
２のスイッチ手段４はターンオンし１期間３へ移行する
。
期間３において、トランス２に蓄えられた励磁エネルギ
ーは１次巻線２１から第２のスイッチ手段４を介してコ
ンデンサ５へ放出されるとともに。
ーは１次巻線２１から第２のスイッチ手段４を介してコ
ンデンサ５へ放出されるとともに。
２次巻線２２からは出力電圧ｘＯとして整流平滑回路８
を介して負荷９へ放出される。この時１次電流Ｉ、は第
１のスイッチ手段３のターンオフ直前の電流値を初期値
としてほぼ直線的に減少し、２次電流Ｉ２はゼロから流
れだし増加する。コンデンサ５の静電容量が十分大きけ
れば、その電圧は１次巻線２１のフライバック電圧をｎ
１ｃｏにクランプし、サージ電圧の発生はほとんどなく
なる。１次電流Ｉ１はやがてゼロを下回り、逆方向すな
わちコンデンサ６から１次巻線２１へ放電する方向に流
れるっ定常動作においては、コンデンサ６の両端電圧は
安定であるから、その充放電電流の平均値はゼロとなる
。
を介して負荷９へ放出される。この時１次電流Ｉ、は第
１のスイッチ手段３のターンオフ直前の電流値を初期値
としてほぼ直線的に減少し、２次電流Ｉ２はゼロから流
れだし増加する。コンデンサ５の静電容量が十分大きけ
れば、その電圧は１次巻線２１のフライバック電圧をｎ
１ｃｏにクランプし、サージ電圧の発生はほとんどなく
なる。１次電流Ｉ１はやがてゼロを下回り、逆方向すな
わちコンデンサ６から１次巻線２１へ放電する方向に流
れるっ定常動作においては、コンデンサ６の両端電圧は
安定であるから、その充放電電流の平均値はゼロとなる
。
期間４において、第２のスイッチ手段４がターンオフす
ると、コンデンサ７およびトランス２の漏しインダクタ
ンヌが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１
次巻線電圧Ｖ、がＸｉになると、第１のスイッチ手段３
はターンオンし１期間６へ移行する。この時２改憲流工
２は、トランス２の漏れインダクタンスによる慣性のた
め、流れ続ける。この最終値を”２１とする。
ると、コンデンサ７およびトランス２の漏しインダクタ
ンヌが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１
次巻線電圧Ｖ、がＸｉになると、第１のスイッチ手段３
はターンオンし１期間６へ移行する。この時２改憲流工
２は、トランス２の漏れインダクタンスによる慣性のた
め、流れ続ける。この最終値を”２１とする。
期間６において、第１のスイッチ手段３およびダイオー
ド８１がオンであるから、１改憲流Ｉ。
ド８１がオンであるから、１改憲流Ｉ。
は−工ｚ＋／ｎを初期値として急峻に増加し、２改憲流
工、は逆に減少する。２改憲流工、がゼロになるとダイ
オード８１はオフし期間１へ戻る。
工、は逆に減少する。２改憲流工、がゼロになるとダイ
オード８１はオフし期間１へ戻る。
以上の動作を通じて、スイッチ手段３のオン期間（期間
１及び期間５）をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとすると
、およそ次式が成り立つ。
１及び期間５）をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとすると
、およそ次式が成り立つ。
Ｅｉ）＜Ｔｏｎ＝ ｎＨｏＸＴｏｆｆ
すなわち、スイッチ手段３のオンオフ比を調整すること
で出力電圧ｚＯを安定化制御することができる。又、期
間３での消磁及び逆励磁によって期間４での電圧反転の
エネルギーが蓄えられ、ゼロクロスターンオンが可能（
！： ｆｘ ；ｂ。
で出力電圧ｚＯを安定化制御することができる。又、期
間３での消磁及び逆励磁によって期間４での電圧反転の
エネルギーが蓄えられ、ゼロクロスターンオンが可能（
！： ｆｘ ；ｂ。
発明が解決しようとする課題
しかしながら上記の従来の構成では、ゼロクロスターン
オンさせるために期間３で十分な逆励磁エネルギーを蓄
えなければならず、トランス２の励磁インダクタンスを
小さく設定し、１次電流１１の振幅を大きくしなければ
ならなかった。このため、１次側での電力損失が生じる
上、ゼロクロスターンオンを利用したスイッチング時の
電圧変化を緩和させることによる高周波ノイズの低減効
果の代わりに低域でのノイズ増大という問題点を有して
いた。
オンさせるために期間３で十分な逆励磁エネルギーを蓄
えなければならず、トランス２の励磁インダクタンスを
小さく設定し、１次電流１１の振幅を大きくしなければ
ならなかった。このため、１次側での電力損失が生じる
上、ゼロクロスターンオンを利用したスイッチング時の
電圧変化を緩和させることによる高周波ノイズの低減効
果の代わりに低域でのノイズ増大という問題点を有して
いた。
本発明は上記課題を解決するもので、従来の電カ回生型
スイッチング電源装置の持つ長所である強力な電圧クラ
ンプ能力とゼロクロスターンオンと高周波ノイズの低減
効果を継承しながら、必要以上に励磁インダクタンスを
小さく設定せず１次電流の振幅を小さくシ、より高効率
で低ノイズなスイッチング電源装置を提供することを目
的とする。
スイッチング電源装置の持つ長所である強力な電圧クラ
ンプ能力とゼロクロスターンオンと高周波ノイズの低減
効果を継承しながら、必要以上に励磁インダクタンスを
小さく設定せず１次電流の振幅を小さくシ、より高効率
で低ノイズなスイッチング電源装置を提供することを目
的とする。
課題を解決するための手段
この目的を達成するために本発明のスイッチング電源装
置は、直流入力電源と、少なくとも１次巻線と１つ以上
の２次巻線を有するトランスと。
置は、直流入力電源と、少なくとも１次巻線と１つ以上
の２次巻線を有するトランスと。
前記直流入力電源の両端に接続されたインダクタンス素
子と前記トランスの１次巻線と第１のスイッチ手段の直
列回路と、前記インダクタンス素子と前記トランスの１
次巻線の直列回路の両端に、並列接続した第２のスイッ
チ手段とコンデンサの直列回路と、前記トランスの２次
巻線に発生するフライバック電圧を整流平滑し負荷へ直
流出力電圧を供給する整流平滑回路と、前記第１及び第
２のスイッチ手段を交互に所定のオンオフ比で駆動する
制御駆動回路と、前記第１のスイッチ手段の両端、又は
、直列接続された前記インダクタンス素子と前記トラン
スの１次巻線の両端、又は、前記第２のスイッチ手段の
両端の少なくとも１力所以上にコンデンサを接続した構
成とするものである。
子と前記トランスの１次巻線と第１のスイッチ手段の直
列回路と、前記インダクタンス素子と前記トランスの１
次巻線の直列回路の両端に、並列接続した第２のスイッ
チ手段とコンデンサの直列回路と、前記トランスの２次
巻線に発生するフライバック電圧を整流平滑し負荷へ直
流出力電圧を供給する整流平滑回路と、前記第１及び第
２のスイッチ手段を交互に所定のオンオフ比で駆動する
制御駆動回路と、前記第１のスイッチ手段の両端、又は
、直列接続された前記インダクタンス素子と前記トラン
スの１次巻線の両端、又は、前記第２のスイッチ手段の
両端の少なくとも１力所以上にコンデンサを接続した構
成とするものである。
作用
この構成によって、オフ期間中の逆励礎エネルギーと、
トランスの漏れインダクタンスによっていたゼロクロス
ターンオンが、インダクタンス素子に蓄えられたエネル
ギーを利用することによシ、共振電圧の振幅を増大させ
、その条件を容易にすることができる。
トランスの漏れインダクタンスによっていたゼロクロス
ターンオンが、インダクタンス素子に蓄えられたエネル
ギーを利用することによシ、共振電圧の振幅を増大させ
、その条件を容易にすることができる。
実施例
以下本発明の一実施例について１図面を参照しながら説
明する。
明する。
第１図は本発明の一実施例におけるスイッチング電源装
置の回路構成図である。第１図において。
置の回路構成図である。第１図において。
１は入力直流電源であシ、交流電圧を整流平滑すること
で、もしくは電池等で構成される。この入力電圧をＩＣ
ｉとする。２はトランスであり、１次巻線２１と２次巻
線２２を有する。１次巻線２１と２次巻線２２０巻数比
をｎ：１とする。又、１次巻線２１の励磁インダクタン
スをり、とする。
で、もしくは電池等で構成される。この入力電圧をＩＣ
ｉとする。２はトランスであり、１次巻線２１と２次巻
線２２を有する。１次巻線２１と２次巻線２２０巻数比
をｎ：１とする。又、１次巻線２１の励磁インダクタン
スをり、とする。
３は第１のスイッチ手段であシ、スイッチ素子３１とダ
イオード３２で構成される。４は第２のスイッチ手段で
アシ、スイッチ素子４１とダイオード４２で構成される
。６はコンデ・ンサ、６はインダクタンス素子であり、
そのインダクタンスをＬ９とする。７はコンデンサ、８
は整流平滑回路であシ、ダイオード８１とコンデンサ８
２で構成され、負荷９へ出力電圧Ｘｏを供給する。１ｏ
は制御駆動回路であり、出力電圧Ｋｏを検知しこれを安
定化すべく所定のオンオフ比の駆動パル７をスイッチ素
子３１および４１へ出力する。第２図は第１図のスイッ
チング電源装置の各部動作波形図であり、ｖ、は１次巻
線２１の両端電圧、ｖＬはインダクタンス素子６の両端
電圧、工、は１次巻線２１に流れる１次電流、工、は２
次巻線２２に流れる２次電流、φはトランス２の磁束を
示す。以下に第２図を参照しながら第１図に示したスイ
ッチング電源装置の動作を説明する。
イオード３２で構成される。４は第２のスイッチ手段で
アシ、スイッチ素子４１とダイオード４２で構成される
。６はコンデ・ンサ、６はインダクタンス素子であり、
そのインダクタンスをＬ９とする。７はコンデンサ、８
は整流平滑回路であシ、ダイオード８１とコンデンサ８
２で構成され、負荷９へ出力電圧Ｘｏを供給する。１ｏ
は制御駆動回路であり、出力電圧Ｋｏを検知しこれを安
定化すべく所定のオンオフ比の駆動パル７をスイッチ素
子３１および４１へ出力する。第２図は第１図のスイッ
チング電源装置の各部動作波形図であり、ｖ、は１次巻
線２１の両端電圧、ｖＬはインダクタンス素子６の両端
電圧、工、は１次巻線２１に流れる１次電流、工、は２
次巻線２２に流れる２次電流、φはトランス２の磁束を
示す。以下に第２図を参照しながら第１図に示したスイ
ッチング電源装置の動作を説明する。
期間１において、第１のスイッチ手段３がオンの時第２
のスイッチ手段４はオフであシ、１次巻線２１には入力
電圧ＩＣｚＬ、 ／ （Ｌ、＋Ｌ’）力印加すれ、イン
ダクタンス素子６には入力電圧Ｅ ｉ Ｌ’ ／（Ｌ、
−）−Ｌ’）が印加され、１改憲流工、は直線的に増加
しトランス２及びインダクタンス素子６に励磁エネルギ
ーを蓄える。
のスイッチ手段４はオフであシ、１次巻線２１には入力
電圧ＩＣｚＬ、 ／ （Ｌ、＋Ｌ’）力印加すれ、イン
ダクタンス素子６には入力電圧Ｅ ｉ Ｌ’ ／（Ｌ、
−）−Ｌ’）が印加され、１改憲流工、は直線的に増加
しトランス２及びインダクタンス素子６に励磁エネルギ
ーを蓄える。
期間２において、第１のスイッチ手段３がターンオフす
ると、コンデンサ７およびトランス２の励磁インダクタ
ンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１
次巻線電圧Ｖ、がコンデンサ６の両端電圧Ｘｃになると
、第２のスイッチ手段４はターンオンし、期間３へ移行
する。
ると、コンデンサ７およびトランス２の励磁インダクタ
ンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１
次巻線電圧Ｖ、がコンデンサ６の両端電圧Ｘｃになると
、第２のスイッチ手段４はターンオンし、期間３へ移行
する。
期間３において、トランス２に蓄えられた励磁エネルギ
ーは１次巻線２１から第２のスイッチ手段４を介してコ
ンデンサ６へ放出されるとともに。
ーは１次巻線２１から第２のスイッチ手段４を介してコ
ンデンサ６へ放出されるとともに。
２次巻線２２からは出力電圧ＫＯとして整流平滑回路８
を介して負荷９へ放出される。この時１次電流Ｉ、は第
１のスイッチ手段３のターンオフ直前の電流値を初期値
として傾き（ｎｘｏ−Ｋｃ）／Ｌ“でほぼ直線的に減少
し、２次電流Ｉ２は０ムから流れだし増加する。コンデ
ンサ６の静電容量が十分大きければ、スイッチ手段３の
電圧をＩＣ１−１−Ｅｃにクランプし、サージ電圧の発
生はほとんどなくなる。１改憲流工、はやかでゼロを下
回シ、逆方向すなわちコンデンサ６から１次巻線２１へ
放電する方向に流れる。定常動作においては、コンデン
サ６の両端電圧Ｅｃは安定であるから、その充放電電流
の平均値はゼロとなる。
を介して負荷９へ放出される。この時１次電流Ｉ、は第
１のスイッチ手段３のターンオフ直前の電流値を初期値
として傾き（ｎｘｏ−Ｋｃ）／Ｌ“でほぼ直線的に減少
し、２次電流Ｉ２は０ムから流れだし増加する。コンデ
ンサ６の静電容量が十分大きければ、スイッチ手段３の
電圧をＩＣ１−１−Ｅｃにクランプし、サージ電圧の発
生はほとんどなくなる。１改憲流工、はやかでゼロを下
回シ、逆方向すなわちコンデンサ６から１次巻線２１へ
放電する方向に流れる。定常動作においては、コンデン
サ６の両端電圧Ｅｃは安定であるから、その充放電電流
の平均値はゼロとなる。
期間４において、第２のスイッチ手段４がターンオフす
ると、コンデンサ７およびインダクタンス素子６が共振
し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１次巻線電圧
Ｖ、がｌＣ１になると、第１のスイッチ手段３はターン
オンし１期間６へ移行する。この時２改憲漆工、は、ト
ランス２の漏れインダクタンスによる慣性のため、流れ
続ける。この最終値を工２１とする。
ると、コンデンサ７およびインダクタンス素子６が共振
し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１次巻線電圧
Ｖ、がｌＣ１になると、第１のスイッチ手段３はターン
オンし１期間６へ移行する。この時２改憲漆工、は、ト
ランス２の漏れインダクタンスによる慣性のため、流れ
続ける。この最終値を工２１とする。
期間６において、第１のスイッチ手段３およびダイオー
ド８１がオンであるから、１次電流Ｉ１は一工２．／ｎ
を初期値として急峻に増加し、２次電流Ｉ２は逆に減少
する。２次電流Ｉ２がゼロになるとダイオード８１はオ
フし期間１へ戻る。
ド８１がオンであるから、１次電流Ｉ１は一工２．／ｎ
を初期値として急峻に増加し、２次電流Ｉ２は逆に減少
する。２次電流Ｉ２がゼロになるとダイオード８１はオ
フし期間１へ戻る。
以上の動作を通じて、スィッチ手段３０オンるＴｏｎ２
に分け、オフ期間をＴｏｆｆとすると。
に分け、オフ期間をＴｏｆｆとすると。
およそ次式が成り立つ。
ＩＣｉ×（Ｔｏｎｌ−１−Ｔｏｎ２）＝ｌｃｘＴｏｆｆ
ＫｉｘＴｏｎ１ｘＬ。
ＫｉｘＴｏｎ１ｘＬ。
＝ｎｌＣｏｘ（ＴＯｎ２＋ＴＯｆｆ）Ｘ（Ｌｊ＋Ｌ’）
すなわち、スイッチ手段３のオンオフ比を調整すること
で出力電圧ＩＣｏを安定化制御することができるのであ
る。
すなわち、スイッチ手段３のオンオフ比を調整すること
で出力電圧ＩＣｏを安定化制御することができるのであ
る。
さて、このスイッチング電源装置のゼロクロスターンオ
ン条件が従来のスイッチング電源装置のゼロクロスター
ンオン条件より良く力る理由を説明する。期間４におい
て，スイッチ手段４がターンオフする時、２改憲流工，
は流れているため。
ン条件が従来のスイッチング電源装置のゼロクロスター
ンオン条件より良く力る理由を説明する。期間４におい
て，スイッチ手段４がターンオフする時、２改憲流工，
は流れているため。
従来例では電圧反転はトランス２の漏れインダクタンス
とコンデンサ８との共振によっていた。この共振電圧の
振幅は漏れインダクタンスが犬きく。
とコンデンサ８との共振によっていた。この共振電圧の
振幅は漏れインダクタンスが犬きく。
コンデンサ８の静電容量が小さいほど大きくなる。
しかし漏れインダクタンスを大きくすることは。
多出力時のレギュレーション特性やトランスのエネルギ
ー変換効率を劣化させることになるし、コンデンサ８の
静電容量を小さくすることは，ターンオンやターンオフ
時の電圧反転の傾きを大きくし，高周波ノイズの低減効
果を劣化させることになる。これに対し、本発明の実施
例では，インダクタンス素子６を挿入することによシ１
期間３に流れる１改憲流Ｉ，でインダクタンス素子６を
十分励磁でき、蓄えられたエネルギーはスイッチ手段４
のターンオフで、電圧反転に利用できる。しかもインダ
クタンス素子６は１次側に挿入されるので，多出力にし
てもレギュレーション特性は劣化しない。
ー変換効率を劣化させることになるし、コンデンサ８の
静電容量を小さくすることは，ターンオンやターンオフ
時の電圧反転の傾きを大きくし，高周波ノイズの低減効
果を劣化させることになる。これに対し、本発明の実施
例では，インダクタンス素子６を挿入することによシ１
期間３に流れる１改憲流Ｉ，でインダクタンス素子６を
十分励磁でき、蓄えられたエネルギーはスイッチ手段４
のターンオフで、電圧反転に利用できる。しかもインダ
クタンス素子６は１次側に挿入されるので，多出力にし
てもレギュレーション特性は劣化しない。
発明の効果
以上のように本発明は，直流入力電源と，少なくとも１
次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトランスと，前記
直流入力電源の両端に接続されたインダクタンス素子と
前記トランスの１次巻線と第１のスイッチ手段の直列回
路と，前記インダクタンス素子と前記トランスの１次巻
線の直列回路の両端に，並列接続した第２のスイッチ手
段とコンデンサの直列回路と、前記トランスの２次巻線
に発生するフライバック電圧を整流平滑し、負荷へ直流
出力電圧を供給する整流平滑回路と．前記第１及び第２
のスイッチ手段を交互に所定のオンオフ比で駆動する制
御駆動回路と，前記第１のスイッチ手段の両端，又は、
直列接続された前記インダクタンス素子と前記トランス
の１次巻線の両端，又は、前記第２のスイッチ手段の両
端の少なくとも１力所以上にコンデンサを接続した構成
を設けることにより，従来の電力回生型スイッチング電
源装置の持つ長所をすべて継承しながら，ゼロクロスタ
ーンオン条件を改善し、トランスの励磁インダクタンス
を大きく設定できるので，１次電流の振幅が小さくなり
，より高効率で低ノイズなスイッチング電源装置を実現
できるものである。
次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトランスと，前記
直流入力電源の両端に接続されたインダクタンス素子と
前記トランスの１次巻線と第１のスイッチ手段の直列回
路と，前記インダクタンス素子と前記トランスの１次巻
線の直列回路の両端に，並列接続した第２のスイッチ手
段とコンデンサの直列回路と、前記トランスの２次巻線
に発生するフライバック電圧を整流平滑し、負荷へ直流
出力電圧を供給する整流平滑回路と．前記第１及び第２
のスイッチ手段を交互に所定のオンオフ比で駆動する制
御駆動回路と，前記第１のスイッチ手段の両端，又は、
直列接続された前記インダクタンス素子と前記トランス
の１次巻線の両端，又は、前記第２のスイッチ手段の両
端の少なくとも１力所以上にコンデンサを接続した構成
を設けることにより，従来の電力回生型スイッチング電
源装置の持つ長所をすべて継承しながら，ゼロクロスタ
ーンオン条件を改善し、トランスの励磁インダクタンス
を大きく設定できるので，１次電流の振幅が小さくなり
，より高効率で低ノイズなスイッチング電源装置を実現
できるものである。
第１図は本発明の一実施例におけるスイッチング電源装
置の回路構成図、第２図は第１図に示した実施例の各部
動作波形図、第３図は従来のスイッチング電源装置の回
路構成図、第４図は第３図に示した従来例の各部動作波
形図である。 １ ・・・・・入力直流電源、２・・・・・・トランス
、３・・・・・・第１のヌイッチ手段、４・・・・・・
第２のヌイッチ手段。 ６・・・・・・コンデンサ、６・・・・・・インダクタ
ンス素子。 ７・・・・・・コンデンサ、８・・・・・・整流平滑回
路、９・・・・・・負荷、１０・・・・・・制御駆動回
路。 代理人の氏名 弁理士 粟 野 重 孝 ほか１名第２
図 第３図 へカ直７′汽電７源 トランス 第グのスイ・ソ乎シゲ手段 第２クス不ツチシグ与殺 コシデ゛ンづ インダクタンス素子 ａ流＊；ｆｔ回１各 貴石 ３４４メ 、３２．４−２．、？１ ２広脣線 スイッチング素子 ダイオード゛
置の回路構成図、第２図は第１図に示した実施例の各部
動作波形図、第３図は従来のスイッチング電源装置の回
路構成図、第４図は第３図に示した従来例の各部動作波
形図である。 １ ・・・・・入力直流電源、２・・・・・・トランス
、３・・・・・・第１のヌイッチ手段、４・・・・・・
第２のヌイッチ手段。 ６・・・・・・コンデンサ、６・・・・・・インダクタ
ンス素子。 ７・・・・・・コンデンサ、８・・・・・・整流平滑回
路、９・・・・・・負荷、１０・・・・・・制御駆動回
路。 代理人の氏名 弁理士 粟 野 重 孝 ほか１名第２
図 第３図 へカ直７′汽電７源 トランス 第グのスイ・ソ乎シゲ手段 第２クス不ツチシグ与殺 コシデ゛ンづ インダクタンス素子 ａ流＊；ｆｔ回１各 貴石 ３４４メ 、３２．４−２．、？１ ２広脣線 スイッチング素子 ダイオード゛
Claims (1)
- 直流入力電源と、少なくとも１次巻線と１つ以上の２次
巻線を有するトランスと、前記直流入力電源の両端に接
続されたインダクタンス素子と前記トランスの１次巻線
と第１のスイッチ手段の直列回路と、前記インダクタン
ス素子と前記トランスの１次巻線の直列回路の両端に、
並列接続した第２のスイッチ手段とコンデンサの直列回
路と、前記トランスの２次巻線に発生するフライバック
電圧を整流平滑し負荷へ直流出力電圧を供給する整流平
滑回路と、前記第１及び第２のスイッチ手段を交互に所
定のオンオフ比で駆動する制御駆動回路と、前記第１の
スイッチ手段の両端、又は、直列接続された前記インダ
クタンス素子と前記トランスの１次巻線の両端、又は、
前記第２のスイッチ手段の両端の少なくとも１カ所以上
にコンデンサを接続した構成からなるスイッチング電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19722690A JP2943269B2 (ja) | 1990-07-25 | 1990-07-25 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19722690A JP2943269B2 (ja) | 1990-07-25 | 1990-07-25 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0487560A true JPH0487560A (ja) | 1992-03-19 |
| JP2943269B2 JP2943269B2 (ja) | 1999-08-30 |
Family
ID=16370939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19722690A Expired - Fee Related JP2943269B2 (ja) | 1990-07-25 | 1990-07-25 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2943269B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6639811B2 (en) | 2001-09-10 | 2003-10-28 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply unit |
-
1990
- 1990-07-25 JP JP19722690A patent/JP2943269B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6639811B2 (en) | 2001-09-10 | 2003-10-28 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply unit |
| KR100503770B1 (ko) * | 2001-09-10 | 2005-07-26 | 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 | 스위칭 전원장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2943269B2 (ja) | 1999-08-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA2019525C (en) | Switching power supply device | |
| JP3132093B2 (ja) | 電源回路 | |
| US7554820B2 (en) | Series resonant DC-DC converter | |
| GB2137030A (en) | Regulated dc to dc converter | |
| JPH07177745A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPS5950781A (ja) | 電源装置 | |
| JPH07123717A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| EP0725475B1 (en) | DC converter with improved power factor | |
| JP3175388B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH11164552A (ja) | 電源装置 | |
| Ayyanar et al. | A novel soft-switching DC-DC converter with wide ZVS-range and reduced filter requirement | |
| JPH0487560A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0241657A (ja) | スナバ回路 | |
| JP4430188B2 (ja) | 共振型電源装置 | |
| JP2000308345A (ja) | 交流入力電源装置 | |
| JP3666882B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2715746B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP2006042435A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3228828B2 (ja) | 力率改善型コンバ−タ | |
| JP4253808B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3427238B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3590153B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH01234052A (ja) | 直列共振コンバータ | |
| JPH07322614A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0678537A (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080625 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090625 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |