JPH0487592A - 巻線形誘導電動機の速度制御装置 - Google Patents
巻線形誘導電動機の速度制御装置Info
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- JPH0487592A JPH0487592A JP2194987A JP19498790A JPH0487592A JP H0487592 A JPH0487592 A JP H0487592A JP 2194987 A JP2194987 A JP 2194987A JP 19498790 A JP19498790 A JP 19498790A JP H0487592 A JPH0487592 A JP H0487592A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的コ
（産業上の利用分野）
本発明は巻線形誘導電動機の速度制御装置に係り、特の
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御による速度制御とこの時に
発生する電動機の二次電力をＰＷＭ制御装置によって交
流電源へ回生する場合の速度制御装置に関する。
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御による速度制御とこの時に
発生する電動機の二次電力をＰＷＭ制御装置によって交
流電源へ回生する場合の速度制御装置に関する。
（従来の技術）
第７図に示すように、巻線形誘導電動機（以下単に電動
機と記す）２の二次電力を交流電源１へ回生して速度制
御を行なうサイリスタセルビウス装置による速度制御は
電動機２の二次電力を整流器１１０で直流にしてサイリ
スクインバータ１１２で交流電源へ回生して行なう。
機と記す）２の二次電力を交流電源１へ回生して速度制
御を行なうサイリスタセルビウス装置による速度制御は
電動機２の二次電力を整流器１１０で直流にしてサイリ
スクインバータ１１２で交流電源へ回生して行なう。
従来から主としてこの装置で２乗トルク特性を有するフ
ァン、ポンプ等の負荷を駆動しており、以下にその特性
について説明する。
ァン、ポンプ等の負荷を駆動しており、以下にその特性
について説明する。
第６図は２乗トルク特性負荷を駆動する時の電動機の二
次人力ｐｔとその軸出力ＰＬと二次電力ＰＣとの一般的
な関係を示す特性である。
次人力ｐｔとその軸出力ＰＬと二次電力ＰＣとの一般的
な関係を示す特性である。
二次電力ＰＣは二次人力Ｐｉと軸出力ＰＬの差で表わさ
れる。
れる。
ＰＣ−Ｐｉ −ＰＬ 川（１）又、負
荷トルクがすベリＳの２乗に比例して特性から ＰＣ−ＰＨ（Ｓ２−Ｓ３ ） ・・・（２）す
ベリＳの関数として（２）式であられされる。
荷トルクがすベリＳの２乗に比例して特性から ＰＣ−ＰＨ（Ｓ２−Ｓ３ ） ・・・（２）す
ベリＳの関数として（２）式であられされる。
但しＰＭは電動機同期出力
（２）式からすベリＳ−（１／３）Ｘ電動機同期速度の
所で二次電力ＰＣは最大となり、その値は電動機同期出
力の１５％である。
所で二次電力ＰＣは最大となり、その値は電動機同期出
力の１５％である。
第７図のサイリスタセルビウス装置の回路図では、装置
の容量が制御する最大二次電圧と最大二次電流の積で決
定する。
の容量が制御する最大二次電圧と最大二次電流の積で決
定する。
この装置に入力する最大二次電力ＰＣが電動機同期出力
の１５％であるにもかかわらず、一般には装置の容量は
はるかに大きな値で決定されてきた。例えば制御範囲が
同期速度の５０％であるとすれば、装置の容量は５０％
ＸＰＭといった例で示される。
の１５％であるにもかかわらず、一般には装置の容量は
はるかに大きな値で決定されてきた。例えば制御範囲が
同期速度の５０％であるとすれば、装置の容量は５０％
ＸＰＭといった例で示される。
又、この装置の直流回路に大きな直流リアクトル１１１
が装備されているように、電動機２の二次電流はその波
高値を一定の制御された方形波となり、（３）式で示す
ように多くの高調波電流を含んでいる。
が装備されているように、電動機２の二次電流はその波
高値を一定の制御された方形波となり、（３）式で示す
ように多くの高調波電流を含んでいる。
（６ｎ±１）Ｓｒ ・（３）但しＳ
ｆは二次周波数（Ｓ：すべり、ｆ：電源周波数） このため、電動機２の一次側には（３）式の高調波成分
がすべり作用によって（４）式の（１±６ ｎ Ｓ）
ｒ ＝１４）高調波電流になって流れ
、電源周波数ｒと相互干渉して低次の脈動電流が流れる
。
ｆは二次周波数（Ｓ：すべり、ｆ：電源周波数） このため、電動機２の一次側には（３）式の高調波成分
がすべり作用によって（４）式の（１±６ ｎ Ｓ）
ｒ ＝１４）高調波電流になって流れ
、電源周波数ｒと相互干渉して低次の脈動電流が流れる
。
同様に、この電動機２の二次電流は、サイリスクインバ
ータ１１２で電源側に流れるが、この電流も方形波とな
り（５）式の高調波を含んで流れる。
ータ１１２で電源側に流れるが、この電流も方形波とな
り（５）式の高調波を含んで流れる。
（６ｎ ±１）ｆ ・・
・（５）（発明が解決しようとする課題） 以上のように、従来のサイリスタセルビウス制御による
速度制御装置においては、電動機２が発生する二次電力
以上の大きな装置を必要とし、同期速度に近づくにつれ
て有効二次電力がほとんど零になることから、装置は無
効電力の供給装置と化してしまう。従って、電力の力率
を改善する大きな設備を設けなければならない問題があ
った。
・（５）（発明が解決しようとする課題） 以上のように、従来のサイリスタセルビウス制御による
速度制御装置においては、電動機２が発生する二次電力
以上の大きな装置を必要とし、同期速度に近づくにつれ
て有効二次電力がほとんど零になることから、装置は無
効電力の供給装置と化してしまう。従って、電力の力率
を改善する大きな設備を設けなければならない問題があ
った。
又、電動機２の一次電流に低周波の脈動電流が流れるこ
とから、電動機２は低周波のトルク脈動を発生する。こ
のため、特に慣性の大きいファン、フロア等の負荷設備
では機械振動の対策を考慮する必要があり、場合によっ
ては運転範囲を制限しなければならない問題を持ってい
た。
とから、電動機２は低周波のトルク脈動を発生する。こ
のため、特に慣性の大きいファン、フロア等の負荷設備
では機械振動の対策を考慮する必要があり、場合によっ
ては運転範囲を制限しなければならない問題を持ってい
た。
本発明は上述のような問題を解決するために成されたも
ので、その目的とするところは電動機二次電流を正弦波
に制限することで電動機一次電流に低次の脈動電流を含
まないようにすることと、力率１で正弦波の電流を交流
電源へ回生するようにして電動機の発生二次電力量に合
った装置容量にするための巻線形誘導電動機の速度制御
装置を提供することにある。
ので、その目的とするところは電動機二次電流を正弦波
に制限することで電動機一次電流に低次の脈動電流を含
まないようにすることと、力率１で正弦波の電流を交流
電源へ回生するようにして電動機の発生二次電力量に合
った装置容量にするための巻線形誘導電動機の速度制御
装置を提供することにある。
［発明の構成コ
（課題を解決するための手段）
本発明は前述の目的を達成するために、二次巻線がそれ
ぞれ各相独立して設けられ一次巻線が前記巻線形誘導電
動機の二次巻線に接続されるトランスと、交流側の各相
入力端子にそれぞれ前記トランスの二次巻線が接続され
ＰＷＭ制御される交流直流変換器の直流側出力端子にダ
イオードを介して接続される転流コンデンサと、振幅が
前記巻線形誘導電動機の速度検出信号と速度基準信号と
の偏差信号に比例し、位相が前記巻線形誘導電動機の二
次電圧位相と同一の電流基準信号を算出する手段と、前
記電流基準信号と前記巻線形誘導電動機の二次電流検出
信号との偏差に応じて前記交流直流変換器をＰＷＭ制御
するＰ Ｗ Ｍ ＩＪ御千手段、前記転流コンデンサの
直流電圧を入力とし直流を交流に変換して交流電力を前
記交流電源へ回生する直流交流変換装置で構成したこと
と、更に、前記直流交流変換装置を二次巻線がそれぞれ
各相独立して設けられ一次巻線が前記交流電源に接続さ
れる第２のトランスと、前記転流コンデンサの端子間に
第２のダイオードを介して接続される電力コンデンサと
、直流側入力端子がリアクトルを介して前記電力コンデ
ンサに接続され、交流側の各相出力端子が前記第２のト
ランスのそれぞれの二次巻線に接続される直流交流変換
器と、振幅が前記電力コンデンサの電圧検出信号と電圧
基準信号との偏差信号に比例し、位相が前記交流電源の
電圧位相と同一の第２の電流基準信号を算出する手段と
、前記第２の電流基準信号と前記交流電源への回生電流
検出信号との偏差に応じて前記直流交流変換器をＰＷＭ
制御する第２のＰＷＭ制御手段とで構成したことを特徴
とするものである。
ぞれ各相独立して設けられ一次巻線が前記巻線形誘導電
動機の二次巻線に接続されるトランスと、交流側の各相
入力端子にそれぞれ前記トランスの二次巻線が接続され
ＰＷＭ制御される交流直流変換器の直流側出力端子にダ
イオードを介して接続される転流コンデンサと、振幅が
前記巻線形誘導電動機の速度検出信号と速度基準信号と
の偏差信号に比例し、位相が前記巻線形誘導電動機の二
次電圧位相と同一の電流基準信号を算出する手段と、前
記電流基準信号と前記巻線形誘導電動機の二次電流検出
信号との偏差に応じて前記交流直流変換器をＰＷＭ制御
するＰ Ｗ Ｍ ＩＪ御千手段、前記転流コンデンサの
直流電圧を入力とし直流を交流に変換して交流電力を前
記交流電源へ回生する直流交流変換装置で構成したこと
と、更に、前記直流交流変換装置を二次巻線がそれぞれ
各相独立して設けられ一次巻線が前記交流電源に接続さ
れる第２のトランスと、前記転流コンデンサの端子間に
第２のダイオードを介して接続される電力コンデンサと
、直流側入力端子がリアクトルを介して前記電力コンデ
ンサに接続され、交流側の各相出力端子が前記第２のト
ランスのそれぞれの二次巻線に接続される直流交流変換
器と、振幅が前記電力コンデンサの電圧検出信号と電圧
基準信号との偏差信号に比例し、位相が前記交流電源の
電圧位相と同一の第２の電流基準信号を算出する手段と
、前記第２の電流基準信号と前記交流電源への回生電流
検出信号との偏差に応じて前記直流交流変換器をＰＷＭ
制御する第２のＰＷＭ制御手段とで構成したことを特徴
とするものである。
（作用）
前記のように構成し、振幅が巻線形誘導電動機の速度検
出信号と速度基準信号との偏差に比例し、位相が巻線形
誘導電動機の二次電圧位相と同一位相の電流基準信号に
基づいて交流直流変換器をＰＷＭ制御することにより巻
線形誘導電動機の二次巻線に二次電圧と同相のＰＷＭ制
御された正弦波電流を流すことが出来、更に又、振動が
電力コンデンサの電圧検出信号と電圧基準信号との偏差
に比例し、位相が交流電源の電圧位相と同一位相の第２
の電流基準信号に基づいて直流交流変換器をＰＷＭ制御
することにより力率１で正弦波の電流を交流電源は回生
ずることができる。
出信号と速度基準信号との偏差に比例し、位相が巻線形
誘導電動機の二次電圧位相と同一位相の電流基準信号に
基づいて交流直流変換器をＰＷＭ制御することにより巻
線形誘導電動機の二次巻線に二次電圧と同相のＰＷＭ制
御された正弦波電流を流すことが出来、更に又、振動が
電力コンデンサの電圧検出信号と電圧基準信号との偏差
に比例し、位相が交流電源の電圧位相と同一位相の第２
の電流基準信号に基づいて直流交流変換器をＰＷＭ制御
することにより力率１で正弦波の電流を交流電源は回生
ずることができる。
（実施例）
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。第１図は本発明の一実施例を示す構成図で、図中１は
交流電源、２は巻線形誘導電動機（以下単に電動機と記
す）、３は一次巻線が電動機２の二次巻線に接続され、
二次巻線が各相それぞれ独立して設けられるトランス、
４は交流側の各相入力端子にそれぞれトランス３の二次
巻線が接続されＰＷＭ制御される交流直流変換器、５は
ダイオードで、このダイオード５を介して転流コンデン
サ２０は充電される。
。第１図は本発明の一実施例を示す構成図で、図中１は
交流電源、２は巻線形誘導電動機（以下単に電動機と記
す）、３は一次巻線が電動機２の二次巻線に接続され、
二次巻線が各相それぞれ独立して設けられるトランス、
４は交流側の各相入力端子にそれぞれトランス３の二次
巻線が接続されＰＷＭ制御される交流直流変換器、５は
ダイオードで、このダイオード５を介して転流コンデン
サ２０は充電される。
第２図は、ＰＷＭ制御される第１図の交流直流度換器４
の具体的構成例とトランス３の二次巻線との接続関係を
示した構成図である。再び、第１図に戻って、電動機２
の速度は速度設定器６で設定され、その設定値と速度検
出器７で検出される速度検出値が、速度制御回路８へ入
力される。
の具体的構成例とトランス３の二次巻線との接続関係を
示した構成図である。再び、第１図に戻って、電動機２
の速度は速度設定器６で設定され、その設定値と速度検
出器７で検出される速度検出値が、速度制御回路８へ入
力される。
速度制御回路８は設定値と検出値の偏差信号を出力とし
て掛算器１０へ入力し、掛算器１０には更にトランス９
によって検出される電動機２の二次電圧に応じた信号が
入力され、掛算器１０の出力に電流基準信号を得る。
て掛算器１０へ入力し、掛算器１０には更にトランス９
によって検出される電動機２の二次電圧に応じた信号が
入力され、掛算器１０の出力に電流基準信号を得る。
電流基準信号は、その振幅か電動機２の速度検出信号と
速度基準信号との偏差信号に比例し、位相が電動機２の
二次電圧位相と同一位相の信号となる。
速度基準信号との偏差信号に比例し、位相が電動機２の
二次電圧位相と同一位相の信号となる。
二次電流検出器１１で検出される電動機二次電流と、前
記電流基準信号が二次電流制御回路１２へ与えられ、そ
の偏差信号が出力信号となり、この信号によってＰＷＭ
制御回路１３が制御される。
記電流基準信号が二次電流制御回路１２へ与えられ、そ
の偏差信号が出力信号となり、この信号によってＰＷＭ
制御回路１３が制御される。
次に、転流コンデンサ２０に蓄積される二次電力を交流
電源１へ回生する直流交流変換装置の構成を説明する。
電源１へ回生する直流交流変換装置の構成を説明する。
転流コンデンサ２０の電圧が電力コンデンサ２ＯＡの電
圧より高くなると、ダイオード５Ａを介して電力コンデ
ンサ２ＯＡは充電される。電力コンデンサ２ＯＡの直流
電圧はりアクドル２１を介して直流交流変換器２２に印
加され交流に変換される。
圧より高くなると、ダイオード５Ａを介して電力コンデ
ンサ２ＯＡは充電される。電力コンデンサ２ＯＡの直流
電圧はりアクドル２１を介して直流交流変換器２２に印
加され交流に変換される。
直流交流変換器２２で変換された交流は、リアクトル２
１及びトランス２５を介して交流電源１へ回生される。
１及びトランス２５を介して交流電源１へ回生される。
第４図は、ＧＴＯ２０１〜２１２及びダイオード３０１
〜３１２から成る第１図の直流交流変換器２２の具体的
構成例と、トランス２５の二次巻線２５Ｕ、２５Ｖ、２
５Ｗとの接続図を示したもので、２４Ａ、２４Ｂ、２４
Ｃは第１図のりアクドル２４に相当し、トランス２５の
二次巻線と直流交流変換器２２の交流出力との間に挿入
されるリアクトルである。
〜３１２から成る第１図の直流交流変換器２２の具体的
構成例と、トランス２５の二次巻線２５Ｕ、２５Ｖ、２
５Ｗとの接続図を示したもので、２４Ａ、２４Ｂ、２４
Ｃは第１図のりアクドル２４に相当し、トランス２５の
二次巻線と直流交流変換器２２の交流出力との間に挿入
されるリアクトルである。
再び第１図に戻って、直流交流変換器２２の直流入力側
の電圧は電圧設定器２６で設定され、その設定値と電圧
検出器２０Ｂで検出される電圧検出値とを電圧制御回路
２７へ入力する。この電圧制御回路２７の出力を掛算器
２９の一方の入力に印加し、他方入力の交流電源１の電
圧に対応した電圧をトランス２８で検出して印加、その
出力に振幅が電圧制御回路２７の出力に比例し、位相が
交流電源ｌの電圧位相と同一位相の電流基準を得る。
の電圧は電圧設定器２６で設定され、その設定値と電圧
検出器２０Ｂで検出される電圧検出値とを電圧制御回路
２７へ入力する。この電圧制御回路２７の出力を掛算器
２９の一方の入力に印加し、他方入力の交流電源１の電
圧に対応した電圧をトランス２８で検出して印加、その
出力に振幅が電圧制御回路２７の出力に比例し、位相が
交流電源ｌの電圧位相と同一位相の電流基準を得る。
電流制御回路３０は前記電流基準信号と電流検出器２３
で検出される直流交流変換器２２の出力電流を比較し、
その偏差信号をＰＷＭ制御回路３１に印加する。直流交
流変換器２２は電流制御回路３０の出力信号に応じてＰ
ＷＭ制御回路３１によってＰＷＭ制御され、交流電源１
の電圧と同位相の電流を交流電源１へ回生する。
で検出される直流交流変換器２２の出力電流を比較し、
その偏差信号をＰＷＭ制御回路３１に印加する。直流交
流変換器２２は電流制御回路３０の出力信号に応じてＰ
ＷＭ制御回路３１によってＰＷＭ制御され、交流電源１
の電圧と同位相の電流を交流電源１へ回生する。
次に、前述の構成から成る本発明の実施例の動作を第１
図、第２図及び第３図を参照して説明する。
図、第２図及び第３図を参照して説明する。
電動機２が所定の回転速度で回転しているものとすれば
、その二次巻線に正弦波電圧が発生し、この交流電圧は
トランス３を介して交流直流変換器４に加わる。
、その二次巻線に正弦波電圧が発生し、この交流電圧は
トランス３を介して交流直流変換器４に加わる。
第２図において、トランス３のＵ相巻線３Ｕの電圧が■
の矢印方向に誘起しているとき即ち、正弦波の正の半サ
イクルの期間でＧＴＯ４５を所定の周期でオンオフ制御
し、■の矢印方向に誘起しているとき即ち、正弦波の負
の半サイクルの期間でＧＴＯ４６を所定の周期でオンオ
フ制御すれば二次電圧と同相の正弦波電流を流すことが
出来る。ＧＴＯ４５，ＧＴＯ４６のオンオフ制御はＰＷ
Ｍ制御回路１３によって行われる。
の矢印方向に誘起しているとき即ち、正弦波の正の半サ
イクルの期間でＧＴＯ４５を所定の周期でオンオフ制御
し、■の矢印方向に誘起しているとき即ち、正弦波の負
の半サイクルの期間でＧＴＯ４６を所定の周期でオンオ
フ制御すれば二次電圧と同相の正弦波電流を流すことが
出来る。ＧＴＯ４５，ＧＴＯ４６のオンオフ制御はＰＷ
Ｍ制御回路１３によって行われる。
第３図はＧＴＯのオンオフ動作を説明するための図で、
図中Ｘは電動機２の二次周波数より充分高い周波数の搬
送波信号を示し、ｅはＰＷＭ制御回路１３への入力信号
で、この信号ｅの振幅は掛算器１０の出力である電流基
準信号の振幅に比例し、その位相は二次電圧位相と同一
位相の信号で、又ｅはｅの反転信号である。
図中Ｘは電動機２の二次周波数より充分高い周波数の搬
送波信号を示し、ｅはＰＷＭ制御回路１３への入力信号
で、この信号ｅの振幅は掛算器１０の出力である電流基
準信号の振幅に比例し、その位相は二次電圧位相と同一
位相の信号で、又ｅはｅの反転信号である。
ＰＷＭ制御回路１３では入力信号ｅと搬送波信号Ｘとを
比較して、 Ｘ≧ｅならばｒＯＪ 、、Ｘ＜ｅならばｒＩＪとなる信
号ｇＡを、 又Ｘ＞ｅならば「１」、Ｘ≦ｅならば「０」の信号ｇＢ
を算出する。
比較して、 Ｘ≧ｅならばｒＯＪ 、、Ｘ＜ｅならばｒＩＪとなる信
号ｇＡを、 又Ｘ＞ｅならば「１」、Ｘ≦ｅならば「０」の信号ｇＢ
を算出する。
更に、信号ｇＡと信号ｇＢを論理演算してＧＴＯをオン
オフする信号算出して交流直流変換器４をＰＷＭ制御す
る。即ち、信号ｅの正側の半サイクルの期間をＴＡとし
、信号ｅの正側の半サイクルの期間をＴＢとすれば期間
ＴＡではＧＴＯ４５をオンオフ制御し、期間ＴＢではＧ
ＴＯ４６をオンオフする信号ＧＯによって交流直流変換
器４をＰＷＭ制御する。
オフする信号算出して交流直流変換器４をＰＷＭ制御す
る。即ち、信号ｅの正側の半サイクルの期間をＴＡとし
、信号ｅの正側の半サイクルの期間をＴＢとすれば期間
ＴＡではＧＴＯ４５をオンオフ制御し、期間ＴＢではＧ
ＴＯ４６をオンオフする信号ＧＯによって交流直流変換
器４をＰＷＭ制御する。
そして、■相、Ｗ相もＵ相と同様にしてＰＷＭ制御され
るものであるからＶ相、Ｗ相については説明を省略する
。
るものであるからＶ相、Ｗ相については説明を省略する
。
第３図はＴＡの期間でＧＴＯ４５が１１回オンオフ制御
され、ＴＢの期間ではＧＴＯ４６が１１回オンオフ制御
されることを示している。又第３図の信号ＧＯに点線で
示している正弦波は二次電圧を示している。
され、ＴＢの期間ではＧＴＯ４６が１１回オンオフ制御
されることを示している。又第３図の信号ＧＯに点線で
示している正弦波は二次電圧を示している。
今、ＴＡ切期間おいて、ＧＴＯ４５にオン信号を与える
とＵ相電流ｉｕはＵ相巻線−３Ｕ→ダイオード４１→Ｇ
ＴＯ４５−Ｕ相巻線３Ｕの閉回路で流れる。この時の電
流上昇率は主として電動機２の二次巻線のインダクタン
スによって抑制される。次にＧＴＯ４５にオフ信号を与
えるとＧＴＯ４５がオフするか今迄前記閉回路で流れて
いたＵ相電流ｉｕはＵ相巻線３Ｕ→ダイオード４１→ダ
イオード５→転流コンデンサ２０−ダイオード４４−Ｕ
相巻線３Ｕの閉回路で流れる。このようにしてＴＡ切期
間おいてＧＴＯ４５かオンとなった場合は前者の閉回路
で、ＧＴＯ４５がオフとなった場合は後者の閉回路でＵ
相電流ｉｕが流れる。
とＵ相電流ｉｕはＵ相巻線−３Ｕ→ダイオード４１→Ｇ
ＴＯ４５−Ｕ相巻線３Ｕの閉回路で流れる。この時の電
流上昇率は主として電動機２の二次巻線のインダクタン
スによって抑制される。次にＧＴＯ４５にオフ信号を与
えるとＧＴＯ４５がオフするか今迄前記閉回路で流れて
いたＵ相電流ｉｕはＵ相巻線３Ｕ→ダイオード４１→ダ
イオード５→転流コンデンサ２０−ダイオード４４−Ｕ
相巻線３Ｕの閉回路で流れる。このようにしてＴＡ切期
間おいてＧＴＯ４５かオンとなった場合は前者の閉回路
で、ＧＴＯ４５がオフとなった場合は後者の閉回路でＵ
相電流ｉｕが流れる。
又、Ｕ相電流ｉｕが、Ｕ相巻線３Ｕ−ダイオード４１→
ダイオード５→転流コンデンサ２０→ダイオード４４→
Ｕ相巻線３Ｕの閉回路で流れる時に、電動機２の二次電
力は転流コンデンサ２０に蓄積される。
ダイオード５→転流コンデンサ２０→ダイオード４４→
Ｕ相巻線３Ｕの閉回路で流れる時に、電動機２の二次電
力は転流コンデンサ２０に蓄積される。
次に、ＴＨの期間において、ＧＴＯ４６にオン信号を与
えるとＵ相電流ｉｕはＵ相巻線３Ｕ→ＧＴＯ４６−ダイ
オード４２−Ｕ相巻線３Ｕの閉回路で流れる。次にＧＴ
Ｏ４６にオフ信号を与えると、ＧＴＯ４６がオフするが
今迄前記閉回路で流れていたＵ相電流ｉｕはＵ相巻線３
Ｕ→ダイオード４３→ダイオード５→転流コンデンサ２
０→ダイオード４２→Ｕ相巻線３Ｕの閉回路で流れる。
えるとＵ相電流ｉｕはＵ相巻線３Ｕ→ＧＴＯ４６−ダイ
オード４２−Ｕ相巻線３Ｕの閉回路で流れる。次にＧＴ
Ｏ４６にオフ信号を与えると、ＧＴＯ４６がオフするが
今迄前記閉回路で流れていたＵ相電流ｉｕはＵ相巻線３
Ｕ→ダイオード４３→ダイオード５→転流コンデンサ２
０→ダイオード４２→Ｕ相巻線３Ｕの閉回路で流れる。
このようにしてＴＢ切期間おいてＧＴＯ４６がオンとな
った場合は前者の閉回路で、ＧＴＯ４６がオフとなった
場合は後者の閉回路でＵ相電流ｉｕが流れる。又、Ｕ相
電流ｉｕが、Ｕ相巻線３Ｕ→ダイオード４３−ダイオー
ド５→転流コンデンサ２０→ダイオード４２→Ｕ相巻線
３Ｕの閉回路で流れる時に、電動機２の二次電力は転流
コンデンサ２０に蓄積される。
った場合は前者の閉回路で、ＧＴＯ４６がオフとなった
場合は後者の閉回路でＵ相電流ｉｕが流れる。又、Ｕ相
電流ｉｕが、Ｕ相巻線３Ｕ→ダイオード４３−ダイオー
ド５→転流コンデンサ２０→ダイオード４２→Ｕ相巻線
３Ｕの閉回路で流れる時に、電動機２の二次電力は転流
コンデンサ２０に蓄積される。
以上のように、期間ＴＡではＧＴＯ４５にオン信号とオ
フ信号を入力する。又期間ＴＢではＧＴＯ４６にオン信
号とオフ信号を入力する。この結果Ｕ相電流ｉｕは、入
力信号ｅに同期してその正側の半サイクルＴＡではＧＴ
Ｏ４５がオンすると電動機２の二次側と短絡して流れ、
オフすると転流コンデンサ２０を通して流れる。又、そ
の負の半サイクルＴＢではＧＴＯが同様の操作でＵ相電
流ｉｕが流れる。
フ信号を入力する。又期間ＴＢではＧＴＯ４６にオン信
号とオフ信号を入力する。この結果Ｕ相電流ｉｕは、入
力信号ｅに同期してその正側の半サイクルＴＡではＧＴ
Ｏ４５がオンすると電動機２の二次側と短絡して流れ、
オフすると転流コンデンサ２０を通して流れる。又、そ
の負の半サイクルＴＢではＧＴＯが同様の操作でＵ相電
流ｉｕが流れる。
以上のようにして、速度制御出力信号を波高値とし電動
機２の二次電圧と同位相の正弦波となる電流基準信号で
電動機２の二次電流を交流直流変換器４でＰＷＭ制御す
ることにより高調波を含まない二次電流となる。
機２の二次電圧と同位相の正弦波となる電流基準信号で
電動機２の二次電流を交流直流変換器４でＰＷＭ制御す
ることにより高調波を含まない二次電流となる。
このため、電動機２の一次側には
（ｌ±６ｓｎ）ｆ’の脈動電流は発生しない。
又、交流直流変換器４のＧＴＯがオンした時に電動機２
のインダクタンスに貯えられた電力は、ＧＴＯがオフし
た時に転流コンデンサ２０に流れるから第６図に示した
電動機の二次電力ＰＣは転流コンデンサ２０に蓄積する
ことができる。
のインダクタンスに貯えられた電力は、ＧＴＯがオフし
た時に転流コンデンサ２０に流れるから第６図に示した
電動機の二次電力ＰＣは転流コンデンサ２０に蓄積する
ことができる。
次に、転流コンデンサ２０に蓄積される二次電力を交流
電源１へ回生する場合の動作を第１図、第４図及び第５
図を参照して説明する。
電源１へ回生する場合の動作を第１図、第４図及び第５
図を参照して説明する。
第４図は、第１図の直流交流変換器２２の具体的構成図
と、リアクトル２４及びトランス２５の接続図を示した
もので、以下の動作はＵ相を例として説明する。■相、
Ｗ相はＵ相と同様な動作となるのでその説明は省略する
。
と、リアクトル２４及びトランス２５の接続図を示した
もので、以下の動作はＵ相を例として説明する。■相、
Ｗ相はＵ相と同様な動作となるのでその説明は省略する
。
第４図のＧＴＯ２０９とＧＴＯ２１２及びＧＴＯ２１０
とＧＴＯ２１１は第１図のＰＷＭ制御回路３１からの信
号によってオンオフ制御される。
とＧＴＯ２１１は第１図のＰＷＭ制御回路３１からの信
号によってオンオフ制御される。
第５図は前記ＧＴＯのオンオフ動作を説明するための図
で、図中Ｘｓは交流電源１の周波数より充分高い周波数
で選定される搬送波、ｅｓは電流制御回路３０の出力信
号で、ｅｓはｅｓの反転信号である。
で、図中Ｘｓは交流電源１の周波数より充分高い周波数
で選定される搬送波、ｅｓは電流制御回路３０の出力信
号で、ｅｓはｅｓの反転信号である。
ＰＷＭ制御回路３１は入力信号ｅｓとＸｓとを比較し、
Ｘｓ≧ｅｓならばｒＯＪ 、Ｘｓ ＜ｅｓならば「１」
の信号ｇＡＳを算出し、又ｅｓとＸｓとを比較し、Ｘｓ
＞ｅｓならば「１」、Ｘｓ≦ｅｓならば「０」の信号ｇ
Ｂｓを算出する。
Ｘｓ≧ｅｓならばｒＯＪ 、Ｘｓ ＜ｅｓならば「１」
の信号ｇＡＳを算出し、又ｅｓとＸｓとを比較し、Ｘｓ
＞ｅｓならば「１」、Ｘｓ≦ｅｓならば「０」の信号ｇ
Ｂｓを算出する。
ここで、信号ｅｓの正側の半周期をＴＡＳとし、信号ｅ
ｓの負側の半周期をＴＢＳとする。
ｓの負側の半周期をＴＢＳとする。
そして、周期ＴＡＳでは第４図のＧＴＯ２０９とＧＴＯ
２１２をオンオフ制御し、期間ＴＢＳでは第４図のＧＴ
Ｏ２１０とＧＴＯ２１１をオンオフ制御する。
２１２をオンオフ制御し、期間ＴＢＳでは第４図のＧＴ
Ｏ２１０とＧＴＯ２１１をオンオフ制御する。
期間ＴＡＳでは信号ｇＡｓをＧＴＯ２０９に入力し「１
」の時オン、「０」の時オフにする。信号ｇＢＳはＧＴ
Ｏ２１２に入力し「１」の時オン、「０」の時オフする
。
」の時オン、「０」の時オフにする。信号ｇＢＳはＧＴ
Ｏ２１２に入力し「１」の時オン、「０」の時オフする
。
期間ＴＢＳでは、信号ｇＡｓをＧＴＯ２１０に入力し「
０」の時オンし、「１」の時オフする。信号ＴＢＳはＧ
ＴＯ２１１に入力し「Ｏ」の時オンし、「１」の時オフ
にする。
０」の時オンし、「１」の時オフする。信号ＴＢＳはＧ
ＴＯ２１１に入力し「Ｏ」の時オンし、「１」の時オフ
にする。
今、転流コンデンサ２０の直流電圧が電力コンデンサ２
ＯＡの電圧より上昇すると、ダイオード５を通して充電
電流が電力コンデンサ２ＯＡに流れ電圧が上昇する。こ
の電圧が電圧設定器２６で設定した設定電圧より上昇し
且つトランス２５のＵ相巻線の電圧ＵＳＶがＴＡＳの期
間てＧＴＯ２０９とＧＴＯ２１２をオンして交流リアク
トル２４Ａの入力側に電圧ＵＶを出力する。トランス２
５のＵ相巻線の電圧ＵＳＶと電圧ＵＶとの差電圧が交流
リアクトル２４に印加するので、ＵＶ−ＵＳＶ＞０なら
ばＵ相電流Ｉｕは、電力コンデンサ２０Ａ→リアクトル
２１→ＧＴＯ２０９吋交流リアクトル２４Ａ→トランス
２５のＵ相巻線２５Ｕ→ＧＴＯ２１２→電力コンデンサ
２ＯＡの閉回路で電流が流れる。この時電動ｍ２の二次
電力は交流電源１へ回生される。又ＧＴＯ２０９をオフ
にするとＵ相電流１ｕは、交流リアクトル２４Ａ→トラ
ンスＵ相巻線２５Ｕ−＋ＧＴｏ２１２呻ダイオード３１
０→交流リアクトル２４Ａの閉回路で流れる。
ＯＡの電圧より上昇すると、ダイオード５を通して充電
電流が電力コンデンサ２ＯＡに流れ電圧が上昇する。こ
の電圧が電圧設定器２６で設定した設定電圧より上昇し
且つトランス２５のＵ相巻線の電圧ＵＳＶがＴＡＳの期
間てＧＴＯ２０９とＧＴＯ２１２をオンして交流リアク
トル２４Ａの入力側に電圧ＵＶを出力する。トランス２
５のＵ相巻線の電圧ＵＳＶと電圧ＵＶとの差電圧が交流
リアクトル２４に印加するので、ＵＶ−ＵＳＶ＞０なら
ばＵ相電流Ｉｕは、電力コンデンサ２０Ａ→リアクトル
２１→ＧＴＯ２０９吋交流リアクトル２４Ａ→トランス
２５のＵ相巻線２５Ｕ→ＧＴＯ２１２→電力コンデンサ
２ＯＡの閉回路で電流が流れる。この時電動ｍ２の二次
電力は交流電源１へ回生される。又ＧＴＯ２０９をオフ
にするとＵ相電流１ｕは、交流リアクトル２４Ａ→トラ
ンスＵ相巻線２５Ｕ−＋ＧＴｏ２１２呻ダイオード３１
０→交流リアクトル２４Ａの閉回路で流れる。
今、転流コンデンサ２０の直流電圧が電力コンデンサ２
ＯＡの電圧より上昇すると、ダイオード５を通して充電
電流が電力コンデンサ２ＯＡに流れ電圧が上昇する。こ
の電圧が電圧設定器２６で設定した設定電圧より上昇す
れば、その上昇を抑制するために直流交流変換器４を介
して二次電力を交流電源１に回生ずる。
ＯＡの電圧より上昇すると、ダイオード５を通して充電
電流が電力コンデンサ２ＯＡに流れ電圧が上昇する。こ
の電圧が電圧設定器２６で設定した設定電圧より上昇す
れば、その上昇を抑制するために直流交流変換器４を介
して二次電力を交流電源１に回生ずる。
このためトランス２５のＵ相巻線２５Ｕに誘起される電
圧ＵＳＶがＴＡＳの期間ではＧ、ＴＯ２０９とＧＴＯ２
１２をオンオフ制御し、ＴＢＳの期間ではＧＴＯ２１０
とＧＴＯ２１１をオンオフ制御する。
圧ＵＳＶがＴＡＳの期間ではＧ、ＴＯ２０９とＧＴＯ２
１２をオンオフ制御し、ＴＢＳの期間ではＧＴＯ２１０
とＧＴＯ２１１をオンオフ制御する。
ＧＴＯ２０９とＧＴＯ２１２をオンにすると、交流リア
クトル２４Ａの入力側には電力コンデンサ２ＯＡの充電
電圧で決る電圧Ｕ％’が加わる。
クトル２４Ａの入力側には電力コンデンサ２ＯＡの充電
電圧で決る電圧Ｕ％’が加わる。
トランス２５のＵ相巻線２５Ｕに誘起される電圧ＵＳＶ
と電圧ＵＶとの差電圧が交流リアクトル２４ Ａ ニ印
加するノテ、ＵＶ −ＵＳＶ＞０ならばＵ相電流ＩＵは
、電力コンデンサ２０Ａ→リアクトル２１→ＧＴＯ２０
９＝交流リアクトル２４Ａ−Ｕ相巻線２５Ｕ→ＧＴＯ２
１２→電力コンデンサ２ＯＡの閉回路で流れる。この時
電動機２の二次電力は交流電源１へ回生される。
と電圧ＵＶとの差電圧が交流リアクトル２４ Ａ ニ印
加するノテ、ＵＶ −ＵＳＶ＞０ならばＵ相電流ＩＵは
、電力コンデンサ２０Ａ→リアクトル２１→ＧＴＯ２０
９＝交流リアクトル２４Ａ−Ｕ相巻線２５Ｕ→ＧＴＯ２
１２→電力コンデンサ２ＯＡの閉回路で流れる。この時
電動機２の二次電力は交流電源１へ回生される。
次にＧＴＯ２０９をオフにするとＵ相電流ＩＵは、交流
リアクトル２４Ａ−＋Ｕ相巻線２５Ｕ→ＧＴＯ２１２→
ダイオード３１０→交流リアクトル２４Ａの閉回路で流
れる。
リアクトル２４Ａ−＋Ｕ相巻線２５Ｕ→ＧＴＯ２１２→
ダイオード３１０→交流リアクトル２４Ａの閉回路で流
れる。
第５図はこのような動作を１１回行った場合の動作波形
を示しており、第５図のＵＶの点線はＵ相巻線２５Ｕの
誘起される電圧波形を示し、ＵＶは交流リアクトル２４
Ａ入力電圧波形である。
を示しており、第５図のＵＶの点線はＵ相巻線２５Ｕの
誘起される電圧波形を示し、ＵＶは交流リアクトル２４
Ａ入力電圧波形である。
次に、ＴＢＳの期間ではＧＴＯ２１０とＧＴＯ２１１を
オンにすることにより、Ｕ相電流ＩＩは、電力コンデン
サ２０Ａ→リアクトル２１→ＧＴＯ２１１−Ｕ相巻線２
５Ｕ−交流リアクトル２４Ａ ４ＧＴＯ２１０→電力コ
ンデンサ２ＯＡの閉回路で流れ、この時電動機の二次電
力は交流電源１へ回生される。次にＧＴＯ２１１オフに
すると、交流リアクトル２４Ａ−ＧＴＯ２１０→ダイオ
一ド３１２→Ｕ相巻線２５Ｕ→交流リアクトル２４Ａの
閉回路でＵ相電流ＩＵは流れる。
オンにすることにより、Ｕ相電流ＩＩは、電力コンデン
サ２０Ａ→リアクトル２１→ＧＴＯ２１１−Ｕ相巻線２
５Ｕ−交流リアクトル２４Ａ ４ＧＴＯ２１０→電力コ
ンデンサ２ＯＡの閉回路で流れ、この時電動機の二次電
力は交流電源１へ回生される。次にＧＴＯ２１１オフに
すると、交流リアクトル２４Ａ−ＧＴＯ２１０→ダイオ
一ド３１２→Ｕ相巻線２５Ｕ→交流リアクトル２４Ａの
閉回路でＵ相電流ＩＵは流れる。
前述のようにＵ相巻線２５Ｕに誘起される電圧ＵＳＶと
同相の正弦波電流を供給することが出来るため、交流電
源１へ回生する電流は正弦波で力率１となる。
同相の正弦波電流を供給することが出来るため、交流電
源１へ回生する電流は正弦波で力率１となる。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば電動機の二次電流
を二次電圧と同位相の正弦波として流すことが出来、又
二次電力を電源電圧を同位相で且つ正弦波電流として交
流電源に回生出来るため、高調波電流を抑制出来ると共
に変換器の容量も低減出来る巻線形誘導電動機の速度制
御装置を提供できる。
を二次電圧と同位相の正弦波として流すことが出来、又
二次電力を電源電圧を同位相で且つ正弦波電流として交
流電源に回生出来るため、高調波電流を抑制出来ると共
に変換器の容量も低減出来る巻線形誘導電動機の速度制
御装置を提供できる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図は
第１図の交流直流変換器の具体的実施例を示す回路図、
第３図は第２図のＰＷＭ制御の動作を説明するための波
形図、第４図は第１図の直流交流変換器の具体的実施例
を示す回路図、第５図は第４図のＰＷＭ制御の動作を説
明するための波形図、第６図は２乗トルク負荷における
速度と電力の関係を示した特性図、第７図は従来のセル
ビウス制御の単線回路構成図である。 １・・・交流電源、２・・・巻線形誘導電動機、３・・
・トランス、４・・・交流直流変換器、５，５Ａ・・・
ダイオード、６・・・速度設定器、７・・・速度検出器
、８・・・速度制御回路、９・・・トランス、１０・・
・掛算器、１１・・・二次電流検出器、１２・・・二次
電流制御回路、１３・・・ＰＷＭ制御回路、２０・・・
転流コンデンサ、２ＯＡ・・・電力コンデンサ、２１・
・・リアクトル、２２・・・直流交流変換器、２３・・
・電流検出器、２４・・・交流リアクトル、２５・・・
トランス、２６・・・電圧設定器、２７・・・電圧制御
回路、２８・・・トランス、２９・・・掛算器、３０・
・・電流制御回路、３１・・・ＰＷＭ制御回路。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第 ３ 図 第 図 亘転数（’／、） 〜へ ４ａ 閣 節 図
第１図の交流直流変換器の具体的実施例を示す回路図、
第３図は第２図のＰＷＭ制御の動作を説明するための波
形図、第４図は第１図の直流交流変換器の具体的実施例
を示す回路図、第５図は第４図のＰＷＭ制御の動作を説
明するための波形図、第６図は２乗トルク負荷における
速度と電力の関係を示した特性図、第７図は従来のセル
ビウス制御の単線回路構成図である。 １・・・交流電源、２・・・巻線形誘導電動機、３・・
・トランス、４・・・交流直流変換器、５，５Ａ・・・
ダイオード、６・・・速度設定器、７・・・速度検出器
、８・・・速度制御回路、９・・・トランス、１０・・
・掛算器、１１・・・二次電流検出器、１２・・・二次
電流制御回路、１３・・・ＰＷＭ制御回路、２０・・・
転流コンデンサ、２ＯＡ・・・電力コンデンサ、２１・
・・リアクトル、２２・・・直流交流変換器、２３・・
・電流検出器、２４・・・交流リアクトル、２５・・・
トランス、２６・・・電圧設定器、２７・・・電圧制御
回路、２８・・・トランス、２９・・・掛算器、３０・
・・電流制御回路、３１・・・ＰＷＭ制御回路。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第 ３ 図 第 図 亘転数（’／、） 〜へ ４ａ 閣 節 図
Claims (2)
- （１）一次巻線が交流電源に接続される巻線形誘導電動
機の二次電力を電力変換装置を介して前記交流電源へ回
生して速度制御を行う巻線形誘導電動機の速度制御装置
において、 二次巻線がそれぞれ各相独立して設けられ一次巻線が前
記巻線形誘導電動機の二次巻線に接続されるトランスと
、 交流側の各相入力端子にそれぞれ前記トランスの二次巻
線が接続されＰＷＭ制御される交流直流変換器の直流側
出力端子にダイオードを介して接続される転流コンデン
サと、 振幅が前記巻線形誘導電動機の速度検出信号と速度基準
信号との偏差信号に比例し、位相が前記巻線形誘導電動
機の二次電圧位相と同一の電流基準信号を算出する手段
と、 前記電流基準信号と前記巻線形誘導電動機の二次電流検
出信号との偏差に応じて前記交流直流変換器をＰＷＭ制
御するＰＷＭ制御手段と、 前記転流コンデンサの直流電圧を入力とし直流を交流に
変換して交流電力を前記交流電源へ回生する直流交流変
換装置とから成る巻線形誘導電動機の速度制御装置。 - （２）一次巻線が交流電源に接続される巻線形誘導電動
機の二次電力を電力変換装置を介して前記交流電源へ回
生して速度制御を行う巻線形誘導電動機の速度制御装置
において、 二次巻線がそれぞれ各相独立して設けられ一次巻線が前
記巻線形誘導電動機の二次巻線に接続されるトランスと
、 交流側の各相入力端子にそれぞれ前記第１のトランスの
二次巻線が接続されＰＷＭ制御される交流直流変換器の
直流側出力端子に第１のダイオードを介して接続される
転流コンデンサと、 振幅が前記巻線形誘導電動機の速度検出信号と速度基準
信号との偏差信号に比例し、位相が前記巻線形誘導電動
機の二次電圧位相と同一の第１の電流基準信号を算出す
る手段と、 前記第１の電流基準信号と前記巻線形誘導電動機の二次
電流検出信号との偏差に応じて前記交流直流変換器をＰ
ＷＭ制御する第１のＰＷＭ制御手段と、 二次巻線がそれぞれ各相独立して設けられ一次巻線が前
記交流電源に接続される第２のトランスと、 前記転流コンデンサの端子間に第２のダイオードを介し
て接続される電力コンデンサと、 直流側入力端子がリアクトルを介して前記電力コンデン
サに接続され、交流側の各相出力端子が前記第２のトラ
ンスのそれぞれの二次巻線に接続される直流交流変換器
と、振幅が前記電力コンデンサの電圧検出信号と電圧基
準信号との偏差信号に比例し、位相が前記交流電源の電
圧位相と同一の第２の電流基準信号を算出する手段と、 前記第２の電流基準信号と前記交流電源への回生電流検
出信号との偏差に応じて前記直流交流変換器をＰＷＭ制
御する第２のＰＷＭ制御手段とから成る巻線形誘導電動
機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2194987A JPH0487592A (ja) | 1990-07-25 | 1990-07-25 | 巻線形誘導電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2194987A JPH0487592A (ja) | 1990-07-25 | 1990-07-25 | 巻線形誘導電動機の速度制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0487592A true JPH0487592A (ja) | 1992-03-19 |
Family
ID=16333660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2194987A Pending JPH0487592A (ja) | 1990-07-25 | 1990-07-25 | 巻線形誘導電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0487592A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1655828A1 (en) * | 2004-11-05 | 2006-05-10 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Controller for a wound-rotor induction motor |
| CN104702189A (zh) * | 2013-12-06 | 2015-06-10 | 广西大学 | 异步电动机一种新型无模型控制装置 |
| CN106773673A (zh) * | 2016-11-23 | 2017-05-31 | 北京航空航天大学 | 一种基于频率自适应的分数补偿重复控制器的磁悬浮转子谐波电流抑制方法 |
-
1990
- 1990-07-25 JP JP2194987A patent/JPH0487592A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1655828A1 (en) * | 2004-11-05 | 2006-05-10 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Controller for a wound-rotor induction motor |
| JP2006136121A (ja) * | 2004-11-05 | 2006-05-25 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 巻線型誘導電動機の制御装置 |
| CN100399697C (zh) * | 2004-11-05 | 2008-07-02 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 绕线式转子感应电动机的控制器 |
| CN104702189A (zh) * | 2013-12-06 | 2015-06-10 | 广西大学 | 异步电动机一种新型无模型控制装置 |
| CN106773673A (zh) * | 2016-11-23 | 2017-05-31 | 北京航空航天大学 | 一种基于频率自适应的分数补偿重复控制器的磁悬浮转子谐波电流抑制方法 |
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