JPH049018B2 - - Google Patents
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- JPH049018B2 JPH049018B2 JP54113901A JP11390179A JPH049018B2 JP H049018 B2 JPH049018 B2 JP H049018B2 JP 54113901 A JP54113901 A JP 54113901A JP 11390179 A JP11390179 A JP 11390179A JP H049018 B2 JPH049018 B2 JP H049018B2
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 6
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 1
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- Electronic Switches (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、負荷により電源系統に発生される
高調波歪を補償する波形補償装置に関する。
高調波歪を補償する波形補償装置に関する。
近年、負荷等に半導体スイツチ制御装置が使用
されるようになつて電源系統における高調波歪発
生が問題になつて来た。例えば、第４図に示すよ
うに、交流電源ACに整流回路が接続されるとき
に、電源周期に一致する方形波電流ILが流れる。
これを解決するために従来から電源と負荷間に
Ｌ、Ｃフイルタを用いて制御することが行われて
いる。Ｌ、Ｃフイルタは高調波次数に合わせて共
振分路の形で使用されることが多いが、このＬ、
Ｃフイルタは電圧歪を補正するためのものである
ため、波形の改善度合は満足するものではなかつ
た。また、Ｌ、Ｃフイルタは大形であるため、装
置全体が大形化する欠点もある。
されるようになつて電源系統における高調波歪発
生が問題になつて来た。例えば、第４図に示すよ
うに、交流電源ACに整流回路が接続されるとき
に、電源周期に一致する方形波電流ILが流れる。
これを解決するために従来から電源と負荷間に
Ｌ、Ｃフイルタを用いて制御することが行われて
いる。Ｌ、Ｃフイルタは高調波次数に合わせて共
振分路の形で使用されることが多いが、このＬ、
Ｃフイルタは電圧歪を補正するためのものである
ため、波形の改善度合は満足するものではなかつ
た。また、Ｌ、Ｃフイルタは大形であるため、装
置全体が大形化する欠点もある。
上記の欠点を除去するために、能動素子を持つ
電力変換器を用いた高調波フイルタを使用するこ
とにより、電圧及び電流歪を高精度で補償でき、
しかも小形に製作できる波形補償装置を本願出願
人は既に提案している（特開昭55−139031号公
報）。
電力変換器を用いた高調波フイルタを使用するこ
とにより、電圧及び電流歪を高精度で補償でき、
しかも小形に製作できる波形補償装置を本願出願
人は既に提案している（特開昭55−139031号公
報）。
この発明は、能動素子を用いた高調波フイルタ
による波形補償装置において、負荷の高調波電流
レベル変化に拘らず最適の補償電流を供給できる
ようにした波形補償装置を提供することを目的と
する。
による波形補償装置において、負荷の高調波電流
レベル変化に拘らず最適の補償電流を供給できる
ようにした波形補償装置を提供することを目的と
する。
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を説
明する。
明する。
第１図において、１は交流電源、２は高調波発
生源である負荷、３は線路、４〜７は電力変換器
である。４は高調波除去用LCフイルタで、この
フイルタ４の一端は線路３に並列接続され、他端
はトランス５の第１巻線５ａに接続される。トラ
ンス５の第２巻線５ｂは中点５ｃを有し、巻線５
ｂの両端には自己消弧形半導体素子６ａ，６ｂの
アノードが接続され、カソード側は共通接続され
る。７は直流電源になる直流リアクトルで、この
直流リアクトル７には並列に自己消弧形半導体素
子６ｃが接続され、その一端は第２巻線５ｂの中
点５ｃに接続され、他端は前記素子６ａ，６ｂの
カソード側の共通接続点に接続される。８は負荷
電流iLの検出器、９は直流電流iDの検出器である。
生源である負荷、３は線路、４〜７は電力変換器
である。４は高調波除去用LCフイルタで、この
フイルタ４の一端は線路３に並列接続され、他端
はトランス５の第１巻線５ａに接続される。トラ
ンス５の第２巻線５ｂは中点５ｃを有し、巻線５
ｂの両端には自己消弧形半導体素子６ａ，６ｂの
アノードが接続され、カソード側は共通接続され
る。７は直流電源になる直流リアクトルで、この
直流リアクトル７には並列に自己消弧形半導体素
子６ｃが接続され、その一端は第２巻線５ｂの中
点５ｃに接続され、他端は前記素子６ａ，６ｂの
カソード側の共通接続点に接続される。８は負荷
電流iLの検出器、９は直流電流iDの検出器である。
前記電力変換器の自己消弧形半導体素子６ａ，
６ｂは以下に説明する制御回路の出力によりパル
ス幅制御され、半導体素子６ｃは６ａ，６ｂがオ
フ制御されるときに同時にオン制御されてトラン
ス５に不要な電流を流さないようにされる。
６ｂは以下に説明する制御回路の出力によりパル
ス幅制御され、半導体素子６ｃは６ａ，６ｂがオ
フ制御されるときに同時にオン制御されてトラン
ス５に不要な電流を流さないようにされる。
負荷電流検出器８の出力は基本波のみを阻止す
るバンドリジエクトフイルタ１０を介して負荷２
の高調波電流iLRが取出される。この高調波電流
iLRは設定値決定回路１１の入力にされ、そのレ
ベルに応じた直流電流iDの設定値iSが設定値決定
回路１１から取出される。この設定値iSとしては
電流信号iLRの実効値のピーク値にされる。設定
値iSは直流電流検出器９の出力iDと比較され、両
信号の直流レベルの差分（波形補償用電流差分）
が取出され、この信号は乗算器１２の第１入力Ｙ
にされる。この乗算器１２の第２入力にはフイル
タ４を通した位置で取出された電源１の電圧に同
期した信号Ｘが与えられ、乗算器１２からは補償
用電流差分（iD−iS）に電源１の極性も含めた出
力が取出される。この出力は電源１の基本周波数
帯に通過帯域を持つバンドパスフイルタ１２Ａを
通して直流リアクトル７に流す直流電流制御信号
SDが取出される。ここで、バンドパスフイルタ１
２Ａは電流iDを制御することによつて電源電流ii
に高調波電流が流れるのを防ぐためのものであ
る。
るバンドリジエクトフイルタ１０を介して負荷２
の高調波電流iLRが取出される。この高調波電流
iLRは設定値決定回路１１の入力にされ、そのレ
ベルに応じた直流電流iDの設定値iSが設定値決定
回路１１から取出される。この設定値iSとしては
電流信号iLRの実効値のピーク値にされる。設定
値iSは直流電流検出器９の出力iDと比較され、両
信号の直流レベルの差分（波形補償用電流差分）
が取出され、この信号は乗算器１２の第１入力Ｙ
にされる。この乗算器１２の第２入力にはフイル
タ４を通した位置で取出された電源１の電圧に同
期した信号Ｘが与えられ、乗算器１２からは補償
用電流差分（iD−iS）に電源１の極性も含めた出
力が取出される。この出力は電源１の基本周波数
帯に通過帯域を持つバンドパスフイルタ１２Ａを
通して直流リアクトル７に流す直流電流制御信号
SDが取出される。ここで、バンドパスフイルタ１
２Ａは電流iDを制御することによつて電源電流ii
に高調波電流が流れるのを防ぐためのものであ
る。
一方、負荷の高調波電流iLRと直流電流iDとは除
算器１３に入力され、両電流の比iLR／iDが演算さ
れた信号SR（補償信号）が取出される。この除算
器１３は、電流iDによつて補償電流のゲイン（電
流iLRのレベルに対する電流iDのレベル比）が変化
するのを避け、ゲインを一定に保つためのもので
ある。このゲイン一定は後述のように不要な高調
波発生を少なくする。
算器１３に入力され、両電流の比iLR／iDが演算さ
れた信号SR（補償信号）が取出される。この除算
器１３は、電流iDによつて補償電流のゲイン（電
流iLRのレベルに対する電流iDのレベル比）が変化
するのを避け、ゲインを一定に保つためのもので
ある。このゲイン一定は後述のように不要な高調
波発生を少なくする。
補償電流信号SRと前記の直流電流信号SDとは加
算され、コンパレータ１４の比較入力信号Ｓにさ
れる。コンパレータ１４の比較基準は電源１に同
期した三角波信号を出力する三角波発生器１５か
ら与えられ、コンパレータ１４からは信号Ｓのレ
ベル及び極性に応じたパルス幅変調PWM信号が
取出される。このPWM信号はロジツク回路１６
に入力され、電源１の周波数に同期したゲート信
号が取出される。このゲート信号はゲート回路１
７で適当に増幅されて自己消弧形半導体素子６
ａ，６ｂ，６ｃのオン・オフ制御信号にされる。
なお、三角波発生器１５は例えばフエーズロツク
ループ（PLL）により電源１と同期をとり、電
源１の周波数の整数倍の周波数を持つ三角波を発
生する。
算され、コンパレータ１４の比較入力信号Ｓにさ
れる。コンパレータ１４の比較基準は電源１に同
期した三角波信号を出力する三角波発生器１５か
ら与えられ、コンパレータ１４からは信号Ｓのレ
ベル及び極性に応じたパルス幅変調PWM信号が
取出される。このPWM信号はロジツク回路１６
に入力され、電源１の周波数に同期したゲート信
号が取出される。このゲート信号はゲート回路１
７で適当に増幅されて自己消弧形半導体素子６
ａ，６ｂ，６ｃのオン・オフ制御信号にされる。
なお、三角波発生器１５は例えばフエーズロツク
ループ（PLL）により電源１と同期をとり、電
源１の周波数の整数倍の周波数を持つ三角波を発
生する。
こうした構成の補償装置の動作を第２図に示す
各部波形図を参照して説明する。
各部波形図を参照して説明する。
負荷２が第４図に示す整流回路とすると、負荷
電流iLは第２図ａに示すように歪んだ方形波電流
になる。この歪電流に対し、交流電源１からの電
流iiが第２図ａに示すように正弦波になる場合と
の差分（歪分）は第２図ｂに示すようになる。こ
の差分は高調波電流iLRとしてバンドリジエクト
フイルタ１０で検出され、また該差分の波形の逆
極性の電流を第２図ｂに示す補償電流I0として流
すことで電流iiが正弦波形になる。
電流iLは第２図ａに示すように歪んだ方形波電流
になる。この歪電流に対し、交流電源１からの電
流iiが第２図ａに示すように正弦波になる場合と
の差分（歪分）は第２図ｂに示すようになる。こ
の差分は高調波電流iLRとしてバンドリジエクト
フイルタ１０で検出され、また該差分の波形の逆
極性の電流を第２図ｂに示す補償電流I0として流
すことで電流iiが正弦波形になる。
補償電流I0の発生には、直流リアクトル７を一
定電流iDを流す電流源とし、半導体素子６ａ，６
ｂ，６ｃのパルス幅制御でなされる。即ち、補償
電流I0の正極性期間TPでは該期間のレベルに比例
したパルス幅になるPWM波形に従つて半導体素
子６ａをオン・オフ制御し、同様に負極性期間
TNでは半導体素子６ｂをPWM波形に従つてオ
ン・オフ制御し、トランス５の巻線５ａ又は５ｂ
には第２図ｇに示すようなPWM波形の電流を得
る。この電流をフイルタ４を通すことでPWM波
形から三角波に含まれる高調波分を取除いた電流
I0を得る。
定電流iDを流す電流源とし、半導体素子６ａ，６
ｂ，６ｃのパルス幅制御でなされる。即ち、補償
電流I0の正極性期間TPでは該期間のレベルに比例
したパルス幅になるPWM波形に従つて半導体素
子６ａをオン・オフ制御し、同様に負極性期間
TNでは半導体素子６ｂをPWM波形に従つてオ
ン・オフ制御し、トランス５の巻線５ａ又は５ｂ
には第２図ｇに示すようなPWM波形の電流を得
る。この電流をフイルタ４を通すことでPWM波
形から三角波に含まれる高調波分を取除いた電流
I0を得る。
ここで、半導体素子６ａ又は６ｂのオフ期間に
は半導体素子６ｃをオンさせ直流リアクトル７の
電流を半導体素子６ｃを通したループで流しつづ
けると共にトランス５を通して電源側に不要な高
調波電流が流れるのを防止する。また、フイルタ
４は、例えば第３図に示すように、リアクトルＬ
とコンデンサＣを持つ１段のLCフイルタ構成に
よつてPWM波形に含まれる三角波の周波数成分
を取除き、補償電流I0の波形を得る。
は半導体素子６ｃをオンさせ直流リアクトル７の
電流を半導体素子６ｃを通したループで流しつづ
けると共にトランス５を通して電源側に不要な高
調波電流が流れるのを防止する。また、フイルタ
４は、例えば第３図に示すように、リアクトルＬ
とコンデンサＣを持つ１段のLCフイルタ構成に
よつてPWM波形に含まれる三角波の周波数成分
を取除き、補償電流I0の波形を得る。
次に、高調波電流iLRに従つたPWM波形の発生
を説明する。除算器１３においては高調波電流
iLRを直流電流iDの大きさで除算することで直流電
流iDに対する比率を一定にする。除算器１３の出
力SRはiDとの比率が１で信号SDが零とすると信号
Ｓに一致し、第２図ｅに示すように信号SRは補償
電流I0に一致した波形になる。この信号Ｓに対
し、コンパレータ１４では第２図ｆに示すように
電源１に同期した三角波信号との比較をし、その
出力には第２図ｇに示すPWM波形を得る。ロジ
ツク回路１６は該PWM波形から半導体素子６
ａ，６ｂ，６ｃのオンパルスを生成し、ゲート回
路１７は該オンパルスを夫々電力増幅して半導体
素子６ａ，６ｂ，６ｃのゲートパルスを発生す
る。
を説明する。除算器１３においては高調波電流
iLRを直流電流iDの大きさで除算することで直流電
流iDに対する比率を一定にする。除算器１３の出
力SRはiDとの比率が１で信号SDが零とすると信号
Ｓに一致し、第２図ｅに示すように信号SRは補償
電流I0に一致した波形になる。この信号Ｓに対
し、コンパレータ１４では第２図ｆに示すように
電源１に同期した三角波信号との比較をし、その
出力には第２図ｇに示すPWM波形を得る。ロジ
ツク回路１６は該PWM波形から半導体素子６
ａ，６ｂ，６ｃのオンパルスを生成し、ゲート回
路１７は該オンパルスを夫々電力増幅して半導体
素子６ａ，６ｂ，６ｃのゲートパルスを発生す
る。
ここで、除算器１３による除算は、直流リアク
トル７の電流値iDに対して一定比率（ゲイン一
定）にするもので、これは三角波発生器１５の三
角波信号ピークレベルに対する信号Ｓのピーク値
を常に一定比率にする。これにより、コンパレー
タ１４のPWM波形発生、即ちPWM変調におけ
る変調率が高調波電流iLRのレベル変化に拘らず
一定となり、第２図ｆに示すように三角波信号の
ピーク値に近い信号Ｓ＝（＝SR）のピーク値を与
えることで一定かつ、高い変調率になる。この変
調率を高くすることにより、変調後のPWM形に
は三角波（搬送波）の周波数に起因する不要な高
調波成分の含有率を小さくする。これにより、フ
イルタ４を第３図構成のように１段のLCフイル
タにするなど簡単化して高調波成分を除去でき
る。この点、特開昭55−139031号公報のものは除
算器を持たず、変調率が変化する。
トル７の電流値iDに対して一定比率（ゲイン一
定）にするもので、これは三角波発生器１５の三
角波信号ピークレベルに対する信号Ｓのピーク値
を常に一定比率にする。これにより、コンパレー
タ１４のPWM波形発生、即ちPWM変調におけ
る変調率が高調波電流iLRのレベル変化に拘らず
一定となり、第２図ｆに示すように三角波信号の
ピーク値に近い信号Ｓ＝（＝SR）のピーク値を与
えることで一定かつ、高い変調率になる。この変
調率を高くすることにより、変調後のPWM形に
は三角波（搬送波）の周波数に起因する不要な高
調波成分の含有率を小さくする。これにより、フ
イルタ４を第３図構成のように１段のLCフイル
タにするなど簡単化して高調波成分を除去でき
る。この点、特開昭55−139031号公報のものは除
算器を持たず、変調率が変化する。
次に、直流リアクトル７に確保する電流iDは高
調波電流iLRの大きさに応じて乗算器１２とフイ
ルタ１２Ａの経路で制御される。設定値決定回路
１１では高調波電流iLRの実効値のピーク値を電
流iDの設定値iSとして得る。この設定値iSは第２図
ｃに示すように、高調波電流iLR全波整流して直
流に変換し、そのピーク値として設定することで
高調波電流iLRの最大レベルに見合つた補償電流I0
を発生できるようにする。
調波電流iLRの大きさに応じて乗算器１２とフイ
ルタ１２Ａの経路で制御される。設定値決定回路
１１では高調波電流iLRの実効値のピーク値を電
流iDの設定値iSとして得る。この設定値iSは第２図
ｃに示すように、高調波電流iLR全波整流して直
流に変換し、そのピーク値として設定することで
高調波電流iLRの最大レベルに見合つた補償電流I0
を発生できるようにする。
設定値iSに対するフイードバツク信号として直
流リアクトル７の電流iDが突合され、その偏差に
応じて直流リアクトル７の電流増減制御を行う。
この電流増減制御には補償電流I0のバイアス分SD
として信号SRに加算され、半導体素子６Ａ，６ｂ
のPWM波形のパルス幅増減分として加えられ、
電源１からトランス５を通した電流供給でなされ
る。
流リアクトル７の電流iDが突合され、その偏差に
応じて直流リアクトル７の電流増減制御を行う。
この電流増減制御には補償電流I0のバイアス分SD
として信号SRに加算され、半導体素子６Ａ，６ｂ
のPWM波形のパルス幅増減分として加えられ、
電源１からトランス５を通した電流供給でなされ
る。
このとき、電源１からトランス５に供給する電
流は該電源１の電圧位相に一致させるよう乗算器
１２で電源電圧信号を偏差（iD−iS）に乗算する。
この電源電圧信号にはPWM波形成分及び高調波
電流iLRが含まれることから、バンドパスフイル
タ１２Ａにおいて電源１の基本波成分を取出して
信号SDとして得る。第２図ｄには偏差がある場合
の信号SDを示し、この信号SDが除算器１３の出力
SRに加算され、この加算結果になる信号Ｓ（第２
図ｅ及びｆ参照）がコンパレータ１４の入力にな
る。
流は該電源１の電圧位相に一致させるよう乗算器
１２で電源電圧信号を偏差（iD−iS）に乗算する。
この電源電圧信号にはPWM波形成分及び高調波
電流iLRが含まれることから、バンドパスフイル
タ１２Ａにおいて電源１の基本波成分を取出して
信号SDとして得る。第２図ｄには偏差がある場合
の信号SDを示し、この信号SDが除算器１３の出力
SRに加算され、この加算結果になる信号Ｓ（第２
図ｅ及びｆ参照）がコンパレータ１４の入力にな
る。
従つて、直流リアクトルの電流iDのレベルに対
し、高調波電流iLRのピークレベルの大小によつ
て該電流iDが調節され、高調波電流iLRのピーク値
の変化に見合つた補償電流I0を供給できるよう電
流iDが制御され、定常状態ではiLRのピーク値がiD
に一致し、信号SDは零になる。また、乗算器１２
による乗算は電源電圧位相に合せて半導体素子６
ａ，６ｂをオン・オフ制御するためのものであ
る。ここで、フイルタ１２Ａを通すことで電源１
の基本波成分を取出すことは、高調波成分を除去
し、電流iDの制御のために電源１側に不要な高調
波成分が発生するのを防止する。この点、特開昭
55−139031号公報のものはゼロクロス点を立上
り、立下りとする方形波を電源電圧位相に一致す
る信号とし、これを乗算器１４で乗算するため信
号SDとしては高調波成分を含む信号になり、電源
１側に不要な高調波成分を発生させる。
し、高調波電流iLRのピークレベルの大小によつ
て該電流iDが調節され、高調波電流iLRのピーク値
の変化に見合つた補償電流I0を供給できるよう電
流iDが制御され、定常状態ではiLRのピーク値がiD
に一致し、信号SDは零になる。また、乗算器１２
による乗算は電源電圧位相に合せて半導体素子６
ａ，６ｂをオン・オフ制御するためのものであ
る。ここで、フイルタ１２Ａを通すことで電源１
の基本波成分を取出すことは、高調波成分を除去
し、電流iDの制御のために電源１側に不要な高調
波成分が発生するのを防止する。この点、特開昭
55−139031号公報のものはゼロクロス点を立上
り、立下りとする方形波を電源電圧位相に一致す
る信号とし、これを乗算器１４で乗算するため信
号SDとしては高調波成分を含む信号になり、電源
１側に不要な高調波成分を発生させる。
従つて、この発明によれば、直流電流iDを負荷
電流iLの高調波成分iLRに応じて変化させ、しかも
iLRをiDにより除算した補償信号とするため、直流
電流iDに対する高調波成分iLRの比率が一定にな
り、負荷の高調波電流変化に追随した補償電流を
供給即ち装置の電力損失を少なくし効率を高める
ことができると共に変調率を一定にして不要な高
調波発生を無くすことができる。また、直流を流
すための信号SDは電源１の基本波成分のみを通過
させるバンドパスフイルタを通して得るため、直
流電流iDを流すことによつて電源に高調波電流が
発生するのを防止できる。
電流iLの高調波成分iLRに応じて変化させ、しかも
iLRをiDにより除算した補償信号とするため、直流
電流iDに対する高調波成分iLRの比率が一定にな
り、負荷の高調波電流変化に追随した補償電流を
供給即ち装置の電力損失を少なくし効率を高める
ことができると共に変調率を一定にして不要な高
調波発生を無くすことができる。また、直流を流
すための信号SDは電源１の基本波成分のみを通過
させるバンドパスフイルタを通して得るため、直
流電流iDを流すことによつて電源に高調波電流が
発生するのを防止できる。
第１図はこの発明の波形補償装置の一実施例を
示すブロツク図、第２図は実施例の各部波形図、
第３図は実施例のフイルタ回路図、第４図は整流
回路負荷の例を示す回路図である。 ２……負荷、４……フイルタ、７……直流リア
クトル、８，９……電流検出器、１０……バンド
リジエクトフイルタ、１１……設定値決定回路、
１２……乗算器、１３……除算器、１４……コン
パレータ、１５……三角波発生器、１６……ロジ
ツク回路、１７……ゲート回路。
示すブロツク図、第２図は実施例の各部波形図、
第３図は実施例のフイルタ回路図、第４図は整流
回路負荷の例を示す回路図である。 ２……負荷、４……フイルタ、７……直流リア
クトル、８，９……電流検出器、１０……バンド
リジエクトフイルタ、１１……設定値決定回路、
１２……乗算器、１３……除算器、１４……コン
パレータ、１５……三角波発生器、１６……ロジ
ツク回路、１７……ゲート回路。
Claims (1)
- １ 電源から負荷に電力を供給している系統にあ
つて該負荷に並列接続された能動素子を持つ電力
変換器から電源波形改善のための補償電流を供給
する波形補償装置において、上記負荷の電流から
高調波電流を検出するバンドリジエクトフイルタ
と、このフイルタの出力から上記電力変換器の直
流電流を設定する設定値決定回路と、この設定値
決定回路の設定値と上記電力変換器の検出直流電
流との差分を電源に同期した信号で取出す乗算器
と、この乗算器の出力から電源の基本周波数成分
のみを取出すバンドパスフイルタと、上記バンド
リジエクトフイルタの出力と上記電力変換器の直
流電流検出値との比を算出する除算器と、この除
算器の算出値と上記バンドパスフイルタの出力と
の加算値と電源に同期した三角波との比較で該加
算値に比例したパルス幅信号を得るコンパレータ
と、このコンパレータの出力パルス信号を上記電
力変換器の能動素子のオン・オフ制御信号にする
ゲート回路とを備えたことを特徴とする波形補償
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11390179A JPS5638938A (en) | 1979-09-04 | 1979-09-04 | Waveform compensator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11390179A JPS5638938A (en) | 1979-09-04 | 1979-09-04 | Waveform compensator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5638938A JPS5638938A (en) | 1981-04-14 |
| JPH049018B2 true JPH049018B2 (ja) | 1992-02-18 |
Family
ID=14623990
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11390179A Granted JPS5638938A (en) | 1979-09-04 | 1979-09-04 | Waveform compensator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5638938A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101533737B1 (ko) * | 2014-02-19 | 2015-07-03 | 주식회사 일우산업기계 | 절곡기의 베드 크라우닝 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2669123B2 (ja) * | 1990-08-03 | 1997-10-27 | 松下電器産業株式会社 | 電源波形の矯正機能を有する電気機器 |
-
1979
- 1979-09-04 JP JP11390179A patent/JPS5638938A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101533737B1 (ko) * | 2014-02-19 | 2015-07-03 | 주식회사 일우산업기계 | 절곡기의 베드 크라우닝 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5638938A (en) | 1981-04-14 |
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