JPH0495423A - Ｆｍ多重受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は、複数のプログラムが聴取可能なＦＭ多重受信
装置に関する。

［従来の技術］ ＦＭ送信するにあたりＦＭ変調する前のベースバンド信
号ＥＢは次のような式で示される。

ＥＢ＝ＥｌｖＩ＋Ｐｃｏｓωｐｔ＋　ＥＳｃｏｓ　２ω
ｐｔ＋Ｄ１ｃｏｓ４　ωｐｔ＋　ＤＱｓｉｎ４　ωｐｔ
　　　−（１）ここで、Ｅ門：モノラル信号 Ｐ　ｃｏｓωｐｔ：パイロット信号、ｆｐ＝１９ＫＨｚ
、Ｅ５ＣＯ５２ωｐｔ　　ステレオ信号の変調波、ＤＩ
、ＤＱ’データ信号（４相ＤＰＳＫのｃｏｓ　４ωｐｔ
の同相分を直交分） なお、データ信号はＤで示せるが、４相ＤＰＳＫを用い
ているので直交した２つの信号ＤｒとＤＱとに分けて示
した。またＥＢは次式のように示される。

ＥＢ＝　Ｅ、）＋　Ｄ１ｃｏｓ４　ωｐｔ＋　Ｄの５ｉ
ｎ４　ωｐｔ−（２）ここでＥＯ：音声信号で次式のよ
うに示される。

Ｅ□＝ＥＭ＋Ｐｃｏｓωｐｔ＋Ｅ５ｃｏｓ２ωｐｔ　　
−（３）式（２）のベースバンド信号の２項と３項を取
り出せばデータ復調器でデータ信号りを求めることがで
きる。

第３図は従来のＦＭ多重受信装置の構成を示すもので、
１は受信アンテナ、２は局部発振器、３は周波数コンバ
ータ、４はバンドパスフィルタ（中心周波数１０．７Ｍ
Ｈ２）　、５はリミッタ、６は周波数ディスクリミネー
タ、７はバンドパスフィルタ（帯域周波数６１乃至９１
　ＫＨｚ）である。

また、８はＣ０８４ωｐｔ発生器、９は９０’移相器（
ｓｉｎ４　ωｐｔ発生器）、２８．２９は同期検波回路
、３０．３１はローパスフィルタ（帯域周波数０乃至１
５に比）、３２は復号器、３３はデータ出力である。

以上の構成により受信アンテナ１で受信された受信信号
は局部発振器２の出力信号と周波数コンバータ３で混合
されＩＦ（中間周波数）に変換された後バンドパスフィ
ルタ４に出力される。このＩＦ信号及リミッタ５で振幅
が一定にされた後、周波数ディスクリミネータ６に加え
られ、前記式（１）又は（２）に従ってベースバンド信
号ＥＢが復元される。ここでは、データ信号りのみに着
目するものとする。

周波数ディスクリミネータ６の出力信号はバンドパスフ
ィルタフに加えられて６】乃至９１ＫＨｚの成分が取出
されて、ｃｏｓ　４ωｐｔ発生器８に加えられる。この
ｃｏｓ　４ωｐｔ発生器８の代りにｃｏｓｔａｓ回路や
２乗回路を２つ通しても良い。ｃｏｓ４ωｐｔ発生器８
の出力信号は９０’移相器９に加えられてｃｏｓ　４ω
ｐｔがｓｉｎ　４ωｐｔに変換される。なお、ｃｏｓｔ
ａｓ回路ではＣＯ５とｓｉｎとの両出力が得られる。

バンドパスフィルタ７の出力信号は前記式（２）の２項
と３項に相当した信号であり、同期検波回路２８ではｃ
ｏｓ　４ωｐｔの成分ＤＩがローパスフィルタ３０によ
って得られ、同様にして同期検波回路２９及びローパス
フィルタ３１によって５ｉｎ４ωｐｔの成分ＤＱが得ら
れる＠　ＤＩＩ　ＤＱの両成分は復号器３２に加えられ
ディジタル信号処理系によって復元されたデータ出力３
３が得られる。

周波数ディスクリミネータ６の出力信号は受信時に−様
なスペクトル分布のノイズが存在するとＦＭ復調でノイ
ズが生ずる。　Ｄ　ＩＣＯ５４ωｐｔ＋ＤＱｓｉｎ４ω
ｐｔのデータ信号は全振幅の２．５％に抑えられている
こともあり、音声信号に比べてＳＮ比が著しく劣化する
。またデータチャンネルのＳＮ比が悪いため移動受信が
困難になる。

［発明が解決しようとする課ＩＩ］ ところが、第３図に示す従来のＦＭ多重受信装置では、
受信電界強度が十分高ければ問題はないか弱電界では受
信ノイズが大きくなり、ＦＭ復調時にそのノイズ、いわ
ゆる周波数に比例した三角ノイズの影響を受けて、元の
データが復元できないという問題があった。

本発明は以上のような問題に対処してなされたもので、
弱電界でもノイズの影響を受けることなくデータの復調
ができるＦＭ多重受信装置を提供することを目的とする
。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために本発明のＦＭ多重受信装置は
、ＦＭ変調波の受信信号を中間周波数のＩＦ信号及変換
してＦＭ復調しＦＭ多重のベースバンド信号を得るＦＭ
復調手段と、前記ベースバンド信号からパイロット周波
数成分のＦｐ信号及検出する周波数検出手段と、前記Ｆ
ｐ信号及入力し９０度の位相差を与えた位相差信号を出
力する位相差手段と、前記Ｆｐ信号及び前記位相差信号
を入力し、該各信号に基づいて前記ＩＦ信号及断続切換
えして位相差を有する２つの中間周波数信号を出力する
第１切換手段と、前記２つの中間周波数信号を入力し、
該両信号をＦ−Ｖ変換して演算処理により差成分の信号
を出力する周波数検出手段と、前記Ｆｐ信号及入力し、
該信号よりも小さい周期のパルス信号に変換して出力す
る周波数変換手段と、前記パルス信号を入力し、該信号
に基づいて前記差成分の信号を断続切換えして直流成分
のみを抽出しデータ信号を出力する第２切換手段と、を
有することを特徴とする。

［作用コ 多重搬送波４ｆｐの分離を行ないこれでＦＭのＩＦをス
イッチして２チヤンネルに振り分けてからＦＭの周波数
検出を行なう。しかもその２チヤンネルの差をさらに８
ｆｐの周期のスイッチパルスで前記スイッチによる過渡
部分をオフすることでＦＭ搬送波の位相とスイッチパル
スのタイミングの不一致による復調後の変動分を除去す
る。またスイッチしたＦＭを周波数ディスクリミネータ
に加えてからローパスフィルタを通過させる。これによ
りＦＭ復調に基づく高周波ノイズの影響が避けられ、特
に弱電界におけるノイズの影響を受けることなくデータ
の復調を行なうことができる。

［実施例］ 以下図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明のＦＭ多重受信装置の実施例を示すブロ
ック図で、ｌは受信アンテナ、２は局部発振器、３は周
波数コンバータ、４はバンドパスフィルタ（中心周波数
１０．７ＭＨｚ）、５はリミッタ、６は周波数ディスク
リミネータ、７はバンドパスフィルタ（帯域周波数６１
乃至９１ＫＨｚ）、８はｃｏｓ４ｃｔ＋ｐｔ発生器、９
は９０″移相器（Ｓｉｎ　４ωｐｔ発生器）、１０はｃ
ｏｓ　８ωｐｔ発生器である。

１１はスイッチパルス（パルス幅τ、）、１２はｃｏｓ
　８ωｐｔ発生器、１３はスイッチパルス（パルス幅τ
、）、１４．２１は電子スイッチ（パルス幅τ、）、１
５，１６，２２．２３は周波数ディスクリミネータ、１
７．２４は差動アンプ、１８．２５は電子スイッチ（パ
ルス幅τ、）、１９゜２６はローパスフィルタ（帯域周
波数Ｏ乃至１５に比）、２０はり、出力、２７はＤＱ出
力である。

以上の構成により受信アンテナ１で受信された受信信号
は局部発振器２の出力信号と周波数コンバータ３で混合
されＩＦ（中間周波数）信号に変換された後、バンドパ
スフィルタ４、リミッタ５を経て周波数ディスクリミネ
ータ６に入力される。

この周波数ディスクリミネータ６で前記式（１）又は（
２）に従ってベースバンド信号ＥＢが復元され、この出
力信号はバンドパスフィルタ７で６１乃至９１ＫＨｚの
成分が取り出されてｃｏｓ　４ωｐｔ発生器８に加えら
れる。ｆｐは１９ＫＨｚのＦＭステレオのパイロット周
波数、４ｆｐは７６ＫＨｚとなりデータ放送の副搬送波
となる。ｃｏｓ４ωｐｔ発生器８はｃｏｓｔａｓ回路や
２乗回路に代わっても良い。

以上までは従来の構成と同じである。

本実施例ではリミッタ５からのＩＦ比出力電子スイッチ
１４でｃｏｓ４ωｐｔ発生器８の制御の基に、ｃｏｓ４
　（ｃｌｐｔ：　１のａ側又はｃｏｓ４　ωｐｔ＝　−
１のｂ側に振り分ける。第２図（ａ）はｃｏｓ　４ωｐ
ｔ発生器８の出力のスイッチパルスを示し、その周期は
４ｆｐとなる。またパルス幅τ、＝１／８ｆｐとなる。

第２図（ｂ）、　　（Ｃ）は第２図（ａ）のスイッチパ
ルスでリミッタ５のＩＦ比出力振り分けのためにスイッ
チした場合の各出力を示している。

第２図（ｄ）はリミッタ５の出力を示しベースバンド信
号の振幅又はＩＦの周波数を縦軸にとって示しである。

電子スイッチ１４でａ、ｂに振り分けられた各信号は周
波数ディスクリミネータ１５．１６によって周波数−電
圧（ｆ−Ｖ）変換が行なわれた後、差動アンプ１７に入
力される。第２図（ｅ）は周波数ディスクリミネータ１
５の出力を示している。

第２図（ｆ）は差動アンプ１７の出力を示しており、前
記ディスクリミネータ１５．１６の差成分が出力される
。

差動アンプ１７の出力は電子スイッチ１８に加えられ、
電子スイッチ１８はスイッチパルス１１の制御の基にそ
の出力をスイッチする。

Ｃ０８４ωｐｔ発生器８の出力のｃｏｓ　４ωｐｔのパ
ルスはｃｏｓ　８ωｐｔ発生器１０に加えられｃｏｓ　
８ωｐｔのパルスが生成され、これはスイッチパルス１
１で整形されて第２図（ｇ）のような波形となる。この
波形の周期τ１は８ｆｐであるが、電子スイッチ１８を
オンする期間はτ８〈τ１に設定される。第］２図（ｈ
）が電子スイッチ１８の出力となる。

この出力波形は例えば第２図（ｅ）に示す周波数ディス
クリミネータ１５の出力の立ち上がり、立ち下がりがＦ
Ｍの搬送波の位相により一定ではなく変動する。またノ
イズの過渡成分を除去するものであり、本実施例の要と
なるものである。

第２図（１）は（ｈ）のステレオ信号分等の低周波数を
スイッチした成分は後のローパスフィルタ１９で除去で
きるため、予め除去してデータ分のみ示すと（１）のよ
うになる。さらにローパスフィルタ】９を通すことによ
り第２図（ｊ）の出力り。

が得られる。また９０’移相器９でｃｏｓ　４ωｐｔ発
生器８の出力のｃｏｓ　４ωｐｔからｓｉｎ　４ωｐｔ
を生成し、電子スイッチ２１でリミッタ５の出力をスイ
ッチする。９０″移相器９から−ｃｏｓ　８ωｐｔ発生
器］２及びスイッチパルス１３による電子スイッチ２５
のスイッチパルスの発生や、電子スイッチ２１゜２５、
周波数ディスクリミネータ２２，２３、差動アンプ２４
、ローパスフィルタ２６の経過はｃｏｓ４ωｐｔと５ｉ
ｎ４　ωｐｔの位相が９０ｅずれている以外は、第２図
と同一であり図示は省略しである。

ローパスフィルタ２６の出力はＤＱとなる。

このような本実施例によれば　リミッタ出力を一対の電
子スイッチ１４．２１でスイッチしてから周波数ディス
クリミネータ１５，１６，２２゜２３でＦＭ復調してロ
ーパスフィルタ１９．２６によってデータ信号り、、Ｄ
Ｑを取り出すので、ＦＭ復調に伴う高周波ノイズ（５１
乃至９１ＫＨ２帯）の影響のないデータ信号ＤＩ、ＤＱ
を得ることができる。しかも電子スイッチ１８．２５の
幅の狭いパルスτ、でスイッチしてからローパスフィル
タを通しているので、ＦＭの搬送波の位相とｃｏｓ　４
ωｐｔ発生器８．９０″移相器９のスイッチパルスの立
ち上がり、立ち下がりのいずれかに基づく変動分の影響
分を除くことができる。

［発明の効果］ 以上述べたように本発明によれば、特に弱電界において
もノイズ影響を受けることなくデータの復調ができるＦ
Ｍ多重受信装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＦＭ多重受信装置の実施例を示すブロ
ック図、第２図（ａ）乃至（ｊ）は本実施例装置の動作
を示す信号波形図、第３図は従来例を示すブロック図で
ある。 ４．７・・・・・・・・・バンドパスフィルタ、５・口
重・・リミッタ、６．１５．１６．２２．２３−・・・
・・周波数ディスクリミネータ、８・・・・・・・・・
ｃｏｓ　４ωｐｔ発生器、９・・・・・・・・９０６移
相器、１０川・旧・ｃｏｓ　８ωｐｔ発生器、１１．１
３・・・・・・スイッチパルス、１２．。 −−−ｃｏｓ　８　（１１ｐｔＪｌｊ生器、１４．１８
，２１．２５−＝・・・・・・電子スイッチ、１９．２
６・・・・・・川口−パスフィルタ、２０・・・・・・
・ＤＩ出力、２７・・団・・・・ＤＱ比出力 特許出願人　　　　クラリオン株式会社第２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＦＭ変調波の受信信号を中間周波数のＩＦ信号に変換し
   てＦＭ復調しＦＭ多重のベースバンド信号を得るＦＭ復
   調手段と、 前記ベースバンド信号からパイロット周波数成分のＦｐ
   信号を検出する周波数検出手段と、前記Ｆｐ信号を入力
   し９０度の位相差を与えた位相差信号を出力する位相差
   手段と、を備え、前記位相差信号に基づいて、前記Ｆｐ
   信号を所定の副搬送波信号に変換しＩ信号及びＱ信号と
   なるデータ信号を検出するＦＭ多重受信装置において、 前記Ｆｐ信号及び前記位相差信号を入力し、該各信号に
   基づいて前記ＩＦ信号を断続切換えして位相差を有する
   ２つの中間周波数信号を出力する第１切換手段と、 前記２つの中間周波数信号を入力し、該両信号をＦ−Ｖ
   変換して演算処理により差成分の信号を出力する周波数
   検出手段と、 前記Ｆｐ信号を入力し、該信号よりも小さい周期のパル
   ス信号に変換して出力する周波数変換手段と、 前記パルス信号を入力し、該信号に基づいて前記差成分
   の信号を断続切換えして直流成分のみを抽出し前記デー
   タ信号を出力する第２切換手段と、を有することを特徴
   とするＦＭ多重受信装置。