JPH0510038B2 - - Google Patents
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- JPH0510038B2 JPH0510038B2 JP57069755A JP6975582A JPH0510038B2 JP H0510038 B2 JPH0510038 B2 JP H0510038B2 JP 57069755 A JP57069755 A JP 57069755A JP 6975582 A JP6975582 A JP 6975582A JP H0510038 B2 JPH0510038 B2 JP H0510038B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
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- Force Measurement Appropriate To Specific Purposes (AREA)
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、交流電動機駆動用インバータの制御
回路信号を利用して、被駆動交流電動機の発生ト
ルクを電気信号から演算する誘導電動機の発生ト
ルク検出装置に関する。
回路信号を利用して、被駆動交流電動機の発生ト
ルクを電気信号から演算する誘導電動機の発生ト
ルク検出装置に関する。
例えば、この種の従来例として特公昭55−
37195号公報［以下、従来例という］がみられ
るが、これはインバータ駆動による交流電動機の
トルク検出においては、インバータ出力側すなわ
ち交流電動機の端子電圧および電流を取り出して
磁束演算し、さらにその磁束と交流電動機電流と
の掛算によりトルクを検出している。
37195号公報［以下、従来例という］がみられ
るが、これはインバータ駆動による交流電動機の
トルク検出においては、インバータ出力側すなわ
ち交流電動機の端子電圧および電流を取り出して
磁束演算し、さらにその磁束と交流電動機電流と
の掛算によりトルクを検出している。
さらに、他の従来例として特開昭54−120818号
公報［従来例］があり、その回路構成のブロツ
ク図を第９図に表す。
公報［従来例］があり、その回路構成のブロツ
ク図を第９図に表す。
３相交流ｕ，ｖ，ｗにより駆動される無整流子
電動機７［誘導電動機でも同じつまり３相交流機
である］において、その線間の端子電圧を検出す
る端子電圧検出器４a，４bは起電力演算器９１へ
与えられ、さらに無整流子電動機７のｕ相，ｖ相
巻線を流れる電流を検出する電流検出器６a，６b
からの電動機電流を先の起電力演算器９１へ与え
るとともに、反転増幅器９６を介して入力信号の
位相を反転してから直接計測しなかつたｗ相の電
動機電流を算出する。
電動機７［誘導電動機でも同じつまり３相交流機
である］において、その線間の端子電圧を検出す
る端子電圧検出器４a，４bは起電力演算器９１へ
与えられ、さらに無整流子電動機７のｕ相，ｖ相
巻線を流れる電流を検出する電流検出器６a，６b
からの電動機電流を先の起電力演算器９１へ与え
るとともに、反転増幅器９６を介して入力信号の
位相を反転してから直接計測しなかつたｗ相の電
動機電流を算出する。
起電力演算器９１では無整流子電動機７のｕ相
とｖ相間およびｖ相とｗ相間の誘起電圧Euv，
EVwが演算されて、これらの出力は次の磁束演算
器９２与えられ、ここで無整流子電動機７のｕ
相，ｖ相巻線と鎖交する磁束Φuvとｖ相，ｗ相巻
線と鎖交する磁束Φuwとｗ相，ｕ相巻線と鎖交す
る磁束Φwuが算出され、それぞれ掛算器９４，９
５，９６へ与えられるとともに先の各相電流Iu，
Iv，Iwと掛算が行われて、無整流子電動機７のｕ
相，ｖ相，ｗ相に生起するトルクTu，Tv，Twが
演算され、これら３者を反転増幅器９７で加算合
成して多相交流機のトルクTeが導出される検出
装置である。
とｖ相間およびｖ相とｗ相間の誘起電圧Euv，
EVwが演算されて、これらの出力は次の磁束演算
器９２与えられ、ここで無整流子電動機７のｕ
相，ｖ相巻線と鎖交する磁束Φuvとｖ相，ｗ相巻
線と鎖交する磁束Φuwとｗ相，ｕ相巻線と鎖交す
る磁束Φwuが算出され、それぞれ掛算器９４，９
５，９６へ与えられるとともに先の各相電流Iu，
Iv，Iwと掛算が行われて、無整流子電動機７のｕ
相，ｖ相，ｗ相に生起するトルクTu，Tv，Twが
演算され、これら３者を反転増幅器９７で加算合
成して多相交流機のトルクTeが導出される検出
装置である。
ところで、従来例ではインバータ出力が零サ
イクルおよび低周波数領域において、変圧器によ
る電圧検出ができず、検出精度が悪く実施困難で
あつた。
イクルおよび低周波数領域において、変圧器によ
る電圧検出ができず、検出精度が悪く実施困難で
あつた。
さらに、従来例はインバータによる多相交流
機の駆動を想定していないが、交流機の端子電圧
と電流から起電力を演算し、起電力を時間積分し
た磁束を演算するもので、トルクは（磁束）×（相
電流）より算出して、各相のトルクの和より多相
交流機の発生トルクを求めている。
機の駆動を想定していないが、交流機の端子電圧
と電流から起電力を演算し、起電力を時間積分し
た磁束を演算するもので、トルクは（磁束）×（相
電流）より算出して、各相のトルクの和より多相
交流機の発生トルクを求めている。
しかし、この従来例では交流機７の端子電圧
を直接的に検出しているので高価な絶縁増幅器が
必要となり、もしも、交流機７を図示しないイン
バータによる駆動制御するとしても、インバータ
のスイツチング素子のサージ電圧の影響により、
低速回転数領域では電圧検出の誤差が大きく、使
用目的が達せられない。
を直接的に検出しているので高価な絶縁増幅器が
必要となり、もしも、交流機７を図示しないイン
バータによる駆動制御するとしても、インバータ
のスイツチング素子のサージ電圧の影響により、
低速回転数領域では電圧検出の誤差が大きく、使
用目的が達せられない。
そこで、本発明は、いわゆるPWM（パルス幅
変調）方式インバータを使い、かつその指令信号
（変調信号）が等価的にインバータ出力電圧すな
わち交流電動機の端子電圧と等しくなる関係があ
ることから、この指令信号と直流変流器検出値で
ある交流電動機電流との演算によりトルク検出を
行うようにして、上記課題を解決するトルク検出
装置を提供することを、その目的とする。
変調）方式インバータを使い、かつその指令信号
（変調信号）が等価的にインバータ出力電圧すな
わち交流電動機の端子電圧と等しくなる関係があ
ることから、この指令信号と直流変流器検出値で
ある交流電動機電流との演算によりトルク検出を
行うようにして、上記課題を解決するトルク検出
装置を提供することを、その目的とする。
上記目的を達成するために、本発明は、
商用交流電源からの電圧をコンバータで直流電
圧にしてから、パルス幅変調を行うインバータに
より任意の交流周波数に変換して誘導電動機を駆
動する制御装置において、 三相交流の二相の各相について、 パルス幅変調信号の振幅電圧が、コンバータの
入力側交流電源電圧またはコンバータの整流直流
電圧に追従して動くように構成した補償回路と、 その補償回路の出力信号を適当なレベルに分圧
する分圧回路と を有する電圧演算回路を設け、 この電圧演算回路を経て振幅電圧が補償されパ
ルス幅変調した信号電圧から、インバータによつ
て駆動する誘導電動機の電機子抵抗の電圧降下分
を減算する減算回路と、 その減算回路の出力信号を積分する積分回路と
を持つ磁束演算回路を備え、 これらの各相について磁束演算回路の出力信号
をそれぞれ三相交流から二相に変換した各相の信
号と、インバータの出力側で検出した誘導電動機
電流を三相交流から二相に変換した各相の電流信
号とをおのおの各相ごとに掛け算して得られた各
相の信号の差から誘導電動機発生トルクを演算す
る回路を具備する ことを特徴とする誘導電動機の発生トルク検出装
置である。
圧にしてから、パルス幅変調を行うインバータに
より任意の交流周波数に変換して誘導電動機を駆
動する制御装置において、 三相交流の二相の各相について、 パルス幅変調信号の振幅電圧が、コンバータの
入力側交流電源電圧またはコンバータの整流直流
電圧に追従して動くように構成した補償回路と、 その補償回路の出力信号を適当なレベルに分圧
する分圧回路と を有する電圧演算回路を設け、 この電圧演算回路を経て振幅電圧が補償されパ
ルス幅変調した信号電圧から、インバータによつ
て駆動する誘導電動機の電機子抵抗の電圧降下分
を減算する減算回路と、 その減算回路の出力信号を積分する積分回路と
を持つ磁束演算回路を備え、 これらの各相について磁束演算回路の出力信号
をそれぞれ三相交流から二相に変換した各相の信
号と、インバータの出力側で検出した誘導電動機
電流を三相交流から二相に変換した各相の電流信
号とをおのおの各相ごとに掛け算して得られた各
相の信号の差から誘導電動機発生トルクを演算す
る回路を具備する ことを特徴とする誘導電動機の発生トルク検出装
置である。
本発明は、上記の構成からなるので、
誘導電動機の端子電圧を直接的に検出するので
はなく、間接的にシユミレートによつて求める、
つまり電流アンプの出力電圧が誘導電動機の端子
電圧に相当するので、これに着目し、ただ電流ア
ンプが飽和した場合（通常、高速回転中に誘導電
動機の端子電圧が大となり、インバータの出力電
圧が最大となつたときに電流アンプが飽和する）、
シユミレートが不完全となるので、PWM信号を
利用し、電流アンプの飽和あるいは電源電圧変動
の影響を補償している。
はなく、間接的にシユミレートによつて求める、
つまり電流アンプの出力電圧が誘導電動機の端子
電圧に相当するので、これに着目し、ただ電流ア
ンプが飽和した場合（通常、高速回転中に誘導電
動機の端子電圧が大となり、インバータの出力電
圧が最大となつたときに電流アンプが飽和する）、
シユミレートが不完全となるので、PWM信号を
利用し、電流アンプの飽和あるいは電源電圧変動
の影響を補償している。
本発明は、この補償回路はインバータの前段に
設けるコンバータの主回路において 主回路の交流側の入力電圧の検出か あるいは 主回路の直流側の出力電圧の検出かによつ
て、 誘導電動機の端子電圧を直接的に検出する場合
に比較してはるかに容易にかつコストが低く、さ
らにスイツチング素子のサージ電圧の影響も受け
ず、とくに誘導電動機の回転数が数rpm程度の低
速度でも検出誤差がなくなる。
設けるコンバータの主回路において 主回路の交流側の入力電圧の検出か あるいは 主回路の直流側の出力電圧の検出かによつ
て、 誘導電動機の端子電圧を直接的に検出する場合
に比較してはるかに容易にかつコストが低く、さ
らにスイツチング素子のサージ電圧の影響も受け
ず、とくに誘導電動機の回転数が数rpm程度の低
速度でも検出誤差がなくなる。
はじめに、本発明の原理的説明を第１図のブロ
ツク図について述べる。
ツク図について述べる。
１は交流商用電源、２は電圧検出用電圧変成
器、３はコンバータ、４は電圧検出用分圧抵抗器
（電圧検出用電圧変成器２に代えて適用される）、
５はPWMインバータ、６は電流検出用直流変流
器、７は誘導電動機、８はインバータ指令信号
（変調信号）、９は電源電圧変動補償回路、１０は
磁束演算回路、１１は掛算回路、１００は本発明
になるトルク検出装置である。
器、３はコンバータ、４は電圧検出用分圧抵抗器
（電圧検出用電圧変成器２に代えて適用される）、
５はPWMインバータ、６は電流検出用直流変流
器、７は誘導電動機、８はインバータ指令信号
（変調信号）、９は電源電圧変動補償回路、１０は
磁束演算回路、１１は掛算回路、１００は本発明
になるトルク検出装置である。
インバータ指令信号８を交流商用電源１の変動
に対応して電源電圧変動補償回路９で補償して誘
導電動機７の端子電圧Ｖに相当する演算値を得
て、この電圧Ｖと誘導電動機７に流れる電流ｉの
検出値とを導入して磁束演算回路１０で誘導電動
機７の磁束φを演算し、さきの電流ｉとこの磁束
φを掛算回路１１で掛算して誘導電動機７の発生
トルクTeを検出する装置である。
に対応して電源電圧変動補償回路９で補償して誘
導電動機７の端子電圧Ｖに相当する演算値を得
て、この電圧Ｖと誘導電動機７に流れる電流ｉの
検出値とを導入して磁束演算回路１０で誘導電動
機７の磁束φを演算し、さきの電流ｉとこの磁束
φを掛算回路１１で掛算して誘導電動機７の発生
トルクTeを検出する装置である。
この原理図のための手段を工作機主軸駆動装置
へ適用した具体的回路構成図を第２図に表す。
へ適用した具体的回路構成図を第２図に表す。
各図面において、同一符号は同一もしくは相当
部分を示すものとする。
部分を示すものとする。
第２図において、２０１は速度指令、２０２は
トルク制限指令、２０３は単相交流電源、２１１
は電圧検出回路、２１２はコンデンサ、２１３は
抵抗、２１４はトランジスタ、２１５はフユー
ズ、２１６はトランス、２１７は制御用電源回
路、２１８は回生電力処理回路、２１９はベース
ドライバー、２２０は電流検出回路、２２１は三
相→二相変換器、２２２は多極レゾルバ、２２３
はソフトスタート回路、２２４は速度アンプ、２
２４はトルク制限回路、２２６は二次電流指令回
路、２２７はすべり周波数演算回路、２２８は二
相正弦波発生器、２２９は励磁電流指令回路、２
３０は電流アンプ（α相）、２３１も電流アンプ
（β相）、２３２は二相→三相変換器、２３３はパ
ルス幅変調回路、２３５は保護回路（トリツプ回
路）、２３５はレゾルバ制御回路、２３６は速度
検出回路である。
トルク制限指令、２０３は単相交流電源、２１１
は電圧検出回路、２１２はコンデンサ、２１３は
抵抗、２１４はトランジスタ、２１５はフユー
ズ、２１６はトランス、２１７は制御用電源回
路、２１８は回生電力処理回路、２１９はベース
ドライバー、２２０は電流検出回路、２２１は三
相→二相変換器、２２２は多極レゾルバ、２２３
はソフトスタート回路、２２４は速度アンプ、２
２４はトルク制限回路、２２６は二次電流指令回
路、２２７はすべり周波数演算回路、２２８は二
相正弦波発生器、２２９は励磁電流指令回路、２
３０は電流アンプ（α相）、２３１も電流アンプ
（β相）、２３２は二相→三相変換器、２３３はパ
ルス幅変調回路、２３５は保護回路（トリツプ回
路）、２３５はレゾルバ制御回路、２３６は速度
検出回路である。
すなわち、この回路はベクトル制御方式を適用
した主軸駆動装置である。
した主軸駆動装置である。
第３図は、本発明の一実施例の回路構成を表す
ブロツク図で、前記PWMインバータの制御回路
信号を利用して、被制御交流電動機の発生トルク
を検出するためトルク検出装置を示している。
ブロツク図で、前記PWMインバータの制御回路
信号を利用して、被制御交流電動機の発生トルク
を検出するためトルク検出装置を示している。
９１，９２は電圧演算回路、１０１，１０２は
磁束演算回路、１１１，１１２は三相→二相変換
器、１１３，１１４は掛算器、１１５は差動アン
プであつて、第１図に示すように電源電圧変動補
償回路９、磁束演算回路１０、掛算回路１１をそ
れぞれ構成する。
磁束演算回路、１１１，１１２は三相→二相変換
器、１１３，１１４は掛算器、１１５は差動アン
プであつて、第１図に示すように電源電圧変動補
償回路９、磁束演算回路１０、掛算回路１１をそ
れぞれ構成する。
ここで、本発明で適用しているトルク演算原理
について説明する。なお、説明を簡単化するた
め、２相，２極の誘導電動機の場合について述べ
るが、３相あるいは多相，多極機への拡張は容易
であるので一般性を失うものではない。
について説明する。なお、説明を簡単化するた
め、２相，２極の誘導電動機の場合について述べ
るが、３相あるいは多相，多極機への拡張は容易
であるので一般性を失うものではない。
２相，２極の誘導電動機の発生トルクTeは一
般に次式で表わすことができる。
般に次式で表わすことができる。
Te＝λ1〓・i1〓−λ1〓・i1〓 ……（１式）
ここで、
λ1〓，λ1〓はα相，β相固定子巻線の鎖交磁束、
i1〓，i1〓はα相，β相固定子電流である。
i1〓，i1〓はα相，β相固定子電流である。
（１式）においてλ1〓，λ1〓は
V1〓＝r1・i1〓＋ｐ・λ1〓
V1〓＝r1・i1〓＋ｐ・λ1〓｝ ……（２式）
より、
λ1〓＝∫（V1〓−r1・i1〓）dt
λ1〓＝∫（V1〓−r1・i1〓）dt｝ ……（３式）
と表わすことができる。
ただし、
ｐ＝ｄ／dt （ｔは時間）
V1〓，V1〓はα相，β相固定子巻線端子電圧、
r1は固定子巻線抵抗
を示す。
したがつて、固定子巻線の端子電圧と抵抗、な
らびに電流が既知であれば、交流電動機の発生ト
ルクは（１式），（３式）に従つて、演算によつて
求めることができる。
らびに電流が既知であれば、交流電動機の発生ト
ルクは（１式），（３式）に従つて、演算によつて
求めることができる。
次に、本発明のトルク検出装置の具体的回路構
成について説明する。
成について説明する。
第３図において、i1u，i1vは３相誘導電動機の
Ｕ相およびＶ相固定子電流を示し、第２図の電流
検出回路２２０の出力信号である。また、PWM
信号はパルス幅変調回路２３３の出力信号を表わ
し、主回路パワートランジスタ（インバータ５）
のオン−オフ制御信号を与え、誘導電動機７の固
定子巻線の電圧あるいは電流の制御を行う。
Ｕ相およびＶ相固定子電流を示し、第２図の電流
検出回路２２０の出力信号である。また、PWM
信号はパルス幅変調回路２３３の出力信号を表わ
し、主回路パワートランジスタ（インバータ５）
のオン−オフ制御信号を与え、誘導電動機７の固
定子巻線の電圧あるいは電流の制御を行う。
第４図は前述のパルス幅変調回路２３３のさら
に詳細な構成を示したものである。
に詳細な構成を示したものである。
４０１〜４０３は減算器、４０４は三角波発生
器４０５は比較器である。
器４０５は比較器である。
その動作波形の１相分について表わすと、第５
図のよにになる。
図のよにになる。
第５図において、三角波５０２のことを一般に
キヤリアと呼び、主軸駆動装置のように高精度で
高速のトルクおよび速度応答性が要求される場
合、キヤリア周波数は２〜5KHzに選定される。
５０１は二相→三相変換器２３２からの入力、５
０３はこのパルス幅変調回路２３３の出力であ
る。
キヤリアと呼び、主軸駆動装置のように高精度で
高速のトルクおよび速度応答性が要求される場
合、キヤリア周波数は２〜5KHzに選定される。
５０１は二相→三相変換器２３２からの入力、５
０３はこのパルス幅変調回路２３３の出力であ
る。
第３図に示す電圧演算回路９１，９２はこの
PWM信号５０１を利用して誘導電動機７の端子
電圧のシユミレーシヨンを行なうもので、その詳
細回路を第６図に表わす。
PWM信号５０１を利用して誘導電動機７の端子
電圧のシユミレーシヨンを行なうもので、その詳
細回路を第６図に表わす。
第６図において、１１Ｃは比較器、２１Ｃは演
算増幅器、１Ｒ〜３Ｒは抵抗器、１Ｃはコンデン
サである。また、Vcc，Vssは主回路電源１の電圧
変動に追従して動く非安定電源であり、例えば、
主回路電源１が200Vのとき、Vcc＝＋V0，Vss＝
−V0を与え、主回路電源１が10％変動したらそ
れに追従して、±V0も10％変動するように構成し
た電源である。さらに、Ｅは比較器１１Ｃに適当
な基準比較電位を与えるもので、抵抗器によつて
電源電圧を単純に分圧した電圧を加えてもよい。
算増幅器、１Ｒ〜３Ｒは抵抗器、１Ｃはコンデン
サである。また、Vcc，Vssは主回路電源１の電圧
変動に追従して動く非安定電源であり、例えば、
主回路電源１が200Vのとき、Vcc＝＋V0，Vss＝
−V0を与え、主回路電源１が10％変動したらそ
れに追従して、±V0も10％変動するように構成し
た電源である。さらに、Ｅは比較器１１Ｃに適当
な基準比較電位を与えるもので、抵抗器によつて
電源電圧を単純に分圧した電圧を加えてもよい。
次に誘導電動機７の端子電圧のシミユレーシヨ
ンの方法を述べる。もともと、PWM信号は直流
電圧をオン−オフ制御して、誘導電動機印加電圧
の振幅および周波数を変化させるための制御信号
であり、誘導電動機印加電圧に対応するものであ
る。
ンの方法を述べる。もともと、PWM信号は直流
電圧をオン−オフ制御して、誘導電動機印加電圧
の振幅および周波数を変化させるための制御信号
であり、誘導電動機印加電圧に対応するものであ
る。
しかし、主回路電圧が変動するため、この電圧
変動分を補償してやらないと正確な誘導電動機端
子電圧のシミユレーシヨンができない。ここで示
す方式はこの電源電圧の変動をオープンコレクタ
形の比較器を利用して補償しようとするもので、
第６図の比較器１１Ｃに加えられたPWM信号は
±V0の方形波に変換される。この±V0は上述し
たように主回路電源電圧の変動に追従して動く非
安定電源であるから、電源変動の補償が自動的に
行われることになる。また±V0は非安定電源で
あるため、実際上＋V0の振幅を正確に等しくす
ることは困難であり、若干の差が生ずる。これは
電圧シミユレーシヨン信号への直流分の重畳を意
味し、好ましくない影響を与える。コンデンサ１
Ｃはこの直流成分をカツトし、直流分の重畳を抑
える。また、演算増幅器２１Ｃと抵抗器２Ｒ，３
Ｒは電圧シミユレーシヨン信号の大きさを適当な
レベルに分圧するための分圧回路である。
変動分を補償してやらないと正確な誘導電動機端
子電圧のシミユレーシヨンができない。ここで示
す方式はこの電源電圧の変動をオープンコレクタ
形の比較器を利用して補償しようとするもので、
第６図の比較器１１Ｃに加えられたPWM信号は
±V0の方形波に変換される。この±V0は上述し
たように主回路電源電圧の変動に追従して動く非
安定電源であるから、電源変動の補償が自動的に
行われることになる。また±V0は非安定電源で
あるため、実際上＋V0の振幅を正確に等しくす
ることは困難であり、若干の差が生ずる。これは
電圧シミユレーシヨン信号への直流分の重畳を意
味し、好ましくない影響を与える。コンデンサ１
Ｃはこの直流成分をカツトし、直流分の重畳を抑
える。また、演算増幅器２１Ｃと抵抗器２Ｒ，３
Ｒは電圧シミユレーシヨン信号の大きさを適当な
レベルに分圧するための分圧回路である。
第７図は、磁束演算回路の詳細図である。
本発明では先ず３相のうちのＵ相，Ｖ相巻線の
鎖交磁束を求め、これを三相→二相変換して（３
式）に相当する信号を演算するように構成してい
る。
鎖交磁束を求め、これを三相→二相変換して（３
式）に相当する信号を演算するように構成してい
る。
なお、Ｕ相，Ｖ相巻線の鎖交磁束λ1U，λ1Vは次
の（４式）によつて行われる。
の（４式）によつて行われる。
Ｕ相は、λ1U＝∫（V1U−r1・i1U）dt
Ｖ相は、λ1V＝∫（V1V−r1・i1V）dt｝
……（４式） 次に具体的回路について述べる。第７図におい
て、３IC，４ICは演算増幅器、４Ｒ〜８Ｒは抵
抗器、２０はコンデンサである。演算増幅器３
ICと抵抗４Ｒ〜６Ｒで構成した回路は一般に加
算器と呼ばれているが、誘導電動機電流i1U，お
よび誘導電動機端子電圧V1U，V1Vの信号極性の
選定によつて、 V1U−r1・i1U V1V−r1・i1V なる演算を行なうことができる。また、演算増幅
器４ICと抵抗器７Ｒ〜８Ｒとコンデンサ２Ｃで
構成した回路は積分器であり、上述の減算信号を
積分することによつて、（４式）で示されるＵ相，
Ｖ相巻線の鎖交磁束信号λ1U，λ1Vが得られる。
……（４式） 次に具体的回路について述べる。第７図におい
て、３IC，４ICは演算増幅器、４Ｒ〜８Ｒは抵
抗器、２０はコンデンサである。演算増幅器３
ICと抵抗４Ｒ〜６Ｒで構成した回路は一般に加
算器と呼ばれているが、誘導電動機電流i1U，お
よび誘導電動機端子電圧V1U，V1Vの信号極性の
選定によつて、 V1U−r1・i1U V1V−r1・i1V なる演算を行なうことができる。また、演算増幅
器４ICと抵抗器７Ｒ〜８Ｒとコンデンサ２Ｃで
構成した回路は積分器であり、上述の減算信号を
積分することによつて、（４式）で示されるＵ相，
Ｖ相巻線の鎖交磁束信号λ1U，λ1Vが得られる。
三相→二相変換器はi1U，i1Vおよびλ1U，λ1Vな
る信号を２相信号i1〓，i1〓およびλ1〓，λ1〓に変換
す
るもので、これらの信号を乗算してその差を取る
ことによつて、（１式）で与えられるトルクを演
算することができる。
る信号を２相信号i1〓，i1〓およびλ1〓，λ1〓に変換
す
るもので、これらの信号を乗算してその差を取る
ことによつて、（１式）で与えられるトルクを演
算することができる。
第６図の電圧演算回路でPWM信号を±V0の方
形波に変換する回路は比較器を利用したが、本発
明の他の実施例として、第８図のようにトランジ
スタで構成することもできる。この部分は０，＋
Ｖのように変わるPWM信号を±V0に変わる電圧
に変換する回路で所謂電圧レベル変換器であり、
TRはトランジスタ、ZDはツエナーダイオード、
９Ｒ〜１１Ｒは抵抗である。なお、比較器を利用
した理由は電圧極性を任意に変更できるようにし
たためであり、第２図に示すインバータ部５のパ
ワートランジスタのオン−オフ動作を行なう信号
極性としては、パルス幅変調回路２３３の出力信
号が、Ｈのときにオンとなるように構成する場
合、あるいはＬのときにオンとなるように構成す
る場合のいずれの場合もある。
形波に変換する回路は比較器を利用したが、本発
明の他の実施例として、第８図のようにトランジ
スタで構成することもできる。この部分は０，＋
Ｖのように変わるPWM信号を±V0に変わる電圧
に変換する回路で所謂電圧レベル変換器であり、
TRはトランジスタ、ZDはツエナーダイオード、
９Ｒ〜１１Ｒは抵抗である。なお、比較器を利用
した理由は電圧極性を任意に変更できるようにし
たためであり、第２図に示すインバータ部５のパ
ワートランジスタのオン−オフ動作を行なう信号
極性としては、パルス幅変調回路２３３の出力信
号が、Ｈのときにオンとなるように構成する場
合、あるいはＬのときにオンとなるように構成す
る場合のいずれの場合もある。
〔発明の効果〕
かくして本発明によれば、誘導電動機の極低速
運転時においても要求トルク検出精度への相対精
度も極めて良好である。
運転時においても要求トルク検出精度への相対精
度も極めて良好である。
加えて、本発明は交流電動機の端子電圧を検出
するための絶縁アンプが不要であるので、回路の
単純化、ローコスト化ができる。
するための絶縁アンプが不要であるので、回路の
単純化、ローコスト化ができる。
また、主軸駆動装置だけでなくPWMインバー
タであれば適用できるので利用範囲は広い。
タであれば適用できるので利用範囲は広い。
第１図は本発明の原理的な回路構成を表わす説
明図、第２図は本発明を適用した工作機主軸駆動
装置の構成を示すブロツク図、第３図は本発明の
一実施例の回路構成を示すブロツク図、第４図は
そのパルス幅変調回路の詳細を表わすブロツク
図、第５図はそのパルス幅変調回路の出力信号の
説明図、第６図はその電圧演算回路の詳細構成
図、第７図はその磁束演算回路の詳細を示すブロ
ツク図、第８図は本発明の他の実施例の電圧レベ
ル変調回路の詳細図、第９図は従来例の回路構成
を表わすブロツク図である。 １……交流商用電源、２……電圧検出用電圧変
成器、３……コンバータ、４……電圧検出用分圧
抵抗器、５……PWMインバータ、６……電流検
出用直流変流器、７……誘導電動機、８……イン
バータ指令信号（変調信号）、９……電源電圧変
動補償回路、１０……磁束演算回路、１１……掛
算回路、１００……トルク検出回路。
明図、第２図は本発明を適用した工作機主軸駆動
装置の構成を示すブロツク図、第３図は本発明の
一実施例の回路構成を示すブロツク図、第４図は
そのパルス幅変調回路の詳細を表わすブロツク
図、第５図はそのパルス幅変調回路の出力信号の
説明図、第６図はその電圧演算回路の詳細構成
図、第７図はその磁束演算回路の詳細を示すブロ
ツク図、第８図は本発明の他の実施例の電圧レベ
ル変調回路の詳細図、第９図は従来例の回路構成
を表わすブロツク図である。 １……交流商用電源、２……電圧検出用電圧変
成器、３……コンバータ、４……電圧検出用分圧
抵抗器、５……PWMインバータ、６……電流検
出用直流変流器、７……誘導電動機、８……イン
バータ指令信号（変調信号）、９……電源電圧変
動補償回路、１０……磁束演算回路、１１……掛
算回路、１００……トルク検出回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 商用交流電源からの電圧をコンバータで直流
電圧にしてから、パルス幅変調を行うインバータ
により任意の交流周波数に変換して誘導電動機を
駆動する制御装置において、 三相交流の二相の各相について、 パルス幅変調信号の振幅電圧が、コンバータの
入力側交流電源電圧またはコンバータの整流直流
電圧に追従して動くように構成した補償回路と、 その補償回路の出力信号を適当なレベルに分圧
する分圧回路と を有する電圧演算回路を設け、 この電圧演算回路を経て振幅電圧が補償されパ
ルス幅変調した信号電圧から、インバータによつ
て駆動する誘導電動機の電機子抵抗の電圧降下分
を減算する減算回路と、 その減算回路の出力信号を積分する積分回路と
を持つ磁束演算回路を備え、 これらの各相について磁束演算回路の出力信号
をそれぞれ三相交流から二相に変換した各相の信
号と、インバータの出力側で検出した誘導電動機
電流を三相交流から二相に変換した各相の電流信
号とをおのおの各相ごとに掛け算して得られた各
相の信号の差から誘導電動機発生トルクを演算す
る回路を具備する ことを特徴とする誘導電動機の発生トルク検出装
置。 ２ 一方の被比較入力としてパルス幅変調信号を
与え、他方の比較入力として一定の直流基準比較
電圧を加え、それらの比較演算の結果を正あるい
は負の直流電圧として出力する正および負の直流
電圧電源に接続し、かつ上記の正あるいは負の直
流電圧はコンバータの入力側交流電源電圧または
コンバータの出力側直流電圧に追従して動く非安
定電圧からなり、次に接続する演算増幅器との間
に直流分を阻止するコンデンサを直列接続した補
償回路からなる 特許請求の範囲第１項記載の誘導電動機の発生ト
ルク検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57069755A JPS58186398A (ja) | 1982-04-26 | 1982-04-26 | トルク検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57069755A JPS58186398A (ja) | 1982-04-26 | 1982-04-26 | トルク検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58186398A JPS58186398A (ja) | 1983-10-31 |
| JPH0510038B2 true JPH0510038B2 (ja) | 1993-02-08 |
Family
ID=13411921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57069755A Granted JPS58186398A (ja) | 1982-04-26 | 1982-04-26 | トルク検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58186398A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61227693A (ja) * | 1985-03-30 | 1986-10-09 | Saitama Univ | 三相誘導電動機の瞬時発生トルク測定装置 |
| JPH0657935B2 (ja) * | 1986-12-05 | 1994-08-03 | 財団法人土木研究センタ− | 地盤強度測定方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5854758B2 (ja) * | 1978-03-14 | 1983-12-06 | 富士電機株式会社 | 多相交流機のトルク検出装置 |
-
1982
- 1982-04-26 JP JP57069755A patent/JPS58186398A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58186398A (ja) | 1983-10-31 |
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