JPH05102870A - 合成ダイバーシテイ受信装置 - Google Patents
合成ダイバーシテイ受信装置Info
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- JPH05102870A JPH05102870A JP3290912A JP29091291A JPH05102870A JP H05102870 A JPH05102870 A JP H05102870A JP 3290912 A JP3290912 A JP 3290912A JP 29091291 A JP29091291 A JP 29091291A JP H05102870 A JPH05102870 A JP H05102870A
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Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 合成ダイバーシティ受信装置において、応答
遅れのない安定した増幅動作を得ることである。 【構成】 合成ダイバーシティ受信装置において、第２
の合成器１１の出力側に、リミッタ増幅器１５が設けら
れ、その振幅一定の出力信号が、検波回路１４と第１及
び第２の位相比較器４Ａ〜５Ｂに入力される。上記各位
相比較器では、振幅が一定となったリミッタ増幅器１５
の出力信号とフロントエンド２Ａ，２Ｂの出力信号とに
より同期検波が行われる。 【効果】 振幅一定の同相合成出力信号がフィードバッ
クされるので、時間遅延が生じない。従ってフェージン
グとマルチパスによる歪の抑圧効果が向上する。
遅れのない安定した増幅動作を得ることである。 【構成】 合成ダイバーシティ受信装置において、第２
の合成器１１の出力側に、リミッタ増幅器１５が設けら
れ、その振幅一定の出力信号が、検波回路１４と第１及
び第２の位相比較器４Ａ〜５Ｂに入力される。上記各位
相比較器では、振幅が一定となったリミッタ増幅器１５
の出力信号とフロントエンド２Ａ，２Ｂの出力信号とに
より同期検波が行われる。 【効果】 振幅一定の同相合成出力信号がフィードバッ
クされるので、時間遅延が生じない。従ってフェージン
グとマルチパスによる歪の抑圧効果が向上する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はフェージングやマルチパ
スの妨害を軽減するために複数のアンテナからの受信信
号を合成してその合成信号を検波すると共に帰還する方
式の合成ダイバーシティ受信装置の改良に関する。
スの妨害を軽減するために複数のアンテナからの受信信
号を合成してその合成信号を検波すると共に帰還する方
式の合成ダイバーシティ受信装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体上の受信装置はフェージングやマ
ルチパスの妨害を受け易い。図８は上記妨害を軽減する
ことを目的とする従来の合成ダイバーシティ受信装置を
示す。
ルチパスの妨害を受け易い。図８は上記妨害を軽減する
ことを目的とする従来の合成ダイバーシティ受信装置を
示す。
【０００３】同図において、１Ａ，１Ｂはアンテナ、２
Ａ，２Ｂはフロントエンド、３Ａ，３Ｂはπ／２移相
器、４Ａ，４Ｂは第１の位相比較器、５Ａ，５Ｂは第２
の位相比較器、６Ａ，６Ｂは第１の低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）、７Ａ，７Ｂは第２の低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）、８Ａ，８Ｂは第１の振幅制御器、９Ａ，９Ｂは
第２の振幅制御器、１０Ａ，１０Ｂは第１の合成器、１
１は第２の合成器、１２はＡＧＣ増幅器、１３はＡＧＣ
制御器、１４は検波回路、１５はリミッタ増幅器、１６
は検波信号出力である。
Ａ，２Ｂはフロントエンド、３Ａ，３Ｂはπ／２移相
器、４Ａ，４Ｂは第１の位相比較器、５Ａ，５Ｂは第２
の位相比較器、６Ａ，６Ｂは第１の低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）、７Ａ，７Ｂは第２の低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）、８Ａ，８Ｂは第１の振幅制御器、９Ａ，９Ｂは
第２の振幅制御器、１０Ａ，１０Ｂは第１の合成器、１
１は第２の合成器、１２はＡＧＣ増幅器、１３はＡＧＣ
制御器、１４は検波回路、１５はリミッタ増幅器、１６
は検波信号出力である。
【０００４】上述した従来の合成ダイバーシティ受信装
置は下記のように動作する。アンテナ１Ａと１Ｂで電波
を受信し、フロントエンド２Ａと２Ｂで同調・周波数変
換された信号を、各々Ｅ2A(ｔ)、Ｅ2B(ｔ)とすると、 Ｅ2A(ｔ)＝Ａ(ｔ)・sin｛ωcｔ＋φｍ(ｔ)＋α(ｔ)｝ （１） Ｅ2B(ｔ)＝Ｂ(ｔ)・sin｛ωcｔ＋φｍ(ｔ)＋β(ｔ)｝ （２） とおける。但し、（１），（２）式において、ωcは搬
送角周波数、φｍ(ｔ)は変調位相、Ａ(ｔ)とＢ(ｔ)はフ
ェージングを受けた振幅、α(ｔ)とβ(ｔ)はマルチパス
によるランダム位相である。
置は下記のように動作する。アンテナ１Ａと１Ｂで電波
を受信し、フロントエンド２Ａと２Ｂで同調・周波数変
換された信号を、各々Ｅ2A(ｔ)、Ｅ2B(ｔ)とすると、 Ｅ2A(ｔ)＝Ａ(ｔ)・sin｛ωcｔ＋φｍ(ｔ)＋α(ｔ)｝ （１） Ｅ2B(ｔ)＝Ｂ(ｔ)・sin｛ωcｔ＋φｍ(ｔ)＋β(ｔ)｝ （２） とおける。但し、（１），（２）式において、ωcは搬
送角周波数、φｍ(ｔ)は変調位相、Ａ(ｔ)とＢ(ｔ)はフ
ェージングを受けた振幅、α(ｔ)とβ(ｔ)はマルチパス
によるランダム位相である。
【０００５】上記信号Ｅ2A(ｔ)に応じたπ／２移相器３
Ａの出力信号を、Ｅ3A(ｔ)とすると、 Ｅ3A(ｔ)＝Ａ(ｔ)・cos｛ωcｔ＋φｍ(ｔ)＋α(ｔ)｝ （３） となる。但し、π／２移相器３Ａの利得は１とした。
Ａの出力信号を、Ｅ3A(ｔ)とすると、 Ｅ3A(ｔ)＝Ａ(ｔ)・cos｛ωcｔ＋φｍ(ｔ)＋α(ｔ)｝ （３） となる。但し、π／２移相器３Ａの利得は１とした。
【０００６】ＡＧＣ増幅器１２は、出力振幅が一定とな
るようにＡＧＣ制御器１３によりその利得が制御されて
いる。よって、ＡＧＣ増幅器１２の出力信号を、Ｅｏ
(ｔ)とすると、 Ｅｏ(ｔ)＝Ｃ・sin｛ωcｔ＋φｍ(ｔ)｝ （４） とおける。但し、Ｃは定数である。
るようにＡＧＣ制御器１３によりその利得が制御されて
いる。よって、ＡＧＣ増幅器１２の出力信号を、Ｅｏ
(ｔ)とすると、 Ｅｏ(ｔ)＝Ｃ・sin｛ωcｔ＋φｍ(ｔ)｝ （４） とおける。但し、Ｃは定数である。
【０００７】第１の位相比較器４Ａは、前記信号Ｅ
2A(ｔ)と前記出力信号Ｅｏ(ｔ)により同期検波を行うの
で、該第１の位相比較器４Ａの出力信号を、Ｅ4A(ｔ)と
すると、 Ｅ4A(ｔ)＝｛Ａ(ｔ)・Ｃ／２｝・［−cosα{２ωｃｔ＋２φｍ(ｔ)＋α(ｔ)｝ ＋cosα(ｔ) （５） となる。上記信号Ｅ4A(ｔ)は第１の低域通過フィルタ６
Ａに加えられ、その出力信号を、Ｅ6A(ｔ)とすると、 Ｅ6A(ｔ)＝｛Ａ(ｔ)・Ｃ／２｝・cosα(ｔ) （６） となる。第１の振幅制御器８Ａは、前記信号Ｅ2A(ｔ)と
Ｅ6A(ｔ)を混合するので、該第１の振幅制御器８Ａの出
力信号を、Ｅ8A(ｔ)とすると、 Ｅ8A(ｔ)＝[{Ａ2(ｔ)・Ｃ／２}・cosα(ｔ)]・sin{ωｃｔ＋φｍ(ｔ)＋α(ｔ)} （７） となる。
2A(ｔ)と前記出力信号Ｅｏ(ｔ)により同期検波を行うの
で、該第１の位相比較器４Ａの出力信号を、Ｅ4A(ｔ)と
すると、 Ｅ4A(ｔ)＝｛Ａ(ｔ)・Ｃ／２｝・［−cosα{２ωｃｔ＋２φｍ(ｔ)＋α(ｔ)｝ ＋cosα(ｔ) （５） となる。上記信号Ｅ4A(ｔ)は第１の低域通過フィルタ６
Ａに加えられ、その出力信号を、Ｅ6A(ｔ)とすると、 Ｅ6A(ｔ)＝｛Ａ(ｔ)・Ｃ／２｝・cosα(ｔ) （６） となる。第１の振幅制御器８Ａは、前記信号Ｅ2A(ｔ)と
Ｅ6A(ｔ)を混合するので、該第１の振幅制御器８Ａの出
力信号を、Ｅ8A(ｔ)とすると、 Ｅ8A(ｔ)＝[{Ａ2(ｔ)・Ｃ／２}・cosα(ｔ)]・sin{ωｃｔ＋φｍ(ｔ)＋α(ｔ)} （７） となる。
【０００８】第２の位相比較器５Ａは、前記信号Ｅ
3A(ｔ)と前記出力信号Ｅｏ(ｔ)により同期検波を行うの
で、該第２の位相比較器５Ａの出力信号を、Ｅ5A(ｔ)と
すると、 Ｅ5A(ｔ)＝｛Ａ(ｔ)・Ｃ／２｝・[sin{2ωｃｔ＋2φｍ(ｔ)＋α(ｔ)｝ −sinα(ｔ)] （８） となる。上記信号Ｅ5A(ｔ)は第２の低域通過フィルタ７
Ａに加えられ、その出力信号を、Ｅ7A(ｔ)とすると、 Ｅ7A(ｔ)＝−｛Ａ(ｔ)・Ｃ／２｝・sinα(ｔ) （９） となる。第２の振幅制御器９Ａは、前記信号Ｅ3A(ｔ)と
Ｅ7A(ｔ)を混合し、該第２の振幅制御器９Ａの出力信号
を、Ｅ9A(ｔ)とすると、 Ｅ9A(ｔ)＝{−(Ａ2(t)・Ｃ／２）・sinα(t)}・cos{ωｃｔ＋φｍ(t)＋α(t)｝ （１０） となる。但し、前記各位相比較器と各振幅制御器の利得
設定定数は、１とした。
3A(ｔ)と前記出力信号Ｅｏ(ｔ)により同期検波を行うの
で、該第２の位相比較器５Ａの出力信号を、Ｅ5A(ｔ)と
すると、 Ｅ5A(ｔ)＝｛Ａ(ｔ)・Ｃ／２｝・[sin{2ωｃｔ＋2φｍ(ｔ)＋α(ｔ)｝ −sinα(ｔ)] （８） となる。上記信号Ｅ5A(ｔ)は第２の低域通過フィルタ７
Ａに加えられ、その出力信号を、Ｅ7A(ｔ)とすると、 Ｅ7A(ｔ)＝−｛Ａ(ｔ)・Ｃ／２｝・sinα(ｔ) （９） となる。第２の振幅制御器９Ａは、前記信号Ｅ3A(ｔ)と
Ｅ7A(ｔ)を混合し、該第２の振幅制御器９Ａの出力信号
を、Ｅ9A(ｔ)とすると、 Ｅ9A(ｔ)＝{−(Ａ2(t)・Ｃ／２）・sinα(t)}・cos{ωｃｔ＋φｍ(t)＋α(t)｝ （１０） となる。但し、前記各位相比較器と各振幅制御器の利得
設定定数は、１とした。
【０００９】第１の合成器１０Ａでは、第１の振幅制御
器８Ａ，９Ａの出力信号Ｅ8A(ｔ)とＥ9A(ｔ)を合成し、
該第１の合成器１０Ａの出力信号を、Ｅ10A(ｔ)とする
と、 Ｅ10A(ｔ)＝｛Ａ2(ｔ)・Ｃ／２｝・sin｛ωｃｔ＋φｍ(t)＋α(t)−θ(ｔ)｝ ＝｛Ａ2(ｔ)・Ｃ／２｝・sin｛ωｃｔ＋φｍ(ｔ)｝ （１１） となる。（但し、α(ｔ)＝θ(ｔ)）同様にして、フロン
トエンド２Ｂの出力信号Ｅ2B(ｔ)に基づく、第１の合成
器１０Ｂの出力信号を、Ｅ10B(ｔ)に基づく、第１の合
成器１０Ｂの出力信号を、Ｅ10B(ｔ)とすると、 Ｅ10B(ｔ)＝｛Ｂ2(ｔ)・Ｃ／２｝・sin｛ωｃｔ＋φｍ(ｔ)｝ （１２） となる。
器８Ａ，９Ａの出力信号Ｅ8A(ｔ)とＥ9A(ｔ)を合成し、
該第１の合成器１０Ａの出力信号を、Ｅ10A(ｔ)とする
と、 Ｅ10A(ｔ)＝｛Ａ2(ｔ)・Ｃ／２｝・sin｛ωｃｔ＋φｍ(t)＋α(t)−θ(ｔ)｝ ＝｛Ａ2(ｔ)・Ｃ／２｝・sin｛ωｃｔ＋φｍ(ｔ)｝ （１１） となる。（但し、α(ｔ)＝θ(ｔ)）同様にして、フロン
トエンド２Ｂの出力信号Ｅ2B(ｔ)に基づく、第１の合成
器１０Ｂの出力信号を、Ｅ10B(ｔ)に基づく、第１の合
成器１０Ｂの出力信号を、Ｅ10B(ｔ)とすると、 Ｅ10B(ｔ)＝｛Ｂ2(ｔ)・Ｃ／２｝・sin｛ωｃｔ＋φｍ(ｔ)｝ （１２） となる。
【００１０】第２の合成器１１では、第１の合成器１０
Ａ，１０Ｂの出力信号Ｅ10A(ｔ)とＥ10B(ｔ)が同相で合
成され、第２の合成器１１の出力信号を、Ｅ11(ｔ)とす
ると、 Ｅ11(ｔ)＝ｃ／２｛Ａ2(ｔ)＋Ｂ2(ｔ)｝・sin｛ωｃｔ＋φｍ(ｔ)｝ （１３） となる。
Ａ，１０Ｂの出力信号Ｅ10A(ｔ)とＥ10B(ｔ)が同相で合
成され、第２の合成器１１の出力信号を、Ｅ11(ｔ)とす
ると、 Ｅ11(ｔ)＝ｃ／２｛Ａ2(ｔ)＋Ｂ2(ｔ)｝・sin｛ωｃｔ＋φｍ(ｔ)｝ （１３） となる。
【００１１】上記出力信号Ｅ11(ｔ)はＡＧＣ増幅器１２
に入力されるが、前述したように該増幅器はＡＧＣ制御
器１３によりその出力振幅が一定となるようにその利得
を制御される。そのためＡＧＣ制御器１３はＡＧＣ増幅
器の出力信号の振幅レベルを検出し、その検出信号の大
きさに応じてＡＧＣ制御を行う。ＡＧＣ増幅器１２の出
力信号Ｅ12(ｔ)（＝Ｅｏ(ｔ)）は検波回路１４と前記各
位相比較器への入力信号となる。
に入力されるが、前述したように該増幅器はＡＧＣ制御
器１３によりその出力振幅が一定となるようにその利得
を制御される。そのためＡＧＣ制御器１３はＡＧＣ増幅
器の出力信号の振幅レベルを検出し、その検出信号の大
きさに応じてＡＧＣ制御を行う。ＡＧＣ増幅器１２の出
力信号Ｅ12(ｔ)（＝Ｅｏ(ｔ)）は検波回路１４と前記各
位相比較器への入力信号となる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の合成ダ
イバーシティ受信装置においては、上述したようにフィ
ードバックループ中に、ＡＧＣ増幅器１２とＡＧＣ制御
器１３を設け、ＡＧＣ増幅器１２の出力振幅を一定とな
るように動作させているため、下記のような問題点を生
じている。
イバーシティ受信装置においては、上述したようにフィ
ードバックループ中に、ＡＧＣ増幅器１２とＡＧＣ制御
器１３を設け、ＡＧＣ増幅器１２の出力振幅を一定とな
るように動作させているため、下記のような問題点を生
じている。
【００１３】まず、ＡＧＣ制御器１３では、ＡＧＣ増幅
器１２の出力振幅レベルを検出して、その利得の帰還制
御信号を得ており、応答遅れが生じる。この応答遅れに
より、ＡＧＣ増幅器１２の安定した振幅制御を行うこと
ができない。即ち、フェージングやマルチパスの妨害に
よる歪の抑圧効果が減少してしまう。
器１２の出力振幅レベルを検出して、その利得の帰還制
御信号を得ており、応答遅れが生じる。この応答遅れに
より、ＡＧＣ増幅器１２の安定した振幅制御を行うこと
ができない。即ち、フェージングやマルチパスの妨害に
よる歪の抑圧効果が減少してしまう。
【００１４】また、ＡＧＣ増幅器１２の振幅レベルを検
出する時の時定数の設定や、ＡＧＣ回路ループの利得設
定のための調整が困難である。更に、振幅レベルを検出
する等のことを必要とするため、ＡＧＣ回路部の回路規
模が大きくなる。
出する時の時定数の設定や、ＡＧＣ回路ループの利得設
定のための調整が困難である。更に、振幅レベルを検出
する等のことを必要とするため、ＡＧＣ回路部の回路規
模が大きくなる。
【００１５】本発明の第１の目的は、合成ダイバーシテ
ィ受信装置において、そのフィードバック・ブロック中
にリミッタ回路を設け、リミッタのかかった信号を帰還
信号とすることにより、応答遅れのない安定した増幅動
作を得ると共に振幅を一定にするための動作に関する調
整を不要としかつ回路構成を容易とするにある。
ィ受信装置において、そのフィードバック・ブロック中
にリミッタ回路を設け、リミッタのかかった信号を帰還
信号とすることにより、応答遅れのない安定した増幅動
作を得ると共に振幅を一定にするための動作に関する調
整を不要としかつ回路構成を容易とするにある。
【００１６】本発明の第２の目的は、合成ダイバーシテ
ィ受信装置において、受信電界強度に応じてシステム内
のループの動作周波数帯域幅を可変とすることにより、
受信特性の向上を図ることにある。
ィ受信装置において、受信電界強度に応じてシステム内
のループの動作周波数帯域幅を可変とすることにより、
受信特性の向上を図ることにある。
【００１７】本発明の第３の目的は、合成ダイバーシテ
ィ受信装置において、信号を合成する回路の前段に位相
回路を設け、この位相補正回路により使用素子内での信
号の遅延と素子のばらつきにより発生する位相ずれを調
整して安定したループ動作と精度の高い同相合成の動作
を確保するにある。
ィ受信装置において、信号を合成する回路の前段に位相
回路を設け、この位相補正回路により使用素子内での信
号の遅延と素子のばらつきにより発生する位相ずれを調
整して安定したループ動作と精度の高い同相合成の動作
を確保するにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】前記第１の目的を達成す
るため、本願の第１の発明は、複数のアンテナからの各
受信信号を所定周波数のＩＦ信号に変換すると共に該Ｉ
Ｆ信号の位相を所定量ずらしたＩＦ位相信号を出力する
ＩＦ変換手段と、所定の振幅制御信号と前記ＩＦ信号及
び該振幅制御信号と前記ＩＦ位相信号により同期検波し
て夫々の検波信号を出力する位相比較手段と、上記各検
波信号から所定の低域成分信号を抽出する低域通過手段
と、前記ＩＦ信号及び前記ＩＦ位相信号と、該各信号に
対応する前記低域成分信号と、を夫々混合し、混合され
た信号を合成して前記アンテナの数に対応した合成信号
を出力する混合・合成手段と、上記各合成信号を同相で
合成して前記振幅制御信号を得ると共に上記振幅制御信
号を前記位相比較手段にフィードバックするフィードバ
ック手段と、上記振幅制御信号を検波して検波信号を出
力する検波手段と、を有する合成ダイバーシティ受信装
置において、前記同相合成の出力の振幅を所定のレベル
に制限し、この制限されたレベルの振幅制御信号を出力
する振幅制御手段を備えたことを特徴とする。前記第２
の目的を達成するため、本願の第２の目的は、前記構成
の合成ダイバーシティ受信装置において、前記フィード
バック手段内に設けられ入力信号に基づいて前記低域通
過手段の遮断周波数を、上記入力信号に対応するレベル
が小さい時は低く、大きい時は高くなるように制御す
る。低域通過制御手段を備え、受信電界強度に応じて前
記遮断周波数を変化させて動作周波数帯域幅を可変する
ことを特徴とする。上述した第２の発明の装置におい
て、前記低域通過制御手段は、前記各合成信号又は前記
同相合成の出力の振幅レベルを検出し、その検出信号を
前記入力信号とし、前記レベルを上記振幅レベルとする
か、或いは、前記ＩＦ変換手段手段以前の各受信信号を
合成してその合成信号の振幅レベルを検出し、その検出
信号を前記入力信号とし、前記レベルを上記振幅レベル
とする構成としてもよい。また、前記低域通過制御手段
は、前記ＩＦ変換手段以前の各受信信号の振幅レベルを
検出し、夫々の検出信号を合成し、その合成信号を前記
入力信号とし、前記レベルを上記合成信号のレベルとす
る構成としてもよい。前記第３の目的を達成するため、
本願の第３の発明は、前記構成の合成ダイバーシティ受
信装置において、前記混合・合成手段からの各合成信号
を、前記各手段により生じる信号遅延の位相ずれを補正
して前記同相合成させる位相補正手段を、備えたことを
特徴とする。上記第３の発明の装置において、前記位相
補正手段がコンデンサと抵抗から成る微分回路を含み、
上記抵抗の調整により位相の進み量を変化させる構成と
してもよい。
るため、本願の第１の発明は、複数のアンテナからの各
受信信号を所定周波数のＩＦ信号に変換すると共に該Ｉ
Ｆ信号の位相を所定量ずらしたＩＦ位相信号を出力する
ＩＦ変換手段と、所定の振幅制御信号と前記ＩＦ信号及
び該振幅制御信号と前記ＩＦ位相信号により同期検波し
て夫々の検波信号を出力する位相比較手段と、上記各検
波信号から所定の低域成分信号を抽出する低域通過手段
と、前記ＩＦ信号及び前記ＩＦ位相信号と、該各信号に
対応する前記低域成分信号と、を夫々混合し、混合され
た信号を合成して前記アンテナの数に対応した合成信号
を出力する混合・合成手段と、上記各合成信号を同相で
合成して前記振幅制御信号を得ると共に上記振幅制御信
号を前記位相比較手段にフィードバックするフィードバ
ック手段と、上記振幅制御信号を検波して検波信号を出
力する検波手段と、を有する合成ダイバーシティ受信装
置において、前記同相合成の出力の振幅を所定のレベル
に制限し、この制限されたレベルの振幅制御信号を出力
する振幅制御手段を備えたことを特徴とする。前記第２
の目的を達成するため、本願の第２の目的は、前記構成
の合成ダイバーシティ受信装置において、前記フィード
バック手段内に設けられ入力信号に基づいて前記低域通
過手段の遮断周波数を、上記入力信号に対応するレベル
が小さい時は低く、大きい時は高くなるように制御す
る。低域通過制御手段を備え、受信電界強度に応じて前
記遮断周波数を変化させて動作周波数帯域幅を可変する
ことを特徴とする。上述した第２の発明の装置におい
て、前記低域通過制御手段は、前記各合成信号又は前記
同相合成の出力の振幅レベルを検出し、その検出信号を
前記入力信号とし、前記レベルを上記振幅レベルとする
か、或いは、前記ＩＦ変換手段手段以前の各受信信号を
合成してその合成信号の振幅レベルを検出し、その検出
信号を前記入力信号とし、前記レベルを上記振幅レベル
とする構成としてもよい。また、前記低域通過制御手段
は、前記ＩＦ変換手段以前の各受信信号の振幅レベルを
検出し、夫々の検出信号を合成し、その合成信号を前記
入力信号とし、前記レベルを上記合成信号のレベルとす
る構成としてもよい。前記第３の目的を達成するため、
本願の第３の発明は、前記構成の合成ダイバーシティ受
信装置において、前記混合・合成手段からの各合成信号
を、前記各手段により生じる信号遅延の位相ずれを補正
して前記同相合成させる位相補正手段を、備えたことを
特徴とする。上記第３の発明の装置において、前記位相
補正手段がコンデンサと抵抗から成る微分回路を含み、
上記抵抗の調整により位相の進み量を変化させる構成と
してもよい。
【００１９】
【作用】前記第１の発明の合成ダイバーシティ受信装置
においては、そのフィードバックループ中に設けられた
振幅制限手段により同相合成の出力の振幅が所定のレベ
ルに制限される。この制限されたレベルの振幅制御信号
が位相比較手段にフィードバックされ、応答遅れのない
安定した増幅動作を得る。また、前記第２の発明の合成
ダイバーシティ受信装置においては、そのフィードバッ
クループ中に設けられた低域通過制御手段により、低域
通過手段の遮断周波数が入力信号に対応するレベルに応
じて制御される。その結果、弱電界時は上記遮断周波数
は低くなるように、強電界時は前記遮断周波数は高くな
るように制御される。従って弱電界時の受信ではノイズ
の電力レベルが小さくなり、受信感度とＳ／Ｎ比が向上
し、強電界時の受信ではフェージングとマルチパスによ
る歪の抑圧効果が向上する。
においては、そのフィードバックループ中に設けられた
振幅制限手段により同相合成の出力の振幅が所定のレベ
ルに制限される。この制限されたレベルの振幅制御信号
が位相比較手段にフィードバックされ、応答遅れのない
安定した増幅動作を得る。また、前記第２の発明の合成
ダイバーシティ受信装置においては、そのフィードバッ
クループ中に設けられた低域通過制御手段により、低域
通過手段の遮断周波数が入力信号に対応するレベルに応
じて制御される。その結果、弱電界時は上記遮断周波数
は低くなるように、強電界時は前記遮断周波数は高くな
るように制御される。従って弱電界時の受信ではノイズ
の電力レベルが小さくなり、受信感度とＳ／Ｎ比が向上
し、強電界時の受信ではフェージングとマルチパスによ
る歪の抑圧効果が向上する。
【００２０】更に、前記第３の発明の合成ダイバーシテ
ィ受信装置においては、位相補正手段により各手段によ
り生じる信号遅延の位相ずれを補正して、同相合成を行
わせる。その結果、各手段の使用素子内での信号遅延、
使用素子のばらつきが補正され、安定したシステム動作
を行うことができる。
ィ受信装置においては、位相補正手段により各手段によ
り生じる信号遅延の位相ずれを補正して、同相合成を行
わせる。その結果、各手段の使用素子内での信号遅延、
使用素子のばらつきが補正され、安定したシステム動作
を行うことができる。
【００２１】
【実施例】以下図面に示す本発明の各実施例を説明す
る。図１は本願の第１の発明による合成ダイバーシティ
受信装置の一実施例で、図８と同一符号は同一又は類似
の回路をあらわし、本実施例においては、フィードバッ
クループ中の前記ＡＧＣ増幅器１２及びＡＧＣ制御器１
３に代えて、前記振幅制限手段としてのリミッタ増幅器
１５が、第２の合成器１１の後段に設けられている。
る。図１は本願の第１の発明による合成ダイバーシティ
受信装置の一実施例で、図８と同一符号は同一又は類似
の回路をあらわし、本実施例においては、フィードバッ
クループ中の前記ＡＧＣ増幅器１２及びＡＧＣ制御器１
３に代えて、前記振幅制限手段としてのリミッタ増幅器
１５が、第２の合成器１１の後段に設けられている。
【００２２】従って第１及び第２の位相比較器４Ａ，４
Ｂ，５Ａ，５Ｂでは、振幅が一定となったリミッタ増幅
器１５の出力信号と、フロントエンド２Ａ，２Ｂの出力
信号又はπ／２移相器３Ａ，３Ｂの出力信号と、により
同期検波が行われる。上記位相比較器の出力信号には、
リミッタ増幅器１５によってリミッタをかけたことによ
る高調波成分が多数含まれるが、各位相比較器の出力側
には第１及び第２の低域通過フィルタ６Ａ，７Ａが設け
られているので、その出力からは上記位相比較器の２入
力信号の位相差成分のみが含まれた信号が得られる。従
って、同相合成動作のための位相制御を行うことができ
る。
Ｂ，５Ａ，５Ｂでは、振幅が一定となったリミッタ増幅
器１５の出力信号と、フロントエンド２Ａ，２Ｂの出力
信号又はπ／２移相器３Ａ，３Ｂの出力信号と、により
同期検波が行われる。上記位相比較器の出力信号には、
リミッタ増幅器１５によってリミッタをかけたことによ
る高調波成分が多数含まれるが、各位相比較器の出力側
には第１及び第２の低域通過フィルタ６Ａ，７Ａが設け
られているので、その出力からは上記位相比較器の２入
力信号の位相差成分のみが含まれた信号が得られる。従
って、同相合成動作のための位相制御を行うことができ
る。
【００２３】図２（ａ），（ｂ）は図１の実施例の方式
によるリミッタ増幅器１５の動作例を示しており、同図
（ａ）は入力信号振幅、（ｂ）は出力信号振幅で、安定
した増幅動作が得られていることがわかる。これに対
し、図３（ａ），（ｂ）は前記従来方式によるＡＧＣ増
幅器１２の動作例（振幅レベル検出の時定数が短い場
合）を示しており、同図（ａ）は入力信号振幅（実線）
及び振幅検出レベル（破線）、（ｂ）は出力信号振幅
で、出力振幅が設定振幅レベルよりかなり大きくなって
いる。
によるリミッタ増幅器１５の動作例を示しており、同図
（ａ）は入力信号振幅、（ｂ）は出力信号振幅で、安定
した増幅動作が得られていることがわかる。これに対
し、図３（ａ），（ｂ）は前記従来方式によるＡＧＣ増
幅器１２の動作例（振幅レベル検出の時定数が短い場
合）を示しており、同図（ａ）は入力信号振幅（実線）
及び振幅検出レベル（破線）、（ｂ）は出力信号振幅
で、出力振幅が設定振幅レベルよりかなり大きくなって
いる。
【００２４】また、図４（ａ），（ｂ）は前記従来方式
によるＡＧＣ増幅器１２の動作例として振幅レベル検出
の時定数が長い場合を示しており、同図（ａ）は入力信
号振幅（実線）及び振幅検出レベル（破線）、（ｂ）は
出力信号振幅で、振幅の落ちこみ部で、増幅度が不足し
ている。
によるＡＧＣ増幅器１２の動作例として振幅レベル検出
の時定数が長い場合を示しており、同図（ａ）は入力信
号振幅（実線）及び振幅検出レベル（破線）、（ｂ）は
出力信号振幅で、振幅の落ちこみ部で、増幅度が不足し
ている。
【００２５】図５は本願の第２の発明による合成ダイバ
ーシティ受信装置の一実施例で、図８と同一符号は同一
又は類似の回路をあらわし、本実施例においては、第１
及び第２の可変低域通過フィルタ１６Ａ，１６Ｂ及び１
７Ａ，１７Ｂはその遮断周波数が可変であり、フィルタ
制御器１８が第２の合成器１１の出力信号に応じて上記
遮断周波数を制御するように構成されている。
ーシティ受信装置の一実施例で、図８と同一符号は同一
又は類似の回路をあらわし、本実施例においては、第１
及び第２の可変低域通過フィルタ１６Ａ，１６Ｂ及び１
７Ａ，１７Ｂはその遮断周波数が可変であり、フィルタ
制御器１８が第２の合成器１１の出力信号に応じて上記
遮断周波数を制御するように構成されている。
【００２６】本実施例は図１に示す実施例を下記理由に
より更に改良したものである。即ち、図１の実施例で、
各低域通過フィルタは遮断周波数が一定であるため、ル
ープの動作周波数帯域幅も一定となる。
より更に改良したものである。即ち、図１の実施例で、
各低域通過フィルタは遮断周波数が一定であるため、ル
ープの動作周波数帯域幅も一定となる。
【００２７】受信特性を良くするためには、弱電界時の
受信では、ノイズの電力レベルを小さくし、受信感度と
Ｓ／Ｎ特性を向上させることが重要である。また、強電
界の受信では、フェージングとマルチパスによる歪の抑
圧効果を向上させることが重要である。今、前記低域通
過フィルタの遮断周波数を低く設定すると、ノイズの電
力レベルは小さくなり、受信感度とＳ／Ｎ特性が向上す
る。しかし、この場合、前記信号Ｅ6A(ｔ)とＥ7A(ｔ)の
式中のα(ｔ)の高域成分が減衰し、Ｅ10(ｔ)の式（１
１）中の［α(ｔ)＝θ(ｔ)］が成立しなくなる。即ち、
［α(ｔ)−θ(ｔ)］が大きくなり、フェージングとマル
チパスによる歪の抑圧効果が低下する。
受信では、ノイズの電力レベルを小さくし、受信感度と
Ｓ／Ｎ特性を向上させることが重要である。また、強電
界の受信では、フェージングとマルチパスによる歪の抑
圧効果を向上させることが重要である。今、前記低域通
過フィルタの遮断周波数を低く設定すると、ノイズの電
力レベルは小さくなり、受信感度とＳ／Ｎ特性が向上す
る。しかし、この場合、前記信号Ｅ6A(ｔ)とＥ7A(ｔ)の
式中のα(ｔ)の高域成分が減衰し、Ｅ10(ｔ)の式（１
１）中の［α(ｔ)＝θ(ｔ)］が成立しなくなる。即ち、
［α(ｔ)−θ(ｔ)］が大きくなり、フェージングとマル
チパスによる歪の抑圧効果が低下する。
【００２８】また、逆に前記低域通過フィルタの遮断周
波数を高く設定すると、ノイズの電力レベルは大きくな
り、受信感度とＳ／Ｎ特性は低下するが、前記Ｅ
10A(ｔ)中の［α(ｔ)−θ(ｔ)］が小さくなり、フェー
ジングとマルチパスによる歪の抑圧効果が向上する。
波数を高く設定すると、ノイズの電力レベルは大きくな
り、受信感度とＳ／Ｎ特性は低下するが、前記Ｅ
10A(ｔ)中の［α(ｔ)−θ(ｔ)］が小さくなり、フェー
ジングとマルチパスによる歪の抑圧効果が向上する。
【００２９】従って前記本発明の第１の目的達成の点か
ら見れば、図１の実施例の構成で、充分であるが、全て
の受信電界強度において、最良の受信特性を得るには、
図５の実施例の構成とすることにより、弱電界時は、低
域通過フィルタの遮断周波数が低くなるように、また、
強電界時は、該遮断周波数が高くなるように制御するの
が良い。
ら見れば、図１の実施例の構成で、充分であるが、全て
の受信電界強度において、最良の受信特性を得るには、
図５の実施例の構成とすることにより、弱電界時は、低
域通過フィルタの遮断周波数が低くなるように、また、
強電界時は、該遮断周波数が高くなるように制御するの
が良い。
【００３０】図５の実施例において、第２の合成器１１
の出力信号はフィルタ制御器１８に入力される。フィル
タ制御器１８は、その入力信号の振幅レベルを検出し、
その検出信号の大小により各可変低域通過フィルタ１６
Ａ，１６Ｂ，１７Ａ，１７Ｂの遮断周波数を制御する。
即ち、フィルタ制御器１５の入力信号の振幅レベルが小
さい時は、前記遮断周波数が低くなるように、また、上
記入力信号の振幅レベルが大きい時は、前記遮断周波数
が大きくなるように、制御される。この場合、各可変低
域通過フィルタの遮断周波数は同一値となるように制御
される。
の出力信号はフィルタ制御器１８に入力される。フィル
タ制御器１８は、その入力信号の振幅レベルを検出し、
その検出信号の大小により各可変低域通過フィルタ１６
Ａ，１６Ｂ，１７Ａ，１７Ｂの遮断周波数を制御する。
即ち、フィルタ制御器１５の入力信号の振幅レベルが小
さい時は、前記遮断周波数が低くなるように、また、上
記入力信号の振幅レベルが大きい時は、前記遮断周波数
が大きくなるように、制御される。この場合、各可変低
域通過フィルタの遮断周波数は同一値となるように制御
される。
【００３１】なお、フィルタ制御器１８は、第２の合成
器１１の２つの入力信号を入力して、その２信号を合成
し、その合成振幅レベルを検出する方式としてもよい。
或いは上記２信号の振幅レベルを検出し、各々の検出信
号を合成する方式とすることもできる。
器１１の２つの入力信号を入力して、その２信号を合成
し、その合成振幅レベルを検出する方式としてもよい。
或いは上記２信号の振幅レベルを検出し、各々の検出信
号を合成する方式とすることもできる。
【００３２】更に、上記フィルタ制御器１８は、フロン
トエンド２Ａ，２Ｂ内のＩＦ段以前の２信号を入力し、
その２信号を合成して、その合成振幅レベルを検出する
方式としてもよい。或いは上記２信号の振幅レベルを検
出し、各々の検出信号を合成する方式とすることもでき
る。
トエンド２Ａ，２Ｂ内のＩＦ段以前の２信号を入力し、
その２信号を合成して、その合成振幅レベルを検出する
方式としてもよい。或いは上記２信号の振幅レベルを検
出し、各々の検出信号を合成する方式とすることもでき
る。
【００３３】図６は本願の第３の発明による合成ダイバ
ーシティ受信装置の一実施例で、図８と同一符号は同一
又は類似の回路をあらわし、本実施例においては、第１
の合成器１０Ａ，１０Ｂの出力と第２の合成器の入力と
の間に位相補正器を設け、各位相補正器の出力信号を第
２の合成器１１で同相合成するように構成されている。
ーシティ受信装置の一実施例で、図８と同一符号は同一
又は類似の回路をあらわし、本実施例においては、第１
の合成器１０Ａ，１０Ｂの出力と第２の合成器の入力と
の間に位相補正器を設け、各位相補正器の出力信号を第
２の合成器１１で同相合成するように構成されている。
【００３４】本実施例は図１に示す実施例を下記理由に
より更に改良したものである。即ち、図１の実施例で、
各回路４Ａ〜１２及び４Ｂ〜１２はアンテナ１Ａ，１Ｂ
での受信信号によるループを形成している。前述した説
明では、上記回路内には信号の遅延がないものとして上
記ループが成り立つことを前提としている。
より更に改良したものである。即ち、図１の実施例で、
各回路４Ａ〜１２及び４Ｂ〜１２はアンテナ１Ａ，１Ｂ
での受信信号によるループを形成している。前述した説
明では、上記回路内には信号の遅延がないものとして上
記ループが成り立つことを前提としている。
【００３５】しかし実際の回路では、使用素子内で信号
の遅延が生じることにより、ループ動作が不安定とな
り、ビートが発生する。次に、使用素子内で信号の遅延
が生じる外に、使用素子毎に特性のばらつきも生じるの
で、第２の合成器１１では、精度の高い信号の同相合成
の動作を確保し難いので、図６の実施例の構成とするこ
とにより、前記使用素子内での信号の遅延と素子のばら
つきによる位相ずれを補正して、安定したループ動作と
精度の高い同相合成の動作を行うようにしている。
の遅延が生じることにより、ループ動作が不安定とな
り、ビートが発生する。次に、使用素子内で信号の遅延
が生じる外に、使用素子毎に特性のばらつきも生じるの
で、第２の合成器１１では、精度の高い信号の同相合成
の動作を確保し難いので、図６の実施例の構成とするこ
とにより、前記使用素子内での信号の遅延と素子のばら
つきによる位相ずれを補正して、安定したループ動作と
精度の高い同相合成の動作を行うようにしている。
【００３６】図６の実施例において、位相補正器１９
Ａ，１９Ｂは入力信号の位相を進めるか、或いは遅らせ
る動作をする。この位相補正器の移相量は、前記位相ず
れを補正して、しかもビートが発生せず、安定したルー
プ動作が得られるように調整される。更に各位相補正器
１９Ａ，１９Ｂは第２の合成器１１での２つの入力信号
が精度良く同相合成できるように微調整される。
Ａ，１９Ｂは入力信号の位相を進めるか、或いは遅らせ
る動作をする。この位相補正器の移相量は、前記位相ず
れを補正して、しかもビートが発生せず、安定したルー
プ動作が得られるように調整される。更に各位相補正器
１９Ａ，１９Ｂは第２の合成器１１での２つの入力信号
が精度良く同相合成できるように微調整される。
【００３７】図７は、上記位相補正器の具体的構成例を
示す。この構成例は微分動作をする回路であり、コンデ
ンサＣ1の容量値、あるいは、抵抗Ｒの抵抗値を調整す
ることにより、位相補正量（進み量）を変えることがで
きる。位相補正器としては位相進みの回路だけでなく、
位相遅れの回路を用いてもよい。また、前記各実施例に
おいて、アンテナの本数が２本以上となっても、夫々の
方式により同様の動作を行うようにすることができる。
更に、前記各実施例を適宜組み合わせて構成してもよ
い。
示す。この構成例は微分動作をする回路であり、コンデ
ンサＣ1の容量値、あるいは、抵抗Ｒの抵抗値を調整す
ることにより、位相補正量（進み量）を変えることがで
きる。位相補正器としては位相進みの回路だけでなく、
位相遅れの回路を用いてもよい。また、前記各実施例に
おいて、アンテナの本数が２本以上となっても、夫々の
方式により同様の動作を行うようにすることができる。
更に、前記各実施例を適宜組み合わせて構成してもよ
い。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、合成ダイバーシテ
ィ受信装置において、（ｉ）第１の発明によれば、同相
合成の出力信号の振幅を一定にしているため、時間遅延
が生じない。従ってフェージングやマルチパスによる振
幅変動に対して、時間遅れ、増幅量の変動、増幅度の不
足が解消され、フェージングやマルチパスによる歪の抑
圧効果が安定的に得られるればかりでなく、振幅一定の
ための回路の調整も不要で、その回路規模も小さく、回
路の構成が容易である。
ィ受信装置において、（ｉ）第１の発明によれば、同相
合成の出力信号の振幅を一定にしているため、時間遅延
が生じない。従ってフェージングやマルチパスによる振
幅変動に対して、時間遅れ、増幅量の変動、増幅度の不
足が解消され、フェージングやマルチパスによる歪の抑
圧効果が安定的に得られるればかりでなく、振幅一定の
ための回路の調整も不要で、その回路規模も小さく、回
路の構成が容易である。
【００３９】（ii）第２の発明によれば、弱電界時は低
域通過フィルタの遮断周波数が低くなるように制御が行
われるため、ノイズの電力レベルが小さくなり、受信感
度及びＳ／Ｎ特性が向上する。また強電界時は、低域通
過フィルタの遮断周波数が高くなるように制御が行われ
るため、フェージングとマルチパスによる歪の抑圧効果
が向上する。以上の結果、全ての電界強度において、受
信特性が向上する。
域通過フィルタの遮断周波数が低くなるように制御が行
われるため、ノイズの電力レベルが小さくなり、受信感
度及びＳ／Ｎ特性が向上する。また強電界時は、低域通
過フィルタの遮断周波数が高くなるように制御が行われ
るため、フェージングとマルチパスによる歪の抑圧効果
が向上する。以上の結果、全ての電界強度において、受
信特性が向上する。
【００４０】（iii）第３の発明によれば、使用素子内
での信号の遅延と素子のばらつきによる位相ずれを補正
できるので、安定したループ動作を行い得る。また合成
器の入力信号の位相を微調整できるため、高い精度で同
相合成の動作を行い得る。
での信号の遅延と素子のばらつきによる位相ずれを補正
できるので、安定したループ動作を行い得る。また合成
器の入力信号の位相を微調整できるため、高い精度で同
相合成の動作を行い得る。
【図１】本願の第１の発明の一実施例を示すブロック図
である。
である。
【図２】上記実施例の方式によるリミッタ増幅器の動作
例を示す特性図である。
例を示す特性図である。
【図３】従来の方式によるＡＧＣ増幅器の動作例として
振幅レベル検出の時定数が短い場合を示す特性図であ
る。
振幅レベル検出の時定数が短い場合を示す特性図であ
る。
【図４】従来の方式によるＡＧＣ増幅器の動作例として
振幅レベル検出の時定数が長い場合を示す特性図であ
る。
振幅レベル検出の時定数が長い場合を示す特性図であ
る。
【図５】本願の第２の発明の一実施例を示すブロック図
である。
である。
【図６】本願の第３の発明の一実施例を示すブロック図
である。
である。
【図７】図６の実施例における位相補正器の一構成例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図８】従来の合成ダイバーシティ受信装置の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
１Ａ，１Ｂ アンテナ ２Ａ，２Ｂ フロントエンド ３Ａ，３Ｂ π／２移相器 ４Ａ，４Ｂ 第１の位相比較器 ５Ａ，５Ｂ 第２の位相比較器 ６Ａ，６Ｂ 第１の低域通過フィルタ ７Ａ，７Ｂ 第２の低域通気フィルタ ８Ａ，８Ｂ 第１の振幅制御器 ９Ａ，９Ｂ 第２の振幅制御器 １０Ａ，１０Ｂ 第１の合成器 １１ 第２の合成器 １２ ＡＧＣ増幅器 １３ ＡＧＣ制御器 １４ 検波回路 １５ リミッタ増幅器 １６ 検波信号出力 １８ フィルタ制御器 １９Ａ，１９Ｂ 位相補正器
Claims (7)
- 【請求項１】 複数のアンテナからの各受信信号を所定
周波数のＩＦ信号に変換すると共に該ＩＦ信号の位相を
所定量ずらしたＩＦ位相信号を出力するＩＦ変換手段
と、 所定の振幅制御信号と前記ＩＦ信号及び該振幅制御信号
と前記ＩＦ位相信号により同期検波して夫々の検波信号
を出力する位相比較手段と、 上記各検波信号から所定の低域成分信号を抽出する低域
通過手段と、 前記ＩＦ信号及び前記ＩＦ位相信号と、該各信号に対応
する前記低域成分信号と、を夫々混合し、混合された信
号を合成して前記アンテナの数に対応した合成信号を出
力する混合・合成手段と、 上記各合成信号を同相で合成して前記振幅制御信号を得
ると共に上記振幅制御信号を前記位相比較手段にフィー
ドバックするフィードバック手段と、 上記振幅制御信号を検波して検波信号を出力する検波手
段と、 を有する合成ダイバーシティ受信装置において、前記同
相合成の出力の振幅を所定のレベルに制限し、この制限
されたレベルの振幅制御信号を出力する振幅制御手段を
備えたことを特徴とする合成ダイバーシティ受信装置。 - 【請求項２】 複数のアンテナからの各受信信号を所定
周波数のＩＦ信号に変換すると共に該ＩＦ信号の位相を
所定量ずらしたＩＦ位相信号を出力するＩＦ変換手段
と、 所定の振幅制御信号と前記ＩＦ信号及び該振幅制御信号
と前記ＩＦ位相信号により同期検波して夫々の検波信号
を出力する位相比較手段と、 上記各検波信号から所定の低域成分信号を抽出する低域
通過手段と、 前記ＩＦ信号及び前記ＩＦ位相信号と、該各信号に対応
する前記低域成分信号と、を夫々混合し、混合された信
号を合成して前記アンテナの数に対応した合成信号を出
力する混合・合成手段と、 上記各合成信号を同相で合成して前記振幅制御信号を得
ると共に上記振幅制御信号を前記位相比較手段にフィー
ドバックするフィードバック手段と、 上記振幅制御信号を検波して検波信号を出力する検波手
段と、 を有する合成ダイバーシティ受信装置において、 前記フィードバック手段内に設けられ、入力信号に基づ
いて前記低域通過手段の遮断周波数を、上記入力信号に
対応するレベルが小さい時は、低く、大きい時は高くな
るように制御する。低域通過制御手段を備え、受信電界
強度に応じて前記遮断周波数を変化させて動作周波数帯
域幅を可変することを特徴とする合成ダイバーシティ受
信装置。 - 【請求項３】 複数のアンテナからの各受信信号を所定
周波数のＩＦ信号に変換すると共に該ＩＦ信号の位相を
所定量ずらしたＩＦ位相信号を出力するＩＦ変換手段
と、 所定の振幅制御信号と前記ＩＦ信号及び該振幅制御信号
と前記ＩＦ位相信号により同期検波して夫々の検波信号
を出力する位相比較手段と、 上記各検波信号から所定の低域成分信号を抽出する低域
通過手段と、 前記ＩＦ信号及び前記ＩＦ位相信号と、該各信号に対応
する前記低域成分信号と、を夫々混合し、混合された信
号を合成して前記アンテナの数に対応した合成信号を出
力する混合合成手段と、上記各合成信号を同相で合成し
て前記振幅制御信号を得ると共に上記振幅制御信号を前
記位相比較手段にフィードバックするフィードバック手
段と、 上記振幅制御信号を検波して検波信号を出力する検波手
段と、 を有する合成ダイバーシティ受信装置において、 前記混合・合成手段からの各合成信号を、前記各手段に
より生じる信号遅延の位相ずれを補正して前記同相合成
させる位相補正手段を、備えたことを特徴とする合成ダ
イバーシティ受信装置。 - 【請求項４】 前記位相補正手段がコンデンサと抵抗か
ら成る微分回路を含み、上記抵抗の調整により位相の進
み量を変化させることを特徴とする請求項３に記載の合
成ダイバーシティ受信装置。 - 【請求項５】 前記低域通過制御手段は、前記各合成信
号又は前記同相合成の出力の振幅レベルを検出し、その
検出信号を前記入力信号とし、前記レベルを上記振幅レ
ベルとすることを特徴とする請求項２に記載の合成ダイ
バーシティ受信装置。 - 【請求項６】 前記低域通過制御手段は、前記ＩＦ変換
手段以前の各受信信号を合成してその合成信号の振幅レ
ベルを検出し、その検出信号を前記入力信号とし、前記
レベルを上記振幅レベルとすることを特徴とする請求項
２に記載の合成ダイバーシティ受信装置。 - 【請求項７】 前記低域通過制御手段は、前記ＩＦ変換
手段以前の各受信信号の振幅レベルを検出し、夫々の検
出信号を合成し、その合成信号を前記入力信号とし、前
記レベルを上記合成信号のレベルとすることを特徴とす
る請求項２に記載の合成ダイバーシティ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3290912A JPH05102870A (ja) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | 合成ダイバーシテイ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3290912A JPH05102870A (ja) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | 合成ダイバーシテイ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05102870A true JPH05102870A (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=17762120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3290912A Pending JPH05102870A (ja) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | 合成ダイバーシテイ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05102870A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006238222A (ja) * | 2005-02-25 | 2006-09-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | ダイバーシチ方式受信装置及びダイバーシチ方式受信装置の受信信号位相制御方法 |
-
1991
- 1991-10-09 JP JP3290912A patent/JPH05102870A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006238222A (ja) * | 2005-02-25 | 2006-09-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | ダイバーシチ方式受信装置及びダイバーシチ方式受信装置の受信信号位相制御方法 |
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