JPH05136836A - デイジタル変調信号発生器 - Google Patents
デイジタル変調信号発生器Info
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- JPH05136836A JPH05136836A JP4028017A JP2801792A JPH05136836A JP H05136836 A JPH05136836 A JP H05136836A JP 4028017 A JP4028017 A JP 4028017A JP 2801792 A JP2801792 A JP 2801792A JP H05136836 A JPH05136836 A JP H05136836A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ミキサ及び位相器の特性等に起因するイメー
ジ成分のないディジタル変調信号発生器を実現すること
にある。 【構成】 ディジタル変調信号出力に影響を与えない誤
差検出用信号を直交変調し、直交変調信号出力から前記
誤差検出用信号のイメージ成分を取り出し、振幅及び位
相誤差信号等を発生させる振幅・位相差検出部を設け、
前記各誤差信号によりイメージが減少するように振幅及
び位相、若しくは遅延差を調整する。
ジ成分のないディジタル変調信号発生器を実現すること
にある。 【構成】 ディジタル変調信号出力に影響を与えない誤
差検出用信号を直交変調し、直交変調信号出力から前記
誤差検出用信号のイメージ成分を取り出し、振幅及び位
相誤差信号等を発生させる振幅・位相差検出部を設け、
前記各誤差信号によりイメージが減少するように振幅及
び位相、若しくは遅延差を調整する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信機
器に関し、特に信号源として利用される直交変調機能を
有する信号発生器に関する。
器に関し、特に信号源として利用される直交変調機能を
有する信号発生器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来例の構成ブロック図を図５に示す。
図５において入力データ列はシリアル・パラレル変換器
１で変換され、Ｉチャネル及びＱチャネルに分離され
る。それぞれの信号はディジタル・フィルタ２ａ、２
ｂ、Ｄ／Ａ変換器３ａ、３ｂ、ローパスフィルタ４ａ、
４ｂにより処理された後、ローカル信号源５の出力ｃｏ
ｓω Lｔ及び９０°位相器７の出力−ｓｉｎωLｔがミキ
サ６ａ、６ｂによりミキシングされ、加算器８によりそ
れぞれを加算され、周波数変換器９及びレベル調整器１
０により出力される。
図５において入力データ列はシリアル・パラレル変換器
１で変換され、Ｉチャネル及びＱチャネルに分離され
る。それぞれの信号はディジタル・フィルタ２ａ、２
ｂ、Ｄ／Ａ変換器３ａ、３ｂ、ローパスフィルタ４ａ、
４ｂにより処理された後、ローカル信号源５の出力ｃｏ
ｓω Lｔ及び９０°位相器７の出力−ｓｉｎωLｔがミキ
サ６ａ、６ｂによりミキシングされ、加算器８によりそ
れぞれを加算され、周波数変換器９及びレベル調整器１
０により出力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図５の構成に
おいて、ミキサ６ａ、６ｂや９０°位相器７は理想的で
はないので、ＩチャネルとＱチャネルの振幅差が生じた
り、正確に９０°の位相差にならない場合がある。たと
えば、Ｉチャネルにｃｏｓωeｔ、Ｑチャネルにｓｉｎ
ωeｔがシリアル・パラレル変換器１より出力された場
合、加算器８の出力は理想的には式（１）のようにな
る。 加算器８出力＝ｃｏｓωeｔ×ｃｏｓωLｔ−ｓｉｎωeｔ×ｓｉｎωLｔ ＝ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ ・・・ （１） ところが、ミキサ６ａ、６ｂや９０°位相器７が理想的
でないと（ωL−ωe）成分、つまりイメージも生じてし
まうという問題がある。従って本発明の目的は、ミキサ
及び位相器の特性に起因する前記イメージ成分のないデ
ィジタル変調信号発生器、若しくはＩ及びＱチャネル信
号の遅延差に起因するイメージ成分をも除去するディジ
タル変調信号発生器を実現することにある。
おいて、ミキサ６ａ、６ｂや９０°位相器７は理想的で
はないので、ＩチャネルとＱチャネルの振幅差が生じた
り、正確に９０°の位相差にならない場合がある。たと
えば、Ｉチャネルにｃｏｓωeｔ、Ｑチャネルにｓｉｎ
ωeｔがシリアル・パラレル変換器１より出力された場
合、加算器８の出力は理想的には式（１）のようにな
る。 加算器８出力＝ｃｏｓωeｔ×ｃｏｓωLｔ−ｓｉｎωeｔ×ｓｉｎωLｔ ＝ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ ・・・ （１） ところが、ミキサ６ａ、６ｂや９０°位相器７が理想的
でないと（ωL−ωe）成分、つまりイメージも生じてし
まうという問題がある。従って本発明の目的は、ミキサ
及び位相器の特性に起因する前記イメージ成分のないデ
ィジタル変調信号発生器、若しくはＩ及びＱチャネル信
号の遅延差に起因するイメージ成分をも除去するディジ
タル変調信号発生器を実現することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明の第１は、データ信号列をディジタル
処理し、Ｉチャネル及びＱチャネル信号を得るディジタ
ル信号処理器と、前記２信号をアナログ信号に変換し、
このアナログ信号の各々で搬送波の同相成分及び直交成
分を変調して直交変調波を得る直交変調信号発生器と、
前記直交変調波を周波数変換し、レベル調整して出力す
る出力器を備えたディジタル変調信号発生器において、
前記ディジタル信号処理器に設けられた誤差検出用信号
源及び、前記Ｉ及びＱチャネル信号にそれぞれ前記誤差
検出用信号を加算する加算器と、前記出力器の入力部に
設けられた前記誤差検出用信号を除去するバンドパスフ
ィルタと、前記直交変調波から誤差を含む周波数成分を
分離し誤差信号を発生させる誤差検出器と、前記ディジ
タル信号処理器、若しくは、前記直交変調信号発生器に
設けられた前記誤差信号により前記Ｉ及びＱチャネル信
号、若しくは、前記アナログ信号を調整する手段とを備
えたことを特徴とするものである。本発明の第２は、デ
ータ信号列をディジタル処理し、Ｉチャネル及びＱチャ
ネル信号を得るディジタル信号処理器と、前記２信号を
アナログ信号に変換し、このアナログ信号の各々で搬送
波の同相成分及び直交成分を変調して直交変調波を得る
直交変調信号発生器と、前記直交変調波を周波数変換
し、レベル調整して出力する出力器を備えたディジタル
変調信号発生器において、前記ディジタル信号処理器に
設けられた誤差検出用信号源及び、前記Ｉ及びＱチャネ
ル信号にそれぞれ前記誤差検出用信号を加算する加算器
と、前記アナログ信号に設けられた遅延線及び遅延時間
が可変な可変遅延時間遅延線と、前記出力器の入力部に
設けられた前記誤差検出用信号を除去するバンドパスフ
ィルタと、前記直交変調波から誤差を含む周波数成分を
分離し誤差信号を発生させる誤差検出器と、前記ディジ
タル信号処理器、若しくは、前記直交変調信号発生器に
設けられた前記誤差信号により前記可変遅延時間遅延線
及び、前記Ｉ及びＱチャネル信号、若しくは、前記アナ
ログ信号を調整する手段とを備えたことを特徴とするも
のである。
るために、本発明の第１は、データ信号列をディジタル
処理し、Ｉチャネル及びＱチャネル信号を得るディジタ
ル信号処理器と、前記２信号をアナログ信号に変換し、
このアナログ信号の各々で搬送波の同相成分及び直交成
分を変調して直交変調波を得る直交変調信号発生器と、
前記直交変調波を周波数変換し、レベル調整して出力す
る出力器を備えたディジタル変調信号発生器において、
前記ディジタル信号処理器に設けられた誤差検出用信号
源及び、前記Ｉ及びＱチャネル信号にそれぞれ前記誤差
検出用信号を加算する加算器と、前記出力器の入力部に
設けられた前記誤差検出用信号を除去するバンドパスフ
ィルタと、前記直交変調波から誤差を含む周波数成分を
分離し誤差信号を発生させる誤差検出器と、前記ディジ
タル信号処理器、若しくは、前記直交変調信号発生器に
設けられた前記誤差信号により前記Ｉ及びＱチャネル信
号、若しくは、前記アナログ信号を調整する手段とを備
えたことを特徴とするものである。本発明の第２は、デ
ータ信号列をディジタル処理し、Ｉチャネル及びＱチャ
ネル信号を得るディジタル信号処理器と、前記２信号を
アナログ信号に変換し、このアナログ信号の各々で搬送
波の同相成分及び直交成分を変調して直交変調波を得る
直交変調信号発生器と、前記直交変調波を周波数変換
し、レベル調整して出力する出力器を備えたディジタル
変調信号発生器において、前記ディジタル信号処理器に
設けられた誤差検出用信号源及び、前記Ｉ及びＱチャネ
ル信号にそれぞれ前記誤差検出用信号を加算する加算器
と、前記アナログ信号に設けられた遅延線及び遅延時間
が可変な可変遅延時間遅延線と、前記出力器の入力部に
設けられた前記誤差検出用信号を除去するバンドパスフ
ィルタと、前記直交変調波から誤差を含む周波数成分を
分離し誤差信号を発生させる誤差検出器と、前記ディジ
タル信号処理器、若しくは、前記直交変調信号発生器に
設けられた前記誤差信号により前記可変遅延時間遅延線
及び、前記Ｉ及びＱチャネル信号、若しくは、前記アナ
ログ信号を調整する手段とを備えたことを特徴とするも
のである。
【０００５】
【作用】直交変調波から誤差を含む周波数成分を分離し
誤差信号を発生させ、この誤差信号により直交変調信号
発生器部の調整手段を調整することにより、イメージの
ないディジタル変調信号を発生することができる。
誤差信号を発生させ、この誤差信号により直交変調信号
発生器部の調整手段を調整することにより、イメージの
ないディジタル変調信号を発生することができる。
【０００６】
【実施例】以下本発明を図面を用いて詳細に説明する。
図１は本発明に係るディジタル変調信号発生器の第１の
実施例を示す構成ブロック図である。図１において、図
５に示す従来例と同一要素には同一符号を付して重複す
る説明を省略する。１００は直交変調信号発生部、１１
０は周波数変換・出力部、１２０は振幅・位相差検出部
である。
図１は本発明に係るディジタル変調信号発生器の第１の
実施例を示す構成ブロック図である。図１において、図
５に示す従来例と同一要素には同一符号を付して重複す
る説明を省略する。１００は直交変調信号発生部、１１
０は周波数変換・出力部、１２０は振幅・位相差検出部
である。
【０００７】直交変調信号発生部１００において、入力
データ列はシリアル・パラレル変換器１で変換され、Ｉ
チャネル及びＱチャネルに分離する。各々の前記信号は
ディジタル・フィルタ２ａ、２ｂ通過後、加算器１１
ａ、１１ｂにより、Ｉチャネルにｃｏｓωeｔ、Ｑチャ
ネルにｓｉｎωeｔがそれぞれ誤差検出用信号として加
算され、Ｄ／Ａ変換器３ａ、３ｂによりアナログ信号に
変換される。但し、誤差検出用信号はディジタル変調信
号出力に影響を与えない周波数帯を用いる。これらのア
ナログ信号はローパスフィルタ４ａ、４ｂによりＤ／Ａ
変換器３ａ、３ｂのクロック成分が除去された後、ロー
カル信号源５の出力ｃｏｓωLｔ及び９０°位相器７ａ
の出力−ｓｉｎωLｔがミキサ６ａ、６ｂによりミキシ
ングされ、加算器８によりそれぞれを加算される。
データ列はシリアル・パラレル変換器１で変換され、Ｉ
チャネル及びＱチャネルに分離する。各々の前記信号は
ディジタル・フィルタ２ａ、２ｂ通過後、加算器１１
ａ、１１ｂにより、Ｉチャネルにｃｏｓωeｔ、Ｑチャ
ネルにｓｉｎωeｔがそれぞれ誤差検出用信号として加
算され、Ｄ／Ａ変換器３ａ、３ｂによりアナログ信号に
変換される。但し、誤差検出用信号はディジタル変調信
号出力に影響を与えない周波数帯を用いる。これらのア
ナログ信号はローパスフィルタ４ａ、４ｂによりＤ／Ａ
変換器３ａ、３ｂのクロック成分が除去された後、ロー
カル信号源５の出力ｃｏｓωLｔ及び９０°位相器７ａ
の出力−ｓｉｎωLｔがミキサ６ａ、６ｂによりミキシ
ングされ、加算器８によりそれぞれを加算される。
【０００８】ここで、振幅α倍、位相β°の誤差を含む
場合、誤差検出用信号は直交変調信号発生部１００で以
下のように変調される。 ｃｏｓωeｔ×ｃｏｓωLｔ＋ｓｉｎωeｔ｛−α×ｓｉｎ（ωLｔ＋β）｝ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ＋ｃｏｓ（ωL−ωe）ｔ｝ ＋α／２｛ｃｏｓ［（ωL＋ωe）ｔ＋β］ −ｃｏｓ［（ωL−ωe）ｔ＋β］｝ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ＋ｃｏｓ（ωL−ωe）ｔ｝ ＋α／２｛ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ×ｃｏｓβ −ｓｉｎ（ωL＋ωe）ｔ×ｓｉｎβ −ｃｏｓ（ωL−ωe）ｔ×ｃｏｓβ ＋ｓｉｎ（ωL−ωe）ｔ×ｓｉｎβ｝ ＝１／２（１＋α×ｃｏｓβ）×ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ −α／２×ｓｉｎβ×ｓｉｎ（ωL＋ωe）ｔ ＋１／２（１−α×ｃｏｓβ）×ｃｏｓ（ωL−ωe）ｔ ＋α／２×ｓｉｎβ×ｓｉｎ（ωL−ωe）ｔ ・・・ （２）
場合、誤差検出用信号は直交変調信号発生部１００で以
下のように変調される。 ｃｏｓωeｔ×ｃｏｓωLｔ＋ｓｉｎωeｔ｛−α×ｓｉｎ（ωLｔ＋β）｝ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ＋ｃｏｓ（ωL−ωe）ｔ｝ ＋α／２｛ｃｏｓ［（ωL＋ωe）ｔ＋β］ −ｃｏｓ［（ωL−ωe）ｔ＋β］｝ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ＋ｃｏｓ（ωL−ωe）ｔ｝ ＋α／２｛ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ×ｃｏｓβ −ｓｉｎ（ωL＋ωe）ｔ×ｓｉｎβ −ｃｏｓ（ωL−ωe）ｔ×ｃｏｓβ ＋ｓｉｎ（ωL−ωe）ｔ×ｓｉｎβ｝ ＝１／２（１＋α×ｃｏｓβ）×ｃｏｓ（ωL＋ωe）ｔ −α／２×ｓｉｎβ×ｓｉｎ（ωL＋ωe）ｔ ＋１／２（１−α×ｃｏｓβ）×ｃｏｓ（ωL−ωe）ｔ ＋α／２×ｓｉｎβ×ｓｉｎ（ωL−ωe）ｔ ・・・ （２）
【０００９】周波数変換・出力部１１０では、バンドパ
スフィルタ１２により角周波数（ω L＋ωe）及び（ωL
−ωe）の成分の誤差検出用信号を除去し、周波数変換
器９でマイクロ波帯等に周波数変換し、レベル調整器１
０でレベルを調整した後に出力する。
スフィルタ１２により角周波数（ω L＋ωe）及び（ωL
−ωe）の成分の誤差検出用信号を除去し、周波数変換
器９でマイクロ波帯等に周波数変換し、レベル調整器１
０でレベルを調整した後に出力する。
【００１０】振幅・位相差検出部１２０では、加算器８
の出力は角周波数ωmであるローカル信号源１４とミキ
サ１３によりミキシングされ、ローパスフィルタ１５に
より誤差検出用信号のイメージ成分のみを取り出され
る。このイメージ成分はＡ／Ｄ変換器１６にてディジタ
ル信号に変換された後、分配器１７で２つに分けられ、
ミキサ１８ａ、１８ｂによりそれぞれｃｏｓ（ωe−ωL
−ωm）ｔ及びｓｉｎ（ωe−ωL−ωm）ｔとミキシング
され、ローパスフィルタ１９ａ、１９ｂを通過させる。
これらの出力を用い、振幅・位相誤差変換部２０にて振
幅誤差及び位相誤差を演算しＤ／Ａ変換器２１ａ、２１
ｂでアナログ信号に変換し振幅誤差信号２００、位相誤
差信号２０１として出力する。位相器７ａは振幅誤差信
号２００及び位相誤差信号２０１により制御され、イメ
ージが減少するように振幅及び位相を調整する。
の出力は角周波数ωmであるローカル信号源１４とミキ
サ１３によりミキシングされ、ローパスフィルタ１５に
より誤差検出用信号のイメージ成分のみを取り出され
る。このイメージ成分はＡ／Ｄ変換器１６にてディジタ
ル信号に変換された後、分配器１７で２つに分けられ、
ミキサ１８ａ、１８ｂによりそれぞれｃｏｓ（ωe−ωL
−ωm）ｔ及びｓｉｎ（ωe−ωL−ωm）ｔとミキシング
され、ローパスフィルタ１９ａ、１９ｂを通過させる。
これらの出力を用い、振幅・位相誤差変換部２０にて振
幅誤差及び位相誤差を演算しＤ／Ａ変換器２１ａ、２１
ｂでアナログ信号に変換し振幅誤差信号２００、位相誤
差信号２０１として出力する。位相器７ａは振幅誤差信
号２００及び位相誤差信号２０１により制御され、イメ
ージが減少するように振幅及び位相を調整する。
【００１１】ここで、振幅α倍、位相β°の誤差を含む
場合の直交変調信号は前述のように式（２）で表され、
この信号が角周波数ωmであるローカル信号源１４とミ
キサ１３によりミキシングされ、ローパスフィルタ１５
により誤差検出用信号のイメージ成分のみを取り出され
ると以下のように表される。 １／２（１−α×ｃｏｓβ）×ｃｏｓ（ωL−ωe−ωm）ｔ ＋α／２×ｓｉｎβ×ｓｉｎ（ωL−ωe−ωm）ｔ ・・・ （３） さらに、式（３）がｃｏｓ（ωe−ωL−ωm）ｔとミキ
シングされ、ローパスフィルタ１９ａを通過すると、 １／２（１−α×ｃｏｓβ）＝Ａ ・・・ （４） 一方、式（３）がｓｉｎ（ωe−ωL−ωm）ｔとミキシ
ングされ、ローパスフィルタ１９ｂを通過すると、 α／２×ｓｉｎβ＝Ｂ ・・・ （５） となる。従って、式（４）及び、式（５）より、振幅差
α＝２×Ｂ／ｓｉｎβ、位相差β＝ｔａｎ-1｛２×Ｂ／
（１−２×Ａ）｝が求められる。
場合の直交変調信号は前述のように式（２）で表され、
この信号が角周波数ωmであるローカル信号源１４とミ
キサ１３によりミキシングされ、ローパスフィルタ１５
により誤差検出用信号のイメージ成分のみを取り出され
ると以下のように表される。 １／２（１−α×ｃｏｓβ）×ｃｏｓ（ωL−ωe−ωm）ｔ ＋α／２×ｓｉｎβ×ｓｉｎ（ωL−ωe−ωm）ｔ ・・・ （３） さらに、式（３）がｃｏｓ（ωe−ωL−ωm）ｔとミキ
シングされ、ローパスフィルタ１９ａを通過すると、 １／２（１−α×ｃｏｓβ）＝Ａ ・・・ （４） 一方、式（３）がｓｉｎ（ωe−ωL−ωm）ｔとミキシ
ングされ、ローパスフィルタ１９ｂを通過すると、 α／２×ｓｉｎβ＝Ｂ ・・・ （５） となる。従って、式（４）及び、式（５）より、振幅差
α＝２×Ｂ／ｓｉｎβ、位相差β＝ｔａｎ-1｛２×Ｂ／
（１−２×Ａ）｝が求められる。
【００１２】図２は図１における各部のスペクトラムを
示す特性曲線図である。図２（ａ）は加算器８の出力に
おけるスペクトラムで、図中”イ”はイメージ成分を示
す。図２（ｂ）はバンドパスフィルタ１２の出力におけ
るスペクトラムで、破線部”ロ”はバンドパスフィルタ
１２の帯域を示している。したがって、バンドパスフィ
ルタ１２により直交変調信号中の（ωL＋ωe）及び（ω
L−ωe）成分は除去される。図２（ｃ）はミキサ１３の
出力におけるスペクトラム、図２（ｄ）はローパスフィ
ルタ１５の出力におけるスペクトラムで、破線部”ハ”
はローパスフィルタの帯域を示している。すなわち、直
交変調信号から（ωe−ωL−ωm）成分のみが取り出さ
れる。
示す特性曲線図である。図２（ａ）は加算器８の出力に
おけるスペクトラムで、図中”イ”はイメージ成分を示
す。図２（ｂ）はバンドパスフィルタ１２の出力におけ
るスペクトラムで、破線部”ロ”はバンドパスフィルタ
１２の帯域を示している。したがって、バンドパスフィ
ルタ１２により直交変調信号中の（ωL＋ωe）及び（ω
L−ωe）成分は除去される。図２（ｃ）はミキサ１３の
出力におけるスペクトラム、図２（ｄ）はローパスフィ
ルタ１５の出力におけるスペクトラムで、破線部”ハ”
はローパスフィルタの帯域を示している。すなわち、直
交変調信号から（ωe−ωL−ωm）成分のみが取り出さ
れる。
【００１３】なお、図１において、誤差信号２００及び
２０１により振幅及び位相の調整を位相器７ａで行って
いるが、この他に、誤差信号２００による振幅の調整で
は、Ｄ／Ａ変換器の利得やディジタル信号処理中におい
てのＩ成分またはＱ成分の大きさを調整する方法でも可
能であり、誤差信号２０１による位相の調整ではＤ／Ａ
変換器のクロック信号の速度やディジタル信号処理中に
おいてのＩ成分またはＱ成分の位相を調整する方法でも
可能である。
２０１により振幅及び位相の調整を位相器７ａで行って
いるが、この他に、誤差信号２００による振幅の調整で
は、Ｄ／Ａ変換器の利得やディジタル信号処理中におい
てのＩ成分またはＱ成分の大きさを調整する方法でも可
能であり、誤差信号２０１による位相の調整ではＤ／Ａ
変換器のクロック信号の速度やディジタル信号処理中に
おいてのＩ成分またはＱ成分の位相を調整する方法でも
可能である。
【００１４】また、図３はイメージ発生の原因が振幅ま
たは位相のどちらか一方である場合の本発明に係るディ
ジタル変調信号発生器の第２の実施例を示す構成ブロッ
ク図である。図３において、図１に示す第１の実施例と
同一要素には同一符号を付して重複する説明を省略す
る。加算器８の出力である直交変調信号は角周波数（ω
L−ωe＋Δ）であるローカル信号源１４ａとミキサ１３
によりミキシングされ、バンドパスフィルタ１２ｂによ
り（ωL−ωe）成分が取り出され、パワー検出器２２で
検知される。位相器７ａはこの信号により制御され、イ
メージが減少するように振幅若しくは位相を調整する。
従って、第２の実施例において、図１のような振幅・位
相差検出部でのディジタル処理は不要であり、図３のよ
うに帰還路が１本で、バンドパスフィルタ１２ｂとパワ
ー検出器２２のみで実現可能である。
たは位相のどちらか一方である場合の本発明に係るディ
ジタル変調信号発生器の第２の実施例を示す構成ブロッ
ク図である。図３において、図１に示す第１の実施例と
同一要素には同一符号を付して重複する説明を省略す
る。加算器８の出力である直交変調信号は角周波数（ω
L−ωe＋Δ）であるローカル信号源１４ａとミキサ１３
によりミキシングされ、バンドパスフィルタ１２ｂによ
り（ωL−ωe）成分が取り出され、パワー検出器２２で
検知される。位相器７ａはこの信号により制御され、イ
メージが減少するように振幅若しくは位相を調整する。
従って、第２の実施例において、図１のような振幅・位
相差検出部でのディジタル処理は不要であり、図３のよ
うに帰還路が１本で、バンドパスフィルタ１２ｂとパワ
ー検出器２２のみで実現可能である。
【００１５】また、図４はＩ及びＱチャネル信号に遅延
差がある場合の本発明に係るディジタル変調信号発生器
の第３の実施例を示す構成ブロック図である。Ｉ及びＱ
チャネル信号に遅延差が生じる場合としては、Ｉ及びＱ
チャネル信号を外部から入力した時等が考えられる。こ
の場合、Ｉ及びＱチャネル信号の位相差は周波数によっ
て変化してしまう。この結果、誤差検出用信号の周波数
でイメージが最小となるように位相差を調整してもこの
周波数以外においてはＩ及びＱチャネル信号の位相差が
変化してしまいイメージは最小にはならない。
差がある場合の本発明に係るディジタル変調信号発生器
の第３の実施例を示す構成ブロック図である。Ｉ及びＱ
チャネル信号に遅延差が生じる場合としては、Ｉ及びＱ
チャネル信号を外部から入力した時等が考えられる。こ
の場合、Ｉ及びＱチャネル信号の位相差は周波数によっ
て変化してしまう。この結果、誤差検出用信号の周波数
でイメージが最小となるように位相差を調整してもこの
周波数以外においてはＩ及びＱチャネル信号の位相差が
変化してしまいイメージは最小にはならない。
【００１６】図４において、図１に示す第１の実施例と
同一要素には同一符号を付して重複する説明を省略す
る。ここで、ローパスフィルタ４ａ及び４ｂとミキサ６
ａ及び６ｂの間に遅延線２３及び可変遅延時間遅延線２
４をそれぞれ配置する。振幅・位相誤差変換部２０では
振幅誤差及び２種類の位相誤差を演算しＤ／Ａ変換器２
１ａ、２１ｂ及び２１ｃでアナログ信号に変換しそれぞ
れ振幅誤差信号２００、位相誤差信号２０１及び２０２
として出力する。位相器７ａは振幅誤差信号２００及び
位相誤差信号２０１により制御され、イメージが減少す
るように振幅及び位相を調整する。また、可変遅延時間
遅延線２４は位相誤差信号２０２により制御され、Ｉ及
びＱチャネル信号に遅延差を調整する。
同一要素には同一符号を付して重複する説明を省略す
る。ここで、ローパスフィルタ４ａ及び４ｂとミキサ６
ａ及び６ｂの間に遅延線２３及び可変遅延時間遅延線２
４をそれぞれ配置する。振幅・位相誤差変換部２０では
振幅誤差及び２種類の位相誤差を演算しＤ／Ａ変換器２
１ａ、２１ｂ及び２１ｃでアナログ信号に変換しそれぞ
れ振幅誤差信号２００、位相誤差信号２０１及び２０２
として出力する。位相器７ａは振幅誤差信号２００及び
位相誤差信号２０１により制御され、イメージが減少す
るように振幅及び位相を調整する。また、可変遅延時間
遅延線２４は位相誤差信号２０２により制御され、Ｉ及
びＱチャネル信号に遅延差を調整する。
【００１７】図４に示す第３の実施例の調整手順とし
て、まず第１に、誤差検出用信号として２種類の周波数
の誤差検出用信号を用いそれぞれの位相差を求める。例
えば、誤差検出用信号の角周波数をω1 、ω2 とした場
合、式（４）及び、式（５）より、位相差、 β1＝ｔａｎ-1｛２×Ｂ1／（１−２×Ａ1）｝ ・・・ （６） β2＝ｔａｎ-1｛２×Ｂ2／（１−２×Ａ2）｝ ・・・ （７） が求められる。ここでβ1 及びβ2 は角周波数がω1及
びω2 のときの位相差である。
て、まず第１に、誤差検出用信号として２種類の周波数
の誤差検出用信号を用いそれぞれの位相差を求める。例
えば、誤差検出用信号の角周波数をω1 、ω2 とした場
合、式（４）及び、式（５）より、位相差、 β1＝ｔａｎ-1｛２×Ｂ1／（１−２×Ａ1）｝ ・・・ （６） β2＝ｔａｎ-1｛２×Ｂ2／（１−２×Ａ2）｝ ・・・ （７） が求められる。ここでβ1 及びβ2 は角周波数がω1及
びω2 のときの位相差である。
【００１８】β1 は角周波数ω1 によって生じる位相差
Δβ1 と周波数には影響を受けない位相誤差β0 から、
即ち、 β1＝Δβ1＋β0 ・・・ （８） と言う関係式が成立する。同様にβ2 も、 β2＝Δβ2＋β0 ・・・ （９） となる。
Δβ1 と周波数には影響を受けない位相誤差β0 から、
即ち、 β1＝Δβ1＋β0 ・・・ （８） と言う関係式が成立する。同様にβ2 も、 β2＝Δβ2＋β0 ・・・ （９） となる。
【００１９】第２に、式（６）から式（９）により遅延
差ΔＤは以下の示す式のように求める。 ΔＤ＝（β2−β1）／（ｆ2−ｆ1）×（１／３６０°） 但し、ω1 ＝２πｆ1 、ω2 ＝２πｆ2 この遅延差ΔＤをＤ／Ａ変換器２１ｃより位相誤差信号
２０２として出力し、可変遅延時間遅延線２４の遅延時
間を設定する。
差ΔＤは以下の示す式のように求める。 ΔＤ＝（β2−β1）／（ｆ2−ｆ1）×（１／３６０°） 但し、ω1 ＝２πｆ1 、ω2 ＝２πｆ2 この遅延差ΔＤをＤ／Ａ変換器２１ｃより位相誤差信号
２０２として出力し、可変遅延時間遅延線２４の遅延時
間を設定する。
【００２０】第３に、可変遅延時間遅延線２４設定の
後、誤差検出用信号の角周波数をω1 に戻し、第１の実
施例と同様に振幅差α＝２×Ｂ1 ／ｓｉｎβ、位相差β
1 ＝ｔａｎ-1｛２×Ｂ1 ／（１−２×Ａ1 ）｝を求め、
振幅差及び位相差をＤ／Ａ変換器２１ｂ及び２１ａより
振幅誤差信号２００及び位相誤差信号２０１とし出力
し、９０°位相器７ａを制御する。図４に示す第３の実
施例においては、遅延差を補正する手段として可変遅延
時間遅延線２４をＱチャネル側に設けたが、Ｉチャネル
側に設けてもよく、また、可変遅延時間遅延線２４の代
わりに遅延時間が可変な回路等を用いてもよい。
後、誤差検出用信号の角周波数をω1 に戻し、第１の実
施例と同様に振幅差α＝２×Ｂ1 ／ｓｉｎβ、位相差β
1 ＝ｔａｎ-1｛２×Ｂ1 ／（１−２×Ａ1 ）｝を求め、
振幅差及び位相差をＤ／Ａ変換器２１ｂ及び２１ａより
振幅誤差信号２００及び位相誤差信号２０１とし出力
し、９０°位相器７ａを制御する。図４に示す第３の実
施例においては、遅延差を補正する手段として可変遅延
時間遅延線２４をＱチャネル側に設けたが、Ｉチャネル
側に設けてもよく、また、可変遅延時間遅延線２４の代
わりに遅延時間が可変な回路等を用いてもよい。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明によれば次のような効果がある。すなわち、ディ
ジタル変調信号出力に影響を与えない誤差検出用信号を
直交変調し、この変調された信号により振幅及び位相の
調整を直交変調信号発生部ですることにより、イメージ
のないディジタル変調信号が得られる。また、Ｉ及びＱ
チャネル信号の遅延差によるイメージも同時に除去する
ことが可能である。
本発明によれば次のような効果がある。すなわち、ディ
ジタル変調信号出力に影響を与えない誤差検出用信号を
直交変調し、この変調された信号により振幅及び位相の
調整を直交変調信号発生部ですることにより、イメージ
のないディジタル変調信号が得られる。また、Ｉ及びＱ
チャネル信号の遅延差によるイメージも同時に除去する
ことが可能である。
【図１】本発明に係るディジタル変調信号発生器の第１
の実施例を示す構成ブロック図である。
の実施例を示す構成ブロック図である。
【図２】図１のディジタル変調信号発生器における各点
のスペクトルを示す特性曲線図である。
のスペクトルを示す特性曲線図である。
【図３】本発明に係るディジタル変調信号発生器の第２
の実施例を示す構成ブロック図である。
の実施例を示す構成ブロック図である。
【図４】本発明に係るディジタル変調信号発生器の第３
の実施例を示す構成ブロック図である。
の実施例を示す構成ブロック図である。
【図５】従来のディジタル変調信号発生器の一例を示す
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
１ シリアル・パラレル変換器 ２ａ，２ｂ，１９ａ，１９ｂ ディジタル・フィルタ ３ａ，３ｂ，２１ａ，２１ｂ，２１ｃ Ｄ／Ａ変換器 ４ａ，４ｂ，１５ ローパスフィルタ ５，１４ ローカル信号源 ６ａ，６ｂ，１３，１８ａ，１８ｂ ミキサ ７、７ａ 位相器 ８，１１ａ，１１ｂ 加算器 ９ 周波数変換器 １０ レベル調整器 １２ バンドパスフィルタ １６ Ａ／Ｄ変換器 １７ 分配器 ２０ 振幅・位相誤差変換部 ２２ パワー検出器 ２３ 遅延線 ２４ 可変遅延時間遅延線 １００ 直交変調信号発生部 １１０ 周波数変換・出力部 １２０ 振幅・位相差検出部 ２００ 振幅誤差信号 ２０１，２０２ 位相誤差信号
Claims (2)
- 【請求項１】データ信号列をディジタル処理し、Ｉチャ
ネル及びＱチャネル信号を得るディジタル信号処理器
と、前記２信号をアナログ信号に変換し、このアナログ
信号の各々で搬送波の同相成分及び直交成分を変調して
直交変調波を得る直交変調信号発生器と、前記直交変調
波を周波数変換し、レベル調整して出力する出力器を備
えたディジタル変調信号発生器において、 前記ディジタル信号処理器に設けられた誤差検出用信号
源及び、 前記Ｉ及びＱチャネル信号にそれぞれ前記誤差検出用信
号を加算する加算器と、 前記出力器の入力部に設けられた前記誤差検出用信号を
除去するバンドパスフィルタと、 前記直交変調波から誤差を含む周波数成分を分離し誤差
信号を発生させる誤差検出器と、 前記ディジタル信号処理器、若しくは、前記直交変調信
号発生器に設けられた前記誤差信号により前記Ｉ及びＱ
チャネル信号、若しくは、前記アナログ信号を調整する
手段とを備えたことを特徴とするディジタル変調信号発
生器。 - 【請求項２】データ信号列をディジタル処理し、Ｉチャ
ネル及びＱチャネル信号を得るディジタル信号処理器
と、前記２信号をアナログ信号に変換し、このアナログ
信号の各々で搬送波の同相成分及び直交成分を変調して
直交変調波を得る直交変調信号発生器と、前記直交変調
波を周波数変換し、レベル調整して出力する出力器を備
えたディジタル変調信号発生器において、 前記ディジタル信号処理器に設けられた誤差検出用信号
源及び、 前記Ｉ及びＱチャネル信号にそれぞれ前記誤差検出用信
号を加算する加算器と、 前記アナログ信号に設けられた遅延線及び遅延時間が可
変な可変遅延時間遅延線と、 前記出力器の入力部に設けられた前記誤差検出用信号を
除去するバンドパスフィルタと、 前記直交変調波から誤差を含む周波数成分を分離し誤差
信号を発生させる誤差検出器と、 前記ディジタル信号処理器、若しくは、前記直交変調信
号発生器に設けられた前記誤差信号により前記可変遅延
時間遅延線及び、前記Ｉ及びＱチャネル信号、若しく
は、前記アナログ信号を調整する手段とを備えたことを
特徴とするディジタル変調信号発生器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4028017A JPH05136836A (ja) | 1991-09-18 | 1992-02-14 | デイジタル変調信号発生器 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23820591 | 1991-09-18 | ||
| JP3-238205 | 1991-09-18 | ||
| JP4028017A JPH05136836A (ja) | 1991-09-18 | 1992-02-14 | デイジタル変調信号発生器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05136836A true JPH05136836A (ja) | 1993-06-01 |
Family
ID=26366035
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4028017A Pending JPH05136836A (ja) | 1991-09-18 | 1992-02-14 | デイジタル変調信号発生器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05136836A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003517246A (ja) * | 1999-12-14 | 2003-05-20 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 時分割デュプレックストランシーバ中の送信器イメージの抑制 |
| WO2008047684A1 (fr) * | 2006-10-17 | 2008-04-24 | Advantest Corporation | Appareil de mesure, procédé de mesure, programme et appareil d'expérimentation |
| JP2008524900A (ja) * | 2004-12-16 | 2008-07-10 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 高周波トランスミッタにおけるアナログｉ／ｑ変調器の振幅および位相アンバランスおよび直流オフセットの較正 |
| JP2008211782A (ja) * | 2007-01-30 | 2008-09-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 変調装置及び復調装置 |
| JP2010504678A (ja) * | 2006-09-20 | 2010-02-12 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 送信機のアナログｉ／ｑ変調器をキャリブレーションするための方法およびシステム |
| KR20110071409A (ko) * | 2009-12-21 | 2011-06-29 | 한국전자통신연구원 | 직교 변조 방식의 송수신기를 위한 아날로그 회로를 이용한 ｉ／ｑ 신호 불균형 제어 장치 |
| JP2016039482A (ja) * | 2014-08-07 | 2016-03-22 | 新日本無線株式会社 | Ｉｑミスマッチ補正方法および送受信装置 |
-
1992
- 1992-02-14 JP JP4028017A patent/JPH05136836A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003517246A (ja) * | 1999-12-14 | 2003-05-20 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 時分割デュプレックストランシーバ中の送信器イメージの抑制 |
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| US7734261B2 (en) | 2004-12-16 | 2010-06-08 | Nxp B.V. | Calibrating amplitude and phase imbalance and DC offset of an analog I/Q modulator in a high-frequency transmitter |
| JP2010504678A (ja) * | 2006-09-20 | 2010-02-12 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 送信機のアナログｉ／ｑ変調器をキャリブレーションするための方法およびシステム |
| WO2008047684A1 (fr) * | 2006-10-17 | 2008-04-24 | Advantest Corporation | Appareil de mesure, procédé de mesure, programme et appareil d'expérimentation |
| US8090011B2 (en) | 2006-10-17 | 2012-01-03 | Advantest Corporation | Measuring apparatus, measuring method, recording medium, and test apparatus |
| JP5243257B2 (ja) * | 2006-10-17 | 2013-07-24 | 株式会社アドバンテスト | 測定装置、測定方法、プログラムおよび試験装置 |
| JP2008211782A (ja) * | 2007-01-30 | 2008-09-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 変調装置及び復調装置 |
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| JP2016039482A (ja) * | 2014-08-07 | 2016-03-22 | 新日本無線株式会社 | Ｉｑミスマッチ補正方法および送受信装置 |
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