JPH06237277A - Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 - Google Patents
Ｐｓｋ搬送波信号再生装置Info
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- JPH06237277A JPH06237277A JP5044475A JP4447593A JPH06237277A JP H06237277 A JPH06237277 A JP H06237277A JP 5044475 A JP5044475 A JP 5044475A JP 4447593 A JP4447593 A JP 4447593A JP H06237277 A JPH06237277 A JP H06237277A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 コスタスループ方式にあって、デジタル変換
した直交２成分の基底帯域信号（Ｉ／Ｑ信号）における
ノイズを低減して正確なデジタル処理を行うとともに、
ＰＬＬの動作が安定し、かつ、生成する基準搬送波信号
のＣ／Ｎが向上して復調誤率の低下を図る。 【構成】 乗算器２ａ，２ｂでＱＰＳＫ変調波信号Ｓａ
を基準搬送波信号によって同期検波し、さらに、ローパ
スフィルタ４ａ，４ｂ、Ａ／Ｄ変換器６ａ，６ｂを通じ
て処理したデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，ＳｅをＦＩＲフィ
ルタ８ａ，８ｂに入力して雑音及び符号間干渉を除去
し、このデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，Ｓｇをアドレスとし
てＲＯＭ１０に入力する。このアドレスによるデジタル
位相差信号ＳｈをＤ／Ａ変換器１２でアナログ位相差信
号Ｓｉに変換し、さらにループフィルタ１４で制御電圧
Ｓｖに生成する。この制御電圧Ｓｖで制御したＶＣＯ１
６からの発振信号Ｓｕを同期検波用の基準搬送波信号と
して出力する。
した直交２成分の基底帯域信号（Ｉ／Ｑ信号）における
ノイズを低減して正確なデジタル処理を行うとともに、
ＰＬＬの動作が安定し、かつ、生成する基準搬送波信号
のＣ／Ｎが向上して復調誤率の低下を図る。 【構成】 乗算器２ａ，２ｂでＱＰＳＫ変調波信号Ｓａ
を基準搬送波信号によって同期検波し、さらに、ローパ
スフィルタ４ａ，４ｂ、Ａ／Ｄ変換器６ａ，６ｂを通じ
て処理したデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，ＳｅをＦＩＲフィ
ルタ８ａ，８ｂに入力して雑音及び符号間干渉を除去
し、このデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，Ｓｇをアドレスとし
てＲＯＭ１０に入力する。このアドレスによるデジタル
位相差信号ＳｈをＤ／Ａ変換器１２でアナログ位相差信
号Ｓｉに変換し、さらにループフィルタ１４で制御電圧
Ｓｖに生成する。この制御電圧Ｓｖで制御したＶＣＯ１
６からの発振信号Ｓｕを同期検波用の基準搬送波信号と
して出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、データ伝送装置に利用
し、受信した位相変調（ＰＳＫ：ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ
ｋｅｙｉｎｇ）信号から直交２成分の基底帯域信号を
復調する際の基準搬送波信号を再生するＰＳＫ搬送波信
号再生装置に関する。
し、受信した位相変調（ＰＳＫ：ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ
ｋｅｙｉｎｇ）信号から直交２成分の基底帯域信号を
復調する際の基準搬送波信号を再生するＰＳＫ搬送波信
号再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、受信した位相変調信号、例えば、
４位相変調波（ＱＰＳＫ）信号を同期検波するための準
搬送波信号（ｃｏｓ波及びｓｉｎ波）の生成には、旧来
の逓倍処理に代えて、コスタスループ方式が多用されて
いる。この方式では、コスタスループの位相特性を求め
る際にアナログ回路を用いているため、温度特性及び径
年変化並びにレベル変動による特性劣化がある。
４位相変調波（ＱＰＳＫ）信号を同期検波するための準
搬送波信号（ｃｏｓ波及びｓｉｎ波）の生成には、旧来
の逓倍処理に代えて、コスタスループ方式が多用されて
いる。この方式では、コスタスループの位相特性を求め
る際にアナログ回路を用いているため、温度特性及び径
年変化並びにレベル変動による特性劣化がある。
【０００３】この改善の提案として特開昭６３ー２１５
１４０号公報に記載された「搬送波再生回路」を挙げる
ことが出来る。この特開昭６３ー２１５１４０号公報で
は、４位相変調波信号を同期検波の後にアナログローパ
スフィルタを通じて得られた直交２成分の基底帯域信号
をそれぞれデジタル信号に変換している。
１４０号公報に記載された「搬送波再生回路」を挙げる
ことが出来る。この特開昭６３ー２１５１４０号公報で
は、４位相変調波信号を同期検波の後にアナログローパ
スフィルタを通じて得られた直交２成分の基底帯域信号
をそれぞれデジタル信号に変換している。
【０００４】そして、このデジタル直交２成分の基底帯
域信号をアドレスとしてＲＯＭに入力し、このＲＯＭに
予め格納した位相比較特性で読み出した位相差出力信号
をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を構
成するループフィルタを通じて制御電圧に生成してい
る。さらに、この制御電圧でＰＬＬを構成する電圧制御
発振器（ＶＣＯ）を制御して同期検波用の準搬送波信号
を得ている。
域信号をアドレスとしてＲＯＭに入力し、このＲＯＭに
予め格納した位相比較特性で読み出した位相差出力信号
をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を構
成するループフィルタを通じて制御電圧に生成してい
る。さらに、この制御電圧でＰＬＬを構成する電圧制御
発振器（ＶＣＯ）を制御して同期検波用の準搬送波信号
を得ている。
【０００５】この構成の回路では、コスタスループの演
算回路をデジタル処理によって行っているため、アナロ
グＰＬＬの設計手法を適用できるとともに回路規模が縮
小してＬＳＩ化が容易になる。
算回路をデジタル処理によって行っているため、アナロ
グＰＬＬの設計手法を適用できるとともに回路規模が縮
小してＬＳＩ化が容易になる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の搬送波再生回路では、デジタル信号に変換した
直交２成分の基底帯域信号にノイズが多大に重畳してい
る場合、ＲＯＭからの正確な位相差信号が得られ難く、
かつ、ＰＬＬの電圧制御発振器（ＶＣＯ）からの発振信
号Ｃ／Ｎ（信号品位／雑音）比が劣化する。したがっ
て、同期検波における復調誤率が高くなることが考えら
れる。
た従来の搬送波再生回路では、デジタル信号に変換した
直交２成分の基底帯域信号にノイズが多大に重畳してい
る場合、ＲＯＭからの正確な位相差信号が得られ難く、
かつ、ＰＬＬの電圧制御発振器（ＶＣＯ）からの発振信
号Ｃ／Ｎ（信号品位／雑音）比が劣化する。したがっ
て、同期検波における復調誤率が高くなることが考えら
れる。
【０００７】本発明は、上述した事情にかんがみてなさ
れたものであり、コスタスループ方式にあって、デジタ
ル変換した直交２成分の基底帯域信号におけるノイズが
低減されて、正確なデジタル処理が出来るとともに、Ｐ
ＬＬの動作が安定し、かつ、生成する基準搬送波信号の
Ｃ／Ｎが向上して復調誤率を低下できるＰＳＫ搬送波信
号再生装置の提供を目的とする。
れたものであり、コスタスループ方式にあって、デジタ
ル変換した直交２成分の基底帯域信号におけるノイズが
低減されて、正確なデジタル処理が出来るとともに、Ｐ
ＬＬの動作が安定し、かつ、生成する基準搬送波信号の
Ｃ／Ｎが向上して復調誤率を低下できるＰＳＫ搬送波信
号再生装置の提供を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のＰＳＫ搬送波信号再生装置は、入力位相変
調波信号を二つの基準搬送波信号で同期検波して直交２
成分の基底帯域信号を出力する同期検波手段と、直交２
成分の基底帯域信号をそれぞれデジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換手段と、デジタル変換した直交２成分の基底
帯域信号における雑音及び符号間干渉を除去するデジタ
ルフィルタと、位相比較特性を格納し、デジタルフィル
タからのデジタル変換した直交２成分の基底帯域信号が
アドレスとして入力され、この位相差が読み出される記
憶手段と、記憶手段からのデジタル位相差信号を制御電
圧に生成し、この制御電圧で制御した発振周波数信号を
直接かつ９０度移相した二つの基準搬送波信号を出力す
るフエーズロックドループ部とを備える構成としてあ
る。
に、本発明のＰＳＫ搬送波信号再生装置は、入力位相変
調波信号を二つの基準搬送波信号で同期検波して直交２
成分の基底帯域信号を出力する同期検波手段と、直交２
成分の基底帯域信号をそれぞれデジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換手段と、デジタル変換した直交２成分の基底
帯域信号における雑音及び符号間干渉を除去するデジタ
ルフィルタと、位相比較特性を格納し、デジタルフィル
タからのデジタル変換した直交２成分の基底帯域信号が
アドレスとして入力され、この位相差が読み出される記
憶手段と、記憶手段からのデジタル位相差信号を制御電
圧に生成し、この制御電圧で制御した発振周波数信号を
直接かつ９０度移相した二つの基準搬送波信号を出力す
るフエーズロックドループ部とを備える構成としてあ
る。
【０００９】この構成にあって、好ましくは、デジタル
フィルタにＦＩＲフィルタを用い、かつ、記憶手段にＲ
ＯＭを用いるとともに、フエーズロックドループ部にＤ
／Ａ変換器とループフィルタと電圧制御発振器及び９０
度移相器を備えることを特徴とする構成としてある。
フィルタにＦＩＲフィルタを用い、かつ、記憶手段にＲ
ＯＭを用いるとともに、フエーズロックドループ部にＤ
／Ａ変換器とループフィルタと電圧制御発振器及び９０
度移相器を備えることを特徴とする構成としてある。
【００１０】また、入力位相変調波信号は、少なくとも
４位相変調波信号であり、この４位相変調波信号を二つ
の基準搬送波信号で同期検波して直交２成分の基底帯域
信号を得る構成としてある。
４位相変調波信号であり、この４位相変調波信号を二つ
の基準搬送波信号で同期検波して直交２成分の基底帯域
信号を得る構成としてある。
【００１１】
【作用】上記構成からなる本発明のＰＳＫ搬送波信号再
生装置は、デジタルフィルタで基底帯域信号の帯域外の
ノイズを減衰し、かつ、符号間干渉を除去したデジタル
の直交２成分の基底帯域信号に変換している。この信号
をアドレスとしたデジタル位相差信号を制御電圧に生成
し、この制御信号で制御した発振周波数信号を直接かつ
９０度移相して二つの基準搬送波信号を出力する。
生装置は、デジタルフィルタで基底帯域信号の帯域外の
ノイズを減衰し、かつ、符号間干渉を除去したデジタル
の直交２成分の基底帯域信号に変換している。この信号
をアドレスとしたデジタル位相差信号を制御電圧に生成
し、この制御信号で制御した発振周波数信号を直接かつ
９０度移相して二つの基準搬送波信号を出力する。
【００１２】したがって、コスタスループ方式にあっ
て、デジタル変換した直交２成分の基底帯域信号におけ
るノイズが低減されて、正確なデジタル処理が行われ
る。さらに、ＰＬＬの動作が安定し、かつ、生成する基
準搬送波信号のＣ／Ｎが向上して復調誤率が低下する。
て、デジタル変換した直交２成分の基底帯域信号におけ
るノイズが低減されて、正確なデジタル処理が行われ
る。さらに、ＰＬＬの動作が安定し、かつ、生成する基
準搬送波信号のＣ／Ｎが向上して復調誤率が低下する。
【００１３】
【実施例】次に、本発明のＰＳＫ搬送波信号再生装置の
実施例について図面を参照しながら説明する。図１は、
本発明のＰＳＫ搬送波信号再生装置の実施例における構
成を示すブロック図である。図１において、この装置は
コスタスループ方式であり、送信側から伝送されたＱＰ
ＳＫ変調波信号Ｓａが供給される入力端子１と、入力端
子１からのＱＰＳＫ変調波信号Ｓａが一方の入力端に入
力され、かつ、他方の入力端に供給される基準搬送波
（ｃｏｓ波及びｓｉｎ波）信号で同期検波を行う乗算器
２ａ，２ｂとを有している。
実施例について図面を参照しながら説明する。図１は、
本発明のＰＳＫ搬送波信号再生装置の実施例における構
成を示すブロック図である。図１において、この装置は
コスタスループ方式であり、送信側から伝送されたＱＰ
ＳＫ変調波信号Ｓａが供給される入力端子１と、入力端
子１からのＱＰＳＫ変調波信号Ｓａが一方の入力端に入
力され、かつ、他方の入力端に供給される基準搬送波
（ｃｏｓ波及びｓｉｎ波）信号で同期検波を行う乗算器
２ａ，２ｂとを有している。
【００１４】さらに、この構成には、乗算器２ａ，２ｂ
からの同期検波における高調波などの不要波をそれぞれ
除去した直交２成分の基底帯域信号（以下、Ｉ／Ｑ信号
Ｓｂ，Ｓｃと記載する）を図示しないデータ処理系に送
出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）４ａ，４ｂと、ロー
パスフィルタ４ａ，４ｂからのＩ／Ｑ信号Ｓｂ，Ｓｃを
それぞれ量子化してデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器６ａ，６ｂと、このＡ／Ｄ変換器６ａ，６ｂからのデ
ジタルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，Ｓｅの帯域外のノイズを減衰さ
せるとともに、符号間干渉を除去する有限インパルス応
答のＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐ
ｏｎｓ）フィルタ８ａ，８ｂとが設けられている。
からの同期検波における高調波などの不要波をそれぞれ
除去した直交２成分の基底帯域信号（以下、Ｉ／Ｑ信号
Ｓｂ，Ｓｃと記載する）を図示しないデータ処理系に送
出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）４ａ，４ｂと、ロー
パスフィルタ４ａ，４ｂからのＩ／Ｑ信号Ｓｂ，Ｓｃを
それぞれ量子化してデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器６ａ，６ｂと、このＡ／Ｄ変換器６ａ，６ｂからのデ
ジタルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，Ｓｅの帯域外のノイズを減衰さ
せるとともに、符号間干渉を除去する有限インパルス応
答のＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐ
ｏｎｓ）フィルタ８ａ，８ｂとが設けられている。
【００１５】また、この構成に、予め位相比較特性が格
納されるとともに、ＦＩＲフィルタ８ａ，８ｂからのデ
ジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，Ｓｇがアドレスとして入力さ
れ、この信号の位相差が読み出されるＲＯＭ１０と、こ
のＲＯＭ１０からのデジタル位相差信号Ｓｈをアナログ
位相差信号Ｓｉに変換するＤ／Ａ変換器１２と、Ｄ／Ａ
変換器１２からのアナログ位相差信号Ｓｉを直流電圧に
生成した制御電圧Ｓｖを出力するループフィルタ１４と
が設けられている。
納されるとともに、ＦＩＲフィルタ８ａ，８ｂからのデ
ジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，Ｓｇがアドレスとして入力さ
れ、この信号の位相差が読み出されるＲＯＭ１０と、こ
のＲＯＭ１０からのデジタル位相差信号Ｓｈをアナログ
位相差信号Ｓｉに変換するＤ／Ａ変換器１２と、Ｄ／Ａ
変換器１２からのアナログ位相差信号Ｓｉを直流電圧に
生成した制御電圧Ｓｖを出力するループフィルタ１４と
が設けられている。
【００１６】さらに、この構成には、ループフィルタ１
４からの制御電圧Ｓｖで周波数を制御した発振信号、す
なわち、周波数ロックした発振信号Ｓｕを乗算器２ａに
基準搬送波（ｃｏｓ波）として送出するＶＣＯ１６と、
このＶＣＯ１６からの発振信号Ｓｕを９０度（π／２）
移相した基準搬送波（ｓｉｎ波) を乗算器２ｂ出力する
９０度移相器１８とが設けられている。
４からの制御電圧Ｓｖで周波数を制御した発振信号、す
なわち、周波数ロックした発振信号Ｓｕを乗算器２ａに
基準搬送波（ｃｏｓ波）として送出するＶＣＯ１６と、
このＶＣＯ１６からの発振信号Ｓｕを９０度（π／２）
移相した基準搬送波（ｓｉｎ波) を乗算器２ｂ出力する
９０度移相器１８とが設けられている。
【００１７】次に、この構成のＰＳＫ搬送波信号再生装
置の動作について説明する。入力端子１に入力されたＱ
ＰＳＫ変調波信号Ｓａは、二つに分岐されてそれぞれ乗
算器２ａ，２ｂに入力される。この乗算器２ａでは、Ｖ
ＣＯ１６からの発振信号Ｓｕである基準搬送波信号（ｃ
ｏｓ波）で同期検波した検波信号（Ｉ信号）を出力す
る。また、乗算器２ｂは、ＶＣＯ１６での発振信号であ
る基準搬送波信号が９０度移相器１８で９０度移相され
た基準搬送波信号（ｓｉｎ波）で同期検波（Ｑ信号）し
た検波信号を出力する。
置の動作について説明する。入力端子１に入力されたＱ
ＰＳＫ変調波信号Ｓａは、二つに分岐されてそれぞれ乗
算器２ａ，２ｂに入力される。この乗算器２ａでは、Ｖ
ＣＯ１６からの発振信号Ｓｕである基準搬送波信号（ｃ
ｏｓ波）で同期検波した検波信号（Ｉ信号）を出力す
る。また、乗算器２ｂは、ＶＣＯ１６での発振信号であ
る基準搬送波信号が９０度移相器１８で９０度移相され
た基準搬送波信号（ｓｉｎ波）で同期検波（Ｑ信号）し
た検波信号を出力する。
【００１８】乗算器２ａ，２ｂからの検波信号は、それ
ぞれローパスフィルタ４ａ，４ｂで低域通過の処理が施
され、このＩ／Ｑ信号Ｓｂ，ＳｃがＡ／Ｄ変換器６ａ，
６ｂにそれぞれ入力される。このＡ／Ｄ変換器６ａ，６
ｂでは、アナログのＩ／Ｑ信号Ｓｂ，Ｓｃを量子化して
デジタルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，Ｓｅに変換する。このデジタ
ルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，Ｓｅは、それぞれＦＩＲフィルタ８
ａ，８ｂに入力され、ここで、帯域外のノイズを減衰さ
せるとともに、符号間干渉を除去している。
ぞれローパスフィルタ４ａ，４ｂで低域通過の処理が施
され、このＩ／Ｑ信号Ｓｂ，ＳｃがＡ／Ｄ変換器６ａ，
６ｂにそれぞれ入力される。このＡ／Ｄ変換器６ａ，６
ｂでは、アナログのＩ／Ｑ信号Ｓｂ，Ｓｃを量子化して
デジタルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，Ｓｅに変換する。このデジタ
ルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，Ｓｅは、それぞれＦＩＲフィルタ８
ａ，８ｂに入力され、ここで、帯域外のノイズを減衰さ
せるとともに、符号間干渉を除去している。
【００１９】このデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，Ｓｅの符号
間（ナイキスト間隔）干渉を除去するためには、図２に
示すように伝送レート周波数の中心周波数ｆｃで対象か
つ位相特性が直線であるナイキストフィルタを用いる。
このフィルタの特性におけるインパルス応答を逆フーリ
エ変換によって算出し、この算出結果をＦＩＲフィルタ
８ａ，８ｂの係数としてＲＯＭ１０に格納する。このよ
うに動作するＦＩＲフィルタ８ａ，８ｂの特性は理論に
等しい特性が得られる。すなわち、デジタルＩ／Ｑ信号
Ｓｄ，Ｓｅにおける帯域外ノイズの減衰と、符号間干渉
を除去が効果的に行われることなる。
間（ナイキスト間隔）干渉を除去するためには、図２に
示すように伝送レート周波数の中心周波数ｆｃで対象か
つ位相特性が直線であるナイキストフィルタを用いる。
このフィルタの特性におけるインパルス応答を逆フーリ
エ変換によって算出し、この算出結果をＦＩＲフィルタ
８ａ，８ｂの係数としてＲＯＭ１０に格納する。このよ
うに動作するＦＩＲフィルタ８ａ，８ｂの特性は理論に
等しい特性が得られる。すなわち、デジタルＩ／Ｑ信号
Ｓｄ，Ｓｅにおける帯域外ノイズの減衰と、符号間干渉
を除去が効果的に行われることなる。
【００２０】このようにしてＦＩＲフィルタ８ａ，８ｂ
で基底帯域信号の帯域外ノイズを減衰し、かつ、符号間
干渉を除去したデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，ＳｇをＲＯＭ
１０に入力する。ＲＯＭ１０には、予め位相比較特性が
格納されており、デジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，Ｓｇがアド
レスとして入力されるとともに、このアドレスに対応し
たデジタル位相差信号Ｓｈが読み出される。
で基底帯域信号の帯域外ノイズを減衰し、かつ、符号間
干渉を除去したデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，ＳｇをＲＯＭ
１０に入力する。ＲＯＭ１０には、予め位相比較特性が
格納されており、デジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，Ｓｇがアド
レスとして入力されるとともに、このアドレスに対応し
たデジタル位相差信号Ｓｈが読み出される。
【００２１】ＲＯＭ１０から読み出されたデジタル位相
差信号Ｓｈは、Ｄ／Ａ変換器１２によって、アナログ位
相差信号Ｓｉに変換されて、ループフィルタ１４に入力
される。ループフィルタ１４では、アナログ位相差信号
Ｓｉを直流電圧に変換する。すなわち、制御電圧Ｓｖが
生成される。この制御電圧ＳｖはＶＣＯ１６の電圧制御
端に印加されてＶＣＯ１６からの発振周波数がロックさ
れる。
差信号Ｓｈは、Ｄ／Ａ変換器１２によって、アナログ位
相差信号Ｓｉに変換されて、ループフィルタ１４に入力
される。ループフィルタ１４では、アナログ位相差信号
Ｓｉを直流電圧に変換する。すなわち、制御電圧Ｓｖが
生成される。この制御電圧ＳｖはＶＣＯ１６の電圧制御
端に印加されてＶＣＯ１６からの発振周波数がロックさ
れる。
【００２２】いわゆる、ＰＬＬにおける閉ループ制御に
よって発振周波数がロックされることになる。このＶＣ
Ｏ１６からの発振信号Ｓｕは基準搬送波信号（ｃｏｓ
波）として乗算器２ａ及び９０度移相器１８に出力され
る。９０度移相器１８では発振信号Ｓｕを９０度移相
し、この基準搬送波信号（ｓｉｎ波）が乗算器２ｂに出
力される。
よって発振周波数がロックされることになる。このＶＣ
Ｏ１６からの発振信号Ｓｕは基準搬送波信号（ｃｏｓ
波）として乗算器２ａ及び９０度移相器１８に出力され
る。９０度移相器１８では発振信号Ｓｕを９０度移相
し、この基準搬送波信号（ｓｉｎ波）が乗算器２ｂに出
力される。
【００２３】このようにデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｄ，Ｓｅ
がＦＩＲフィルタ８ａ，８ｂに入力され、ここで、帯域
外のノイズを減衰させるとともに、符号間干渉を除去し
ている。また、ＲＯＭ１０は位相比較特性を格納してい
るため、瞬時で二つのデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，Ｓｇの
位相差を検出することが出来る。
がＦＩＲフィルタ８ａ，８ｂに入力され、ここで、帯域
外のノイズを減衰させるとともに、符号間干渉を除去し
ている。また、ＲＯＭ１０は位相比較特性を格納してい
るため、瞬時で二つのデジタルＩ／Ｑ信号Ｓｆ，Ｓｇの
位相差を検出することが出来る。
【００２４】したがって、コスタスループ方式にあっ
て、デジタル変換した直交２成分のＩ／Ｑ信号における
ノイズが低減されて、ＲＯＭ１０から正確なデジタル位
相差信号Ｓｈが得られる。すなわち、正確なデジタル処
理が行われる。さらに、Ｄ／Ａ変換器１２及びループフ
ィルタ１４並びにＶＣＯ１６からなるＰＬＬの動作が安
定するとともに、生成する基準搬送波信号のＣ／Ｎが向
上して復調（同期検波）における誤率が低減する。ま
た、この動作をデジタル信号処理で行うため、アナログ
処理に対して周囲温度による変化や経年変化がなく、常
に安定な性能を得ることが出来る。
て、デジタル変換した直交２成分のＩ／Ｑ信号における
ノイズが低減されて、ＲＯＭ１０から正確なデジタル位
相差信号Ｓｈが得られる。すなわち、正確なデジタル処
理が行われる。さらに、Ｄ／Ａ変換器１２及びループフ
ィルタ１４並びにＶＣＯ１６からなるＰＬＬの動作が安
定するとともに、生成する基準搬送波信号のＣ／Ｎが向
上して復調（同期検波）における誤率が低減する。ま
た、この動作をデジタル信号処理で行うため、アナログ
処理に対して周囲温度による変化や経年変化がなく、常
に安定な性能を得ることが出来る。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＰＳＫ搬
送波信号再生装置は、デジタルフィルタで基底帯域信号
の帯域外のノイズを減衰し、かつ、符号間干渉を除去し
たデジタルの直交２成分の基底帯域信号に変換してい
る。この信号をアドレスとしたデジタル位相差信号を制
御電圧に生成し、この制御信号で制御した発振周波数信
号を直接かつ９０度移相して二つの基準搬送波信号を出
力している。
送波信号再生装置は、デジタルフィルタで基底帯域信号
の帯域外のノイズを減衰し、かつ、符号間干渉を除去し
たデジタルの直交２成分の基底帯域信号に変換してい
る。この信号をアドレスとしたデジタル位相差信号を制
御電圧に生成し、この制御信号で制御した発振周波数信
号を直接かつ９０度移相して二つの基準搬送波信号を出
力している。
【００２６】これにより、コスタスループ方式にあっ
て、デジタル変換した直交２成分の基底帯域信号におけ
るノイズが低減でき、正確なデジタル処理が行われる。
さらに、ＰＬＬの動作が安定し、かつ、生成する基準搬
送波信号のＣ／Ｎが向上して復調誤率を低下できるとい
う効果を有する。
て、デジタル変換した直交２成分の基底帯域信号におけ
るノイズが低減でき、正確なデジタル処理が行われる。
さらに、ＰＬＬの動作が安定し、かつ、生成する基準搬
送波信号のＣ／Ｎが向上して復調誤率を低下できるとい
う効果を有する。
【図１】本発明のＰＳＫ搬送波信号再生装置の実施例に
おける構成を示すブロック図である。
おける構成を示すブロック図である。
【図２】実施例の動作説明に供されるフィルタの特性図
である。
である。
２ａ，２ｂ 乗算器 ４ａ，４ｂ ローパスフィルタ ６ａ，６ｂ Ａ／Ｄ変換器 ８ａ，８ｂ ＦＩＲフィルタ １０ ＲＯＭ １２ Ｄ／Ａ変換器 １４ ループフィルタ １６ ＶＣＯ １８ ９０度移相器 Ｓａ ＱＰＳＫ変調波信号 Ｓｂ，Ｓｃ Ｉ／Ｑ信号 Ｓｄ，Ｓｅ，Ｓｆ，Ｓｇ デジタルＩ／Ｑ信号 Ｓｈ デジタル位相差信号 Ｓｉ アナログ位相差信号 Ｓｕ 発振信号 Ｓｖ 制御電圧
Claims (3)
- 【請求項１】 入力位相変調波信号を二つの基準搬送波
信号で同期検波して直交２成分の基底帯域信号を出力す
る同期検波手段と、上記直交２成分の基底帯域信号をそ
れぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、上記
デジタル変換した直交２成分の基底帯域信号における雑
音及び符号間干渉を除去するデジタルフィルタと、位相
比較特性を格納し、上記デジタルフィルタからのデジタ
ル変換した直交２成分の基底帯域信号がアドレスとして
入力され、この位相差が読み出される記憶手段と、上記
記憶手段からのデジタル位相差信号を制御電圧に生成
し、この制御電圧で制御した発振周波数信号を直接かつ
９０度移相した上記二つの基準搬送波信号を出力するフ
エーズロックドループ部とを備えるＰＳＫ搬送波信号再
生装置。 - 【請求項２】 デジタルフィルタにＦＩＲフィルタを用
い、かつ、記憶手段にＲＯＭを用いるとともに、フエー
ズロックドループ部にＤ／Ａ変換器とループフィルタと
電圧制御発振器及び９０度移相器を備えることを特徴と
する請求項１記載のＰＳＫ搬送波信号再生装置。 - 【請求項３】 入力位相変調波信号は、少なくとも４位
相変調波信号であり、この４位相変調波信号を二つの基
準搬送波信号で同期検波して直交２成分の基底帯域信号
を得ることを特徴とする請求項１記載のＰＳＫ搬送波信
号再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5044475A JPH06237277A (ja) | 1993-02-09 | 1993-02-09 | Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5044475A JPH06237277A (ja) | 1993-02-09 | 1993-02-09 | Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06237277A true JPH06237277A (ja) | 1994-08-23 |
Family
ID=12692557
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5044475A Pending JPH06237277A (ja) | 1993-02-09 | 1993-02-09 | Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06237277A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5828709A (en) * | 1994-12-30 | 1998-10-27 | Hyundi Electronics Industries Co., Ltd. | Apparatus and method for improving stability of transmitting frequency by using costas loop section in communication system of half duplex transmitting method |
| KR100322473B1 (ko) * | 1999-11-19 | 2002-02-07 | 오길록 | 4 채널용 멀티 비트 입력 에프아이알 필터를 이용한직각위상천이키잉 변조장치 및 방법 |
| JP2007028355A (ja) * | 2005-07-20 | 2007-02-01 | Sony Corp | Ｐｌｌ回路およびｉｃチップ |
| KR100786082B1 (ko) * | 2006-01-10 | 2007-12-17 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 수신 장치 |
| JP2013534385A (ja) * | 2010-07-30 | 2013-09-02 | センサス・ユーエスエー・インコーポレイテッド | Ｇｆｓｋ受信機のアーキテクチャと方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6457854A (en) * | 1987-08-27 | 1989-03-06 | Fujitsu Ltd | Automatic frequency control circuit |
| JPH03283744A (ja) * | 1990-03-30 | 1991-12-13 | Anritsu Corp | 復調器 |
-
1993
- 1993-02-09 JP JP5044475A patent/JPH06237277A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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