JPH05153780A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH05153780A JPH05153780A JP31427191A JP31427191A JPH05153780A JP H05153780 A JPH05153780 A JP H05153780A JP 31427191 A JP31427191 A JP 31427191A JP 31427191 A JP31427191 A JP 31427191A JP H05153780 A JPH05153780 A JP H05153780A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 可制御電気弁の数を増やすことなく、電力変
換装置における出力電圧波形の改善を図る。 【構成】 他励コンバータ１１と自励コンバータ２１と
をリアクトル３を介して逆並列に接続し、自励コンバー
タ２１は電源に対して進み力率の無効電流が流れるよう
にその点弧位相角を制御し、かつ他励コンバータ１１と
自励コンバータ２１の転流が交互に行なわれるように、
各コンバータの入力電圧の位相と点弧位相角の関係を決
定して運転することにより、上記目的を達成する。
換装置における出力電圧波形の改善を図る。 【構成】 他励コンバータ１１と自励コンバータ２１と
をリアクトル３を介して逆並列に接続し、自励コンバー
タ２１は電源に対して進み力率の無効電流が流れるよう
にその点弧位相角を制御し、かつ他励コンバータ１１と
自励コンバータ２１の転流が交互に行なわれるように、
各コンバータの入力電圧の位相と点弧位相角の関係を決
定して運転することにより、上記目的を達成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、自励コンバータと他
励コンバータとを組み合わせて構成される循環電流式の
可逆電力変換装置、特に直接ＡＣ／ＡＣ変換する循環電
流式サイクロコンバータに関する。
励コンバータとを組み合わせて構成される循環電流式の
可逆電力変換装置、特に直接ＡＣ／ＡＣ変換する循環電
流式サイクロコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】サイクロコンバータは一定電圧，一定周
波数の交流電力を、他の異なる電圧，周波数の交流電力
に直接変換する電力変換装置である。図９は特開昭６１
−１７７１６７号公報として公開された、無効電力補償
形多相サイクロコンバータの従来例を示す回路図であ
る。これは、自己消弧可能な可制御電気弁（例えばＧＴ
Ｏサイリスタ）からなる自励コンバータ２１〜２３と、
自己消弧不可能な可制御電気弁（例えばサイリスタＴＨ
Ｙ）からなる他励コンバータ１１〜１３とを逆並列接続
した可逆ブリッジ整流器を３組備えた３相形電力変換装
置を示している。なお、同図において、４１〜４３は変
圧器、５は負荷を示す。
波数の交流電力を、他の異なる電圧，周波数の交流電力
に直接変換する電力変換装置である。図９は特開昭６１
−１７７１６７号公報として公開された、無効電力補償
形多相サイクロコンバータの従来例を示す回路図であ
る。これは、自己消弧可能な可制御電気弁（例えばＧＴ
Ｏサイリスタ）からなる自励コンバータ２１〜２３と、
自己消弧不可能な可制御電気弁（例えばサイリスタＴＨ
Ｙ）からなる他励コンバータ１１〜１３とを逆並列接続
した可逆ブリッジ整流器を３組備えた３相形電力変換装
置を示している。なお、同図において、４１〜４３は変
圧器、５は負荷を示す。
【０００３】図１０は図９の１相分の回路図、図１１は
図１０の出力電圧波形例を示す波形図である。すなわ
ち、図１０に示す電力変換装置の出力電圧は図１１に示
すように、正弦波の一部をつなぎ合わせた交流波形であ
る。その各々の正弦波の一部は３相入力電源のいずれか
の相の線間電圧であり、いずれの線間電圧が出力される
かはコンバータの転流によって決定される。図１０に示
す３相ブリッジ結線のコンバータは６パルスコンバータ
とも呼ばれ、電源の一周期当たり、平均すると６回の転
流が行なわれる。したがって、電源周波数をｆS ，出力
周波数をｆO とすると、出力一周期当たりの転流回数Ｋ
は、 Ｋ＝ｆS ／ｆO ×６（回） …（１） となる。
図１０の出力電圧波形例を示す波形図である。すなわ
ち、図１０に示す電力変換装置の出力電圧は図１１に示
すように、正弦波の一部をつなぎ合わせた交流波形であ
る。その各々の正弦波の一部は３相入力電源のいずれか
の相の線間電圧であり、いずれの線間電圧が出力される
かはコンバータの転流によって決定される。図１０に示
す３相ブリッジ結線のコンバータは６パルスコンバータ
とも呼ばれ、電源の一周期当たり、平均すると６回の転
流が行なわれる。したがって、電源周波数をｆS ，出力
周波数をｆO とすると、出力一周期当たりの転流回数Ｋ
は、 Ｋ＝ｆS ／ｆO ×６（回） …（１） となる。
【０００４】図１１の場合はｆS ／ｆO ＝２の場合であ
り、出力一周期当たりの転流回数は１２回となる。出力
電圧波形はできるだけ正弦波に近いことが望ましく、こ
のためには上記転流回数は多い方が良いが、出力周波数
が高くなると（１）式からも明らかなように、出力一周
期当たりの転流回数が減少し、出力電圧波形の歪が大き
くなる。このため、サイクロコンバータには出力周波数
の限界があり、６パルスサイクロコンバータの場合に
は、一般に電源周波数の１／３ないし１／２が出力周波
数の限界と言われている。
り、出力一周期当たりの転流回数は１２回となる。出力
電圧波形はできるだけ正弦波に近いことが望ましく、こ
のためには上記転流回数は多い方が良いが、出力周波数
が高くなると（１）式からも明らかなように、出力一周
期当たりの転流回数が減少し、出力電圧波形の歪が大き
くなる。このため、サイクロコンバータには出力周波数
の限界があり、６パルスサイクロコンバータの場合に
は、一般に電源周波数の１／３ないし１／２が出力周波
数の限界と言われている。
【０００５】このような問題を解決するため、出願人は
先に図１２に示すような複数のコンバータを、例えば直
列に接続して出力電圧波形の改善を行なう多重化技術を
提案している（特開平１−５０７６３号：既提案装置と
もいう）。図１２に示すものは、他励コンバータと自励
コンバータとを互いに逆並列接続して構成される同じ単
位サイクロコンバータを２台（ＣＹ１とＣＹ２，ＣＹ３
とＣＹ４，ＣＹ５とＣＹ６）直列に接続して２多重化
し、これらを３組用いて３相出力サイクロコンバータを
構成した例であり、各２台のサイクロコンバータの入力
電圧位相は、入力変圧器４１，４２，４３の結線により
３０度の位相差を持たせるようにする。こうすることに
より、入力電圧位相に位相差がない場合に比べて３０度
の位相差を持たせた場合の方が、特に第５，第７調波成
分が低減されることから、出力電圧波形が改善される。
つまり、入力電圧位相を考慮することにより、有害な高
調波を複数のサイクロコンバータ間で相殺させるように
したものである。
先に図１２に示すような複数のコンバータを、例えば直
列に接続して出力電圧波形の改善を行なう多重化技術を
提案している（特開平１−５０７６３号：既提案装置と
もいう）。図１２に示すものは、他励コンバータと自励
コンバータとを互いに逆並列接続して構成される同じ単
位サイクロコンバータを２台（ＣＹ１とＣＹ２，ＣＹ３
とＣＹ４，ＣＹ５とＣＹ６）直列に接続して２多重化
し、これらを３組用いて３相出力サイクロコンバータを
構成した例であり、各２台のサイクロコンバータの入力
電圧位相は、入力変圧器４１，４２，４３の結線により
３０度の位相差を持たせるようにする。こうすることに
より、入力電圧位相に位相差がない場合に比べて３０度
の位相差を持たせた場合の方が、特に第５，第７調波成
分が低減されることから、出力電圧波形が改善される。
つまり、入力電圧位相を考慮することにより、有害な高
調波を複数のサイクロコンバータ間で相殺させるように
したものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１２
の既提案装置のようにすると、高価な可制御電気弁の必
要数が整数倍の単位で増加するので、装置の価格が極端
に高くなるという問題がある。したがって、この発明の
課題は高価な可制御電気弁を追加することなく、出力電
圧波形の改善を図ることにある。
の既提案装置のようにすると、高価な可制御電気弁の必
要数が整数倍の単位で増加するので、装置の価格が極端
に高くなるという問題がある。したがって、この発明の
課題は高価な可制御電気弁を追加することなく、出力電
圧波形の改善を図ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、第１の発明では、自己消弧可能な可制御電気弁
にて構成される自励コンバータと、自己消弧不可能な可
制御電気弁にて構成される他励コンバータと、両コンバ
ータ間を流れる循環電流を抑制するためのリアクトルと
を備え、前記自励コンバータは電源に対し進み力率の無
効電流が流れるようにその点弧位相角を制御し、かつ自
励コンバータと他励コンバータの転流が交互に行なわれ
るように、各コンバータの入力電圧の位相と点弧位相角
の関係を決めて運転することを特徴としている。第２の
発明では、複数の自励コンバータを直列または並列に接
続した第１のコンバータ群と、複数の他励コンバータを
直列または並列に接続した第２のコンバータ群と、両コ
ンバータ群間を流れる循環電流を抑制するためのリアク
トルとを備え、前記自励コンバータ群は電源に対し進み
力率の無効電流が流れるようにその点弧位相角を制御
し、かつ自励コンバータと他励コンバータの転流が交互
に行なわれるように、各コンバータの入力電圧の位相と
点弧位相角の関係を決めて運転することを特徴としてい
る。第３の発明では、自励コンバータと他励コンバータ
とを直列または並列に接続した２組のコンバータ群と、
両コンバータ群間を流れる循環電流を抑制するためのリ
アクトルとを備え、前記自励コンバータは電源に対し進
み力率の無効電流が流れるようにその点弧位相角を制御
し、かつ自励コンバータと他励コンバータの転流が交互
に行なわれるように、各コンバータの入力電圧の位相と
点弧位相角の関係を決めて運転することを特徴としてい
る。また、第４の発明では、上記第１ないし第３のいず
れかに記載の電力変換装置を所定数組み合わせて多相サ
イクロコンバータを構成することを特徴としている。
るため、第１の発明では、自己消弧可能な可制御電気弁
にて構成される自励コンバータと、自己消弧不可能な可
制御電気弁にて構成される他励コンバータと、両コンバ
ータ間を流れる循環電流を抑制するためのリアクトルと
を備え、前記自励コンバータは電源に対し進み力率の無
効電流が流れるようにその点弧位相角を制御し、かつ自
励コンバータと他励コンバータの転流が交互に行なわれ
るように、各コンバータの入力電圧の位相と点弧位相角
の関係を決めて運転することを特徴としている。第２の
発明では、複数の自励コンバータを直列または並列に接
続した第１のコンバータ群と、複数の他励コンバータを
直列または並列に接続した第２のコンバータ群と、両コ
ンバータ群間を流れる循環電流を抑制するためのリアク
トルとを備え、前記自励コンバータ群は電源に対し進み
力率の無効電流が流れるようにその点弧位相角を制御
し、かつ自励コンバータと他励コンバータの転流が交互
に行なわれるように、各コンバータの入力電圧の位相と
点弧位相角の関係を決めて運転することを特徴としてい
る。第３の発明では、自励コンバータと他励コンバータ
とを直列または並列に接続した２組のコンバータ群と、
両コンバータ群間を流れる循環電流を抑制するためのリ
アクトルとを備え、前記自励コンバータは電源に対し進
み力率の無効電流が流れるようにその点弧位相角を制御
し、かつ自励コンバータと他励コンバータの転流が交互
に行なわれるように、各コンバータの入力電圧の位相と
点弧位相角の関係を決めて運転することを特徴としてい
る。また、第４の発明では、上記第１ないし第３のいず
れかに記載の電力変換装置を所定数組み合わせて多相サ
イクロコンバータを構成することを特徴としている。
【０００８】
【作用】自励コンバータと他励コンバータとを組み合わ
せて構成される可逆電力変換装置において、両コンバー
タ間に循環電流を流し、かつ自励コンバータと他励コン
バータの転流が交互に行なわれるように、両コンバータ
の入力電圧の位相と点弧位相角を定めることにより、出
力電圧波形改善のために高価な可電気制御弁を追加する
ことなく、コンバータを多重化した既提案装置と同様の
波形改善効果を持たせる。また、このような単位変換装
置を所定数組み合わせてサイクロコンバータを構成する
ことにより、特にその出力周波数の限界を高めることが
できるようにする。
せて構成される可逆電力変換装置において、両コンバー
タ間に循環電流を流し、かつ自励コンバータと他励コン
バータの転流が交互に行なわれるように、両コンバータ
の入力電圧の位相と点弧位相角を定めることにより、出
力電圧波形改善のために高価な可電気制御弁を追加する
ことなく、コンバータを多重化した既提案装置と同様の
波形改善効果を持たせる。また、このような単位変換装
置を所定数組み合わせてサイクロコンバータを構成する
ことにより、特にその出力周波数の限界を高めることが
できるようにする。
【０００９】
【実施例】図１はこの発明の第１実施例である電力変換
装置の１相分の主回路を示す回路図である。同図におい
て、１１はサイリスタで構成された他励コンバータ、２
１はＧＴＯで構成された自励コンバータ、３は循環電流
を抑制するためのリアクトル、４１は変圧器、５は負荷
である。すなわち、他励コンバータ１１と自励コンバー
タ２１とはリアクトル３を介して逆並列に接続され、リ
アクトル３の中間タップから負荷５に対して電力が供給
される。変圧器４１の結線は図示のように例えばΔ／Δ
／Ｙ結線であり、他励コンバータ１１と自励コンバータ
２１との入力電圧位相差は３０度である。
装置の１相分の主回路を示す回路図である。同図におい
て、１１はサイリスタで構成された他励コンバータ、２
１はＧＴＯで構成された自励コンバータ、３は循環電流
を抑制するためのリアクトル、４１は変圧器、５は負荷
である。すなわち、他励コンバータ１１と自励コンバー
タ２１とはリアクトル３を介して逆並列に接続され、リ
アクトル３の中間タップから負荷５に対して電力が供給
される。変圧器４１の結線は図示のように例えばΔ／Δ
／Ｙ結線であり、他励コンバータ１１と自励コンバータ
２１との入力電圧位相差は３０度である。
【００１０】図１の回路において、リアクトル３の両端
の電圧は他励コンバータ１１の出力電圧Ｅ１と自励コン
バータ２１の出力電圧Ｅ２の和であるので、循環電流を
抑制するためにはＥ１とＥ２の和の平均値は零でなけれ
ばならない。出力電圧の平均値は点弧位相角の余弦に比
例するので、他励コンバータ１１の点弧位相角をα１，
自励コンバータ２１のそれをα２とすると、 ｃｏｓα１＋ｃｏｓα２＝０ …（２） の関係が成立するように位相角を制御する必要がある。
一方、負荷の電圧Ｅ０はＥ１と−Ｅ２の平均値で与えら
れ、 Ｅ０＝（Ｅ１−Ｅ２）／２ …（３） となる。
の電圧は他励コンバータ１１の出力電圧Ｅ１と自励コン
バータ２１の出力電圧Ｅ２の和であるので、循環電流を
抑制するためにはＥ１とＥ２の和の平均値は零でなけれ
ばならない。出力電圧の平均値は点弧位相角の余弦に比
例するので、他励コンバータ１１の点弧位相角をα１，
自励コンバータ２１のそれをα２とすると、 ｃｏｓα１＋ｃｏｓα２＝０ …（２） の関係が成立するように位相角を制御する必要がある。
一方、負荷の電圧Ｅ０はＥ１と−Ｅ２の平均値で与えら
れ、 Ｅ０＝（Ｅ１−Ｅ２）／２ …（３） となる。
【００１１】ここでは、上記（２）式を満足させるため
にα１とα２の関係を、 α２＝α１−１８０度 …（４） とする。ところで、他励コンバータ１１の位相角α１は
自然転流の条件から、 ０≦α１＜１８０度 …（５） の範囲とするので、自励コンバータ２１の位相角α２は
（４），（５）式より、 −１８０度≦α２＜０ …（６） となる。
にα１とα２の関係を、 α２＝α１−１８０度 …（４） とする。ところで、他励コンバータ１１の位相角α１は
自然転流の条件から、 ０≦α１＜１８０度 …（５） の範囲とするので、自励コンバータ２１の位相角α２は
（４），（５）式より、 −１８０度≦α２＜０ …（６） となる。
【００１２】図２は図１の回路において、位相角の関係
が（４）式の関係を満たすように制御され、α１とα２
が一定値のときの各可制御電気弁がオンする期間の関係
を説明するためのものである。例えば、可制御電気弁Ｕ
1 とＵ2 の点弧タイミングには１８０−３０度、または
１８０＋３０度の位相差がある（図は１５０度の例であ
る）。一方、両コンバータの転流、すなわち各素子の点
弧タイミングには６０度の位相差があるので、両コンバ
ータでみると各素子の点弧はＵ1 −Ｗ2 −Ｚ1 −Ｙ2 −
Ｖ1 …の順で３０度毎に行なわれることになる。図３
は、図１に示す回路をサイクロコンバータとして動作さ
せたときの出力電圧波形例を示す。なお、図３のＥ１は
図１１に示した従来の出力電圧波形と同じである。Ｅ
２’はＥ２の極性を逆にして示すもので、転流のタイミ
ングがＥ１に比べて３０度ずれており、Ｅ１とＥ２’の
平均値は等しくなっている。なお、Ｅ０はＥ１とＥ２’
の平均値で、負荷の電圧を示している。同図からも明ら
かなように、他励コンバータと自励コンバータの転流は
交互に行なわれ、これにより負荷の電圧歪が低減する。
上記Ｅ０の波形は多重化した従来のサイクロコンバータ
の出力電圧波形と同じになる。
が（４）式の関係を満たすように制御され、α１とα２
が一定値のときの各可制御電気弁がオンする期間の関係
を説明するためのものである。例えば、可制御電気弁Ｕ
1 とＵ2 の点弧タイミングには１８０−３０度、または
１８０＋３０度の位相差がある（図は１５０度の例であ
る）。一方、両コンバータの転流、すなわち各素子の点
弧タイミングには６０度の位相差があるので、両コンバ
ータでみると各素子の点弧はＵ1 −Ｗ2 −Ｚ1 −Ｙ2 −
Ｖ1 …の順で３０度毎に行なわれることになる。図３
は、図１に示す回路をサイクロコンバータとして動作さ
せたときの出力電圧波形例を示す。なお、図３のＥ１は
図１１に示した従来の出力電圧波形と同じである。Ｅ
２’はＥ２の極性を逆にして示すもので、転流のタイミ
ングがＥ１に比べて３０度ずれており、Ｅ１とＥ２’の
平均値は等しくなっている。なお、Ｅ０はＥ１とＥ２’
の平均値で、負荷の電圧を示している。同図からも明ら
かなように、他励コンバータと自励コンバータの転流は
交互に行なわれ、これにより負荷の電圧歪が低減する。
上記Ｅ０の波形は多重化した従来のサイクロコンバータ
の出力電圧波形と同じになる。
【００１３】図４にこの発明の第２の実施例を示す。１
１，１２は他励コンバータ、２１，２２は自励コンバー
タ、４１，４２は変圧器で、その他は図１に示すものと
同じである。ここでは、図１の回路が直列に接続され
て、２多重の循環電流式可逆コンバータを構成してい
る。同組の他励コンバータ１１と１２の入力電圧位相差
は３０度であり、その転流は３０度毎に行なわれる。同
組の自励コンバータ２１と２２の入力電圧位相差も３０
度であり、その転流も３０度毎に行なわれる。一方、各
組の他励コンバータ１１と自励コンバータ２１の入力電
圧位相差は１５度であり、同様に各組の他励コンバータ
１２と自励コンバータ２２の入力電圧位相差も１５度で
ある。したがって、１１−２１−１２−２２−１１の各
インバータ間の入力電圧位相差はすべて１５度となる。
ここで、他励コンバータの点弧位相角α１と自励コンバ
ータの点弧位相角α２を、（４）式の関係を満たすよう
に制御すると、図１の場合と同様の原理によって他励コ
ンバータと自励コンバータは１５度の間隔で交互に転流
が行なわれ、図１の場合よりもさらに出力電圧の波形歪
が低減される。なお、Ｎ多重（３以上の整数）とするこ
とも可能で、この場合の各コンバータに入力する電圧の
位相差は３０度／Ｎとする。
１，１２は他励コンバータ、２１，２２は自励コンバー
タ、４１，４２は変圧器で、その他は図１に示すものと
同じである。ここでは、図１の回路が直列に接続され
て、２多重の循環電流式可逆コンバータを構成してい
る。同組の他励コンバータ１１と１２の入力電圧位相差
は３０度であり、その転流は３０度毎に行なわれる。同
組の自励コンバータ２１と２２の入力電圧位相差も３０
度であり、その転流も３０度毎に行なわれる。一方、各
組の他励コンバータ１１と自励コンバータ２１の入力電
圧位相差は１５度であり、同様に各組の他励コンバータ
１２と自励コンバータ２２の入力電圧位相差も１５度で
ある。したがって、１１−２１−１２−２２−１１の各
インバータ間の入力電圧位相差はすべて１５度となる。
ここで、他励コンバータの点弧位相角α１と自励コンバ
ータの点弧位相角α２を、（４）式の関係を満たすよう
に制御すると、図１の場合と同様の原理によって他励コ
ンバータと自励コンバータは１５度の間隔で交互に転流
が行なわれ、図１の場合よりもさらに出力電圧の波形歪
が低減される。なお、Ｎ多重（３以上の整数）とするこ
とも可能で、この場合の各コンバータに入力する電圧の
位相差は３０度／Ｎとする。
【００１４】図４は複数のコンバータを直列接続した多
重化の例であるが、複数のコンバータを並列接続するこ
ともできる。図５はかかる場合の実施例を示すもので、
他励コンバータ１１と１２を電流バランス用リアクトル
３１を介して並列に接続し、かつ自励コンバータ２１と
２２を電流バランス用リアクトル３２を介して並列に接
続して構成される。同組の他励コンバータ１１と１２の
入力電圧位相差は３０度であり、その転流は３０度毎に
行なわれる。同組の自励コンバータ２１と２２の入力電
圧位相差も３０度であり、その転流も３０度毎に行なわ
れる。一方、各組の他励コンバータ１１と自励コンバー
タ２１の入力電圧位相差は１５度であり、同様に各組の
他励コンバータ１２と自励コンバータ２２の入力電圧位
相差も１５度である。そして、他励コンバータの点弧位
相角α１と自励コンバータの点弧位相角α２を、（４）
式の関係を満たすように制御すると、図１の場合と同様
の原理によって他励コンバータと自励コンバータは１５
度の間隔で交互に転流が行なわれ、図１の場合よりもさ
らに出力電圧の波形歪が低減される。
重化の例であるが、複数のコンバータを並列接続するこ
ともできる。図５はかかる場合の実施例を示すもので、
他励コンバータ１１と１２を電流バランス用リアクトル
３１を介して並列に接続し、かつ自励コンバータ２１と
２２を電流バランス用リアクトル３２を介して並列に接
続して構成される。同組の他励コンバータ１１と１２の
入力電圧位相差は３０度であり、その転流は３０度毎に
行なわれる。同組の自励コンバータ２１と２２の入力電
圧位相差も３０度であり、その転流も３０度毎に行なわ
れる。一方、各組の他励コンバータ１１と自励コンバー
タ２１の入力電圧位相差は１５度であり、同様に各組の
他励コンバータ１２と自励コンバータ２２の入力電圧位
相差も１５度である。そして、他励コンバータの点弧位
相角α１と自励コンバータの点弧位相角α２を、（４）
式の関係を満たすように制御すると、図１の場合と同様
の原理によって他励コンバータと自励コンバータは１５
度の間隔で交互に転流が行なわれ、図１の場合よりもさ
らに出力電圧の波形歪が低減される。
【００１５】図６に第３の実施例を示す。ここでは、他
励コンバータ１１と自励コンバータ２１、他励コンバー
タ１２と自励コンバータ２２がそれぞれ直列に接続さ
れ、これらコンバータ群が互いに逆並列接続されて構成
されている。他励コンバータ１１と自励コンバータ２２
の入力電圧位相差は３０度であり、同様に他励コンバー
タ１２と自励コンバータ２１の入力電圧位相差も３０度
である。また、他励コンバータの点弧位相角α１と自励
コンバータの点弧位相角α２を、（４）式の関係を満た
すように制御する。このようにすれば、図１の場合と同
様に出力電圧歪を低減することができるだけでなく、自
励コンバータと他励コンバータを直列接続している分だ
け波形歪を小さくすることができる。
励コンバータ１１と自励コンバータ２１、他励コンバー
タ１２と自励コンバータ２２がそれぞれ直列に接続さ
れ、これらコンバータ群が互いに逆並列接続されて構成
されている。他励コンバータ１１と自励コンバータ２２
の入力電圧位相差は３０度であり、同様に他励コンバー
タ１２と自励コンバータ２１の入力電圧位相差も３０度
である。また、他励コンバータの点弧位相角α１と自励
コンバータの点弧位相角α２を、（４）式の関係を満た
すように制御する。このようにすれば、図１の場合と同
様に出力電圧歪を低減することができるだけでなく、自
励コンバータと他励コンバータを直列接続している分だ
け波形歪を小さくすることができる。
【００１６】図６は他励コンバータと自励コンバータと
を直列接続した多重化の例であるが、他励コンバータと
自励コンバータとを並列接続することもできる。図７は
かかる場合の実施例を示すもので、他励コンバータ１１
と自励コンバータ２１を電流バランス用リアクトル３１
を介して並列に接続し、かつ自励コンバータ２２と他励
コンバータ１２を電流バランス用リアクトル３２を介し
て並列に接続して構成される。他励コンバータ１１と自
励コンバータ２２の入力電圧位相差は３０度であり、他
励コンバータ１２と自励コンバータ２１の入力電圧位相
差も３０度である。また、他励コンバータの点弧位相角
α１と自励コンバータの点弧位相角α２を（４）式の関
係を満たすように制御する。このようにすれば、図１の
場合と同様に出力電圧の波形歪が低減することができる
だけでなく、自励コンバータと他励コンバータを並列接
続している分だけ波形歪を小さくすることができる。
を直列接続した多重化の例であるが、他励コンバータと
自励コンバータとを並列接続することもできる。図７は
かかる場合の実施例を示すもので、他励コンバータ１１
と自励コンバータ２１を電流バランス用リアクトル３１
を介して並列に接続し、かつ自励コンバータ２２と他励
コンバータ１２を電流バランス用リアクトル３２を介し
て並列に接続して構成される。他励コンバータ１１と自
励コンバータ２２の入力電圧位相差は３０度であり、他
励コンバータ１２と自励コンバータ２１の入力電圧位相
差も３０度である。また、他励コンバータの点弧位相角
α１と自励コンバータの点弧位相角α２を（４）式の関
係を満たすように制御する。このようにすれば、図１の
場合と同様に出力電圧の波形歪が低減することができる
だけでなく、自励コンバータと他励コンバータを並列接
続している分だけ波形歪を小さくすることができる。
【００１７】図８はこの発明の第４の実施例を示す構成
図で、先の第１ないし第３実施例に示すものを複数組み
合わせて３相サイクロコンバータを構成した例である。
すなわち、自励コンバータの位相角は（６）式で示す範
囲にあるので、自励コンバータの入力は進み力率であ
り、進み力率の無効電流が入力される。一方、他励コン
バータには遅れ力率の無効電流が入力される。３組のコ
ンバータの入力電流を合成した電源系統でみると、進み
位相と遅れ位相の無効電流が相殺される結果、電源系統
の力率はほぼ１となる。つまり、この実施例は特開昭６
１−１７７１６７号に示された無効電力補償形サイクロ
コンバータの特長を損なわないものである。
図で、先の第１ないし第３実施例に示すものを複数組み
合わせて３相サイクロコンバータを構成した例である。
すなわち、自励コンバータの位相角は（６）式で示す範
囲にあるので、自励コンバータの入力は進み力率であ
り、進み力率の無効電流が入力される。一方、他励コン
バータには遅れ力率の無効電流が入力される。３組のコ
ンバータの入力電流を合成した電源系統でみると、進み
位相と遅れ位相の無効電流が相殺される結果、電源系統
の力率はほぼ１となる。つまり、この実施例は特開昭６
１−１７７１６７号に示された無効電力補償形サイクロ
コンバータの特長を損なわないものである。
【００１８】
【発明の効果】この発明によれば、自励コンバータと他
励コンバータとを組み合わせて構成される可逆変換装置
において、両コンバータ間に循環電流を流し、かつ自励
コンバータと他励コンバータの転流が交互に行なわれる
ように、両コンバータの入力電圧の位相と点弧位相角を
定めることにより、出力電圧波形改善のために高価な可
電気制御弁を追加することなく、コンバータを多重化し
た場合と同様の波形改善が達成でき、このことにより、
特にサイクロコンバータの場合は出力周波数の限界を高
めることができる。
励コンバータとを組み合わせて構成される可逆変換装置
において、両コンバータ間に循環電流を流し、かつ自励
コンバータと他励コンバータの転流が交互に行なわれる
ように、両コンバータの入力電圧の位相と点弧位相角を
定めることにより、出力電圧波形改善のために高価な可
電気制御弁を追加することなく、コンバータを多重化し
た場合と同様の波形改善が達成でき、このことにより、
特にサイクロコンバータの場合は出力周波数の限界を高
めることができる。
【図１】この発明の第１実施例を示す構成図である。
【図２】図１の動作を説明するための説明図である。
【図３】図１の出力電圧波形例を説明するための波形図
である。
である。
【図４】この発明の第２の実施例を示す構成図である。
【図５】図４の変形例を示す構成図である。
【図６】この発明の第３の実施例を示す構成図である。
【図７】図６の変形例を示す構成図である。
【図８】この発明の第４の実施例を示す構成図である。
【図９】無効電力補償形多相サイクロコンバータの従来
例を示す構成図である。
例を示す構成図である。
【図１０】図９の１相分の構成図である。
【図１１】図１０の出力電圧波形例を示す波形図であ
る。
る。
【図１２】既提案装置を示す構成図である。
１，１１，１２，１３，１４，１５，１６…他励コンバ
ータ、２，２１，２２，２３，２４，２５，２６…自励
コンバータ、３，３１，３２…リアクトル、４，４１，
４２…変圧器、５…負荷
ータ、２，２１，２２，２３，２４，２５，２６…自励
コンバータ、３，３１，３２…リアクトル、４，４１，
４２…変圧器、５…負荷
Claims (4)
- 【請求項１】 自己消弧可能な可制御電気弁にて構成さ
れる自励コンバータと、自己消弧不可能な可制御電気弁
にて構成される他励コンバータと、両コンバータ間を流
れる循環電流を抑制するためのリアクトルとを備え、 前記自励コンバータは電源に対し進み力率の無効電流が
流れるようにその点弧位相角を制御し、かつ自励コンバ
ータと他励コンバータの転流が交互に行なわれるよう
に、各コンバータの入力電圧の位相と点弧位相角の関係
を決めて運転することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 複数の自励コンバータを直列または並列
に接続した第１のコンバータ群と、複数の他励コンバー
タを直列または並列に接続した第２のコンバータ群と、
両コンバータ群間を流れる循環電流を抑制するためのリ
アクトルとを備え、 前記自励コンバータ群は電源に対し進み力率の無効電流
が流れるようにその点弧位相角を制御し、かつ自励コン
バータと他励コンバータの転流が交互に行なわれるよう
に、各コンバータの入力電圧の位相と点弧位相角の関係
を決めて運転することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】 自励コンバータと他励コンバータとを直
列または並列に接続した２組のコンバータ群と、両コン
バータ群間を流れる循環電流を抑制するためのリアクト
ルとを備え、 前記自励コンバータは電源に対し進み力率の無効電流が
流れるようにその点弧位相角を制御し、かつ自励コンバ
ータと他励コンバータの転流が交互に行なわれるよう
に、各コンバータの入力電圧の位相と点弧位相角の関係
を決めて運転することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれかに記載の電
力変換装置を所定数組み合わせて多相サイクロコンバー
タを構成することを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31427191A JPH05153780A (ja) | 1991-11-28 | 1991-11-28 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31427191A JPH05153780A (ja) | 1991-11-28 | 1991-11-28 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05153780A true JPH05153780A (ja) | 1993-06-18 |
Family
ID=18051352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31427191A Pending JPH05153780A (ja) | 1991-11-28 | 1991-11-28 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05153780A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001010008A1 (fr) * | 1999-08-03 | 2001-02-08 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Investisseur trois niveaux ou cycloconvertisseur pwm |
| US7102331B2 (en) | 2003-01-17 | 2006-09-05 | Black & Decker Inc. | Generator with dual cycloconverter for 120/240 VAC operation |
-
1991
- 1991-11-28 JP JP31427191A patent/JPH05153780A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001010008A1 (fr) * | 1999-08-03 | 2001-02-08 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Investisseur trois niveaux ou cycloconvertisseur pwm |
| US7102331B2 (en) | 2003-01-17 | 2006-09-05 | Black & Decker Inc. | Generator with dual cycloconverter for 120/240 VAC operation |
| US7170261B2 (en) | 2003-01-17 | 2007-01-30 | Black & Decker Inc. | Generator with dual cycloconverter for 120/240 VAC operation |
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