JP4862476B2

JP4862476B2 - 交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン生成方法

Info

Publication number: JP4862476B2
Application number: JP2006131037A
Authority: JP
Inventors: 裕吾只野
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2006-05-10
Filing date: 2006-05-10
Publication date: 2012-01-25
Anticipated expiration: 2026-05-10
Also published as: JP2007306677A

Description

本発明は、単相または多相の交流電源から入力する電圧または周波数を、任意の電圧または周波数に変換して出力する交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）に係り、特に仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトル（空間ベクトル）でスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するためのスイッチングパターン生成方法に関するものである。

従来から存在するこの種の交流−交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切換え、単相または多相の交流入力を任意の電圧または周波数の電力に変換する変換装置であり、図１５に基本構成を示す。三相交流電源１のＲ、Ｓ、Ｔの各相に入力フィルタ（ＩｎｐｕｔＦｉｌｔｅｒ）２と双方向スイッチＳ１〜Ｓ９構成の交流−交流直接変換回路３を介挿し、制御装置（コントローラ）４によって各双方向スイッチを電源周波数よりも十分高い周波数でＰＷＭ制御することにより、入力電圧をモータなどの負荷Ｌｏａｄに直接に印加しながら任意の電圧または周波数に制御したＵ、Ｖ、Ｗの交流出力を得る。

交流−交流直接変換装置における双方向スイッチのスイッチングパターンは、例えばキャリア振幅による変調方式の場合には、入力電圧と同期した信号となるＰＷＭコンバータパターンと、出力周波数と電圧に従って作成されるＰＷＭインバータパターンとのＡＮＤ条件で決まる。これにより、交流−交流直接変換装置の入力電流はＰＷＭコンバータパターンで制限され、出力電圧と周波数はＰＷＭインバータパターンで制御され、入力力率を「１」に保ちながら入力電流の正弦波化、出力波形の正弦波化、周波数変換動作を同時に実現する。なお、双方向スイッチは、図示のように単方向スイッチを複数用いて構成する場合もある。

ここで、交流−交流直接変換装置の制御法には、大きく分けて仮想ＤＣリンク形とＡＣ−ＡＣ直接形との２つの方式がある。仮想ＤＣリンク方式では、仮想的に直流リンクを考えて仮想入力コンバータと仮想出力インバータを独立に制御できるように工夫したもので、従来の電流形ＰＷＭコンバータ＋電圧形ＰＷＭインバータの構成に似ており、制御の考え方が容易になる。一方で、入力側と出力側の各相が１：１で全て異なる相に結線するような６つのスイッチングパターンが発生しないという制約条件がある。ＡＣ−ＡＣ直接形では、上記のスイッチングパターンに制約条件がないが、一般的にアルゴリズムが複雑となる嫌いがある。

また、ＰＷＭパターンを生成する方式としては、主にキャリア比較方式と空間ベクトル変調方式がある。キャリア比較方式は三角波キャリアと正弦波との大小比較によりＰＷＭパターンを生成するもので、仮想ＤＣリンク方式に適用したキャリア比較方式としては、仮想コンバータのキャリア及び仮想ＰＷＭパルスから仮想インバータキャリアを生成することで、ＰＷＭ制御のスイッチング回数を少なくかつ同数にしてスイッチング損失やノイズを低減し、出力電圧の制御精度を向上させるものが提案されている（例えば特許文献１参照）。

空間ベクトル変調方式は、マトリクスコンバータの各スイッチのスイッチング状態に応じて瞬時空間電流ベクトルを選択する方式であり、この選択によりスイッチングパターンが決定される。この空間ベクトル変調方式を採用した方法も提案されている（例えば、非特許文献１参照）。この空間ベクトル変調方式においては、適切なスイッチングパターンを選ぶことにより、スイッチの切り替え回数を減らし、スイッチング損失を減らしたり、負荷電流変化を小さくして出力電圧の歪みを低減することができる。

また、仮想ＤＣリンク方式で空間ベクトル変調方式を採用した手法も発表されている（例えば非特許文献２参照）。
特開２００５−１６８１９８号公報ＡＣ−ＡＣ直接変換回路の解析法、電気学会論文誌、ＳＰＣ９７−５３ＳｐａｃｅＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｅｄＴｈｒｅｅ−ＰｈａｓｅｔｏＴｈｒｅｅ−ＰｈａｓｅＭａｔｒｉｘＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＩｎｐｕｔＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎＬ．Ｈｕｖｅｒ他ＩＥＥＥｔｒａｎｓ．ＯｎＩｎｄｕｓｔｒｙＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、ｖｏｌ．３１、Ｎｏ．６、１９９５

仮想ＤＣリンク方式の交流−交流直接変換装置の制御法は、図１に示すように、本来９組のスイッチＳ１〜Ｓ９構成である変換回路を仮想電流形ＰＷＭコンバータと仮想電圧形ＰＷＭインバータの１２組のスイッチＳ１〜Ｓ１２の組み合わせとして考える。

これらスイッチＳ１〜Ｓ１２のスイッチングパターンは、図２の表で示すように、仮想電流形ＰＷＭコンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する６パターン（ＢａｓｅＶｅｃｔｏｒ：基本ベクトルｉ１〜ｉ６）、およびＰ側とＮ側に同相が接続される零ベクトル状態が３パターン（ｉ０ｒ、ｉ０ｓ、ｉ０ｔ）存在する。一方、仮想電圧形ＰＷＭインバータは、零ベクトル状態２つを含む８種類の基本ベクトル（ｖ０~ｖ７）がある。ここで、入出力の空間ベクトルセクターと基本ベクトルを図３のように定義する。図３における仮想コンバータは入力相電流ベクトルＩｓを基準とし、仮想インバータは出力線間電圧ベクトルＶｒｅｆを基準とし、どちらも反時計回りに回転するベクトルとして表現する。

次に、定義した入力側および出力側の基本ベクトルの組み合わせにおいて、仮想直流リンクのＰ、Ｎを通して接続される入力ＲＳＴ相と出力ＵＶＷ相の関係から、本来の交流−交流直接変換装置のスイッチＳ１〜Ｓ９に照らし合わせると、図４の表に示すように合成されたスイッチングパターンが求められる。

交流−交流直接変換装置は、入力電圧源を短絡させてはならないこと、出力誘導性負荷の電流経路を確保することから、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３と、スイッチＳ４、Ｓ５、Ｓ６と、スイッチＳ７、Ｓ８、Ｓ９の出力相ごとにまとめた３つの組み合わせで考え、それぞれの組でＯＮ状態となるスイッチは１つのみに限られるという制約条件がある。したがって、３相／３相直接変換の全スイッチングパターンは図５の表で示すように２７パターンに限られ、それらをｍｏｄｅ１〜２７として定義する。ただし、仮想ＤＣリンク方式では、ｍｏｄｅ６、８、１２、１６、２０、２２は発生しない。

図４の表で示す合成結果より、各基本ベクトルのデューティに従ってＰＷＭ制御を行い、電流・電圧空間ベクトルをスイッチング周期毎に平均的に表現するが、このスイッチング周期内におけるデューティパルスの配置法について説明する。図６は、入力および出力のベクトルとデューティの関係図である。入力の第１基本ベクトルのデューティをＡ、入力の第２基本ベクトルのデューティをＢ、出力の第１基本ベクトルのデューティをＸ、出力の第２基本ベクトルのデューティをＹとしている。仮想ＤＣリンク方式ではこれら入出力のデューティ指令を合成して最終的なデューティ指令を生成する。すなわち、それぞれのデューティを掛け合わせて、ＡＸ、ＡＹ、ＢＸ、ＢＹの４つのデューティ指令値を生成する。また、零ベクトルデューティをＺとし、Ｚ＝１−（ＡＸ＋ＡＹ＋ＢＸ＋ＢＹ）で求めておく。これら５つの合成デューティ指令を、デューティ演算周期Ｔ（キャリア比較方式におけるキャリア周波数に相当）の期間で、任意の順序でパルスを配置し、ＰＷＭ制御を行う。

この５つのオンデューティパルスの演算周期内の配置順序は、PWM制御自体にとってはどのような順序でもかまわないが、配置したデューティパルスの切り替わりに着目し、スイッチング回数低減・高調波低減・コモンモード電圧低減を考慮して順序を決めることが望ましい。そのようなことから、種々の文献でスイッチング回数を低減できるスイッチングテーブルが提案されている。

例えば、前記の特許文献１では、交流−交流直接変換回路の仮想ＤＣリンク方式による三角波キャリア変調による制御法で、ＰＷＭ制御のスイッチング回数を少なくして損失とノイズの低減を行っている。また、本願出願人は、図７の表および図８の表のような２相以上が同時にスイッチングをせずに必ず１相ずつ切り替わるスイッチングテーブルも提案している。図７の表および図８表中、各相の数字（１〜９）は図１の左側マトリックスコンバータのスイッチＳ１〜Ｓ９のＯＮ状態を示す。また、入出力のそれぞれのセクター判別は図３に従う。また、合成デューティとスイッチ状態の組み合わせは、仮想変換器で合成すると導くことができる。また、各入出力セクター組み合わせにおいて、合成デューティのパルス配置順序を示している。例として、入力セクターＩで出力セクターＩのとき、スイッチ順序は…→ＡＹ→ＡＸ→ＢＸ→ＢＹ→Ｚ→Ｚ→ＢＹ→ＢＸ→ＡＸ→ＡＹ→ＡＸ→…の順序で対照的に折り返してスイッチングを行う。デューティ指令の更新は折り返すポイントで行う。また、スイッチング順序および零電圧時のスイッチの選択は、その制御周期内でスイッチング回数が最も少なくなるように選んでいる。デューティパルスの切り替わり時は、２相以上が同時にスイッチングしないようにしている。

しかしながら、図３で示した空間ベクトルにおいて、入力指令ベクトルが存在する入力セクター、もしくは出力指令ベクトルが存在する出力セクターの状態が移行する瞬間においては、図７の表および図８の表のような固定テーブルであると、2相以上の同時スイッチングを引き起こす可能性がある。また、コモンモード電圧の低減についても明確に考慮されていない。

本発明の目的は、上述の定常的な状態におけるスイッチングテーブルの最適化に加え、セクター間の移行時のスイッチング回数を低減し、またコモンモード電圧を低減するスイッチングパターン生成方法を提供することにある。

前記の課題を解決するための本発明は、以下の構成を特徴とする。

（１）仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
交流−交流直接変換回路の入力相電圧（電源相電圧）の中間電圧相を基準にして零電圧ベクトルを構成し、コモンモード電圧を低減するように入力基本ベクトルを１２分割して零電圧ベクトルを選び出す零相スイッチングパターンを決定することを特徴とする。

（２）仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
入力電流指令ベクトルが入力側の基本ベクトルのセクター間を移行するとき、もしくは出力電圧指令ベクトルが出力側の基本ベクトルのセクター間を移行するとき、双方向スイッチの切り替わりは１相ごとに行って２相以上同時切り替えを防止することを特徴とする。

（３）仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
零電圧ベクトルの組み合わせの自由度を用いて、スイッチング状態に合わせてスイッチングテーブルを変更し、セクター間移行時の２相以上同時切り替えを防止することを特徴とする。

（４）仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
定常運転状態で、予め次に移行する基本ベクトルのセクターを５パターンに限定して予測しておき、その５パターンに移行する際に双方向スイッチが２相以上同時切り替わることを防止できるようなスイッチの切り替え状態に現在のパターンを変更しておくことを特徴とする。

（５）仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
任意のデューティにおけるセクター間の更新するタイミングで双方向スイッチが２相以上同時に切り替わる状態にあるとき、その瞬間でのデューティの更新を延期し、次の更新タイミングで２相以上同時に切り替わることのない双方向スイッチの状態でデューティの更新を行って同時にスイッチの切り替えを行わないことを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、定常的な状態におけるスイッチングテーブルの最適化に加え、セクター間の移行時のスイッチング回数を低減し、またコモンモード電圧を低減するスイッチングパターンを生成できる。

（実施形態１）
スイッチングテーブルを図７の表および図８の表のように固定して制御すると、同一セクター内の１演算周期におけるスイッチング回数は最小化することができる。図７の表および図８の表で示す例では、任意入出力セクターの組み合わせにおいて、零相Ｚのスイッチングパターンを固定しているが、零ベクトルのスイッチ切り替えの組み合わせには「１、４、７」「２、５、８」「３、６、９」の３組が自由度として存在する（数字は図１の交流−交流直接変換回路のスイッチＳ１〜Ｓ９のオン状態を意味する）。したがって、実際は必ずしも図７の表および図８の表のように固定しなくてよい。そこで、本実施形態では、この零ベクトルの組み合わせの自由度を用いて、コモンモード電圧を低減するものである。

交流−交流直接変換回路の入力相電圧（電源相電圧）の三相瞬時値に着目し、その瞬時値の大中小の関係を検出する。コモンモード電圧を低減するには、出力線間電圧をＰＷＭで生成する際に、電圧落差を低減できる中間電圧相（瞬時値大中小の関係が「中」の相）を基準にして零電圧ベクトルを構成することが望ましい。つまり、入力中間電圧相がＲ相ならば「１、４、７」、Ｓ相ならば「２、５、８」、Ｔ相ならば「３、６、９」の組み合わせを用いればよい。ここで、図３で示される６つのセクターおよび各中間電圧相によって区別される領域毎に入力空間ベクトルを分割し、再定義すると図９のような１２分割されたセクターとなり、そのときのスイッチングテーブルを図１０の表および図１１の表に示す。なお、図９における入力セクター１２分割の添え字は、中間相を意味し、例えば１ｓならばセクター１でＳ相が中間相である。

したがって、本実施形態によれば、各セクターで中間電圧相を用いて零電圧ベクトルを構成するため、コモンモード電圧低減による低ノイズ化、誤作動防止等を実現できるとともに、セクター内におけるスイッチング回数を最小化することができる。

（実施形態２）
零電圧を出力するデューティ期間Ｚの双方向スイッチを切り替える遷移状態には自由度があり、出力ＵＶＷ相をすべてＲ相に接続する「１、４、７」、Ｓ相に接続する「２、５、８」、Ｔ相に接続する「３、６、９」の３組がある。この自由度の例を、図１２の表を用いて説明する。例えば、図３における入力セクター１かつ出力セクター１の状態「１−１」に基本ベクトルが存在したとする。そのとき、上述の３つの零電圧ベクトルを用いてスイッチング回数が最小化する順序を考えると、図１２の表で示す６パターンが可能性として残る。

なお、図１２の表は、５つの合成デューティパルスが５行で記述しており、上段から順にスイッチングすることを意味する。パターンによって、各行のデューティパルスの意味が異なる。パターンＰ１〜Ｐ６は、通常（Ｐ１、Ｐ２）、（Ｐ３、Ｐ４）、（Ｐ５、Ｐ６）の３組の組み合わせのうち、どれか１組を用いて折り返し対称スイッチングを行う。つまり、（Ｐ１、Ｐ２）の組み合わせが選択されたならば「１、５、８」→「１、５、７」→「１、４、７」→「１、６、７」→「１、６、９」→（更新）→「１、６、９」→「１、６、７」→「１、４、７」→「１、５、７」→「１、５、８」→（更新）…といった順序でスイッチングとオンデューティパルス指令の更新が行われる。どのパターンを見てもわかるように、スイッチングの切り替わりは必ず１相ごとに行われているため、同時スイッチングを引き起こさない（双方向スイッチを２個以上同時に切り替えを行わない）。なお、（Ｐ１、Ｐ２）は零電圧にＲ相「１、４、７」を利用するパターン、（Ｐ３、Ｐ４）はＳ相「２、５、８」のパターン、（Ｐ５、Ｐ６）Ｔ相「３、６、９」のパターンである。

ここで、セクター間を移行する瞬間を考える。入力側の空間ベクトルは電源電圧に同期して動作するため、セクターも１→２→３→４→５→６→１→…と移行する。一方、出力側の空間ベクトルは線間電圧指令に依存するので、逆回転や高速回転することも考えられる。セクター状態「１−１」から移行する可能性があるのは入出力セクター同時移行や逆回転も考慮して、「１−２」「１−６」「２−１」「２−２」「２−６」の５つと考えてよい。逆に、「１−１」に移行してくる可能性があるのは、「６−１」「６−６」「６−２」「１−６」「１−２」の５つである。このことに基づいて、図１３の表および図１４の表は、「１−１」の移行前後に関連するセクター状態のスイッチングパターンを抜粋して示している。セクターを更新するタイミングでのスイッチ状態はそれぞれ４つずつ（図１３の表および図１４の表の外最右列）考えられるが、他のセクターに移行するとき、同時に２相以上がスイッチングしないように移行することが望ましい。そこで、セクター移行前のスイッチ状態（パターン前Ｐ１〜前Ｐ６）を把握しておき、移行後の状態（パターン後Ｐ１〜後Ｐ６）のどれに移行したらよいかを判別する。移行後のパターン決定条件としては、２相以上が同時に切り替わらないものを選択すればよい。選択できるパターンが複数ある場合は、コモンモード電圧低減を目的として入力中間電圧相が結線された零電圧パターンを優先的に用いる等の条件を与える。ただし、より細かいセクター判別が必要であり、例えばセクター「１−１」でθ＞０の領域はＲ＞Ｓ＞Ｔの関係となるので、中間電圧相はＳ相となり、「２、５、８」の零電圧ベクトルを含むパターンを選択する。

他のセクター間の移行条件においても同様の処理を行うことで、交流−交流直接変換装置が定常的な運転をしている限り、セクター間移行の可能性のある条件において、セクター間移行過渡時の２相以上の同時スイッチングを基本的に防止することができる。

本実施形態によれば、同一セクター内におけるスイッチング回数最小化に加え、セクターが移行する瞬間のスイッチングにおいても２相以上が同時に切り替わらないため、更なる高調波抑制や損失低減が実現できる。

（実施形態３）
上記の実施形態２の手法を利用すれば、同時スイッチングを防止するテーブルを状態に合わせてアクティブに選択することができる。しかしながら、セクター間の移行の仕方によっては同時スイッチング防止が可能なテーブルを選択することができない場合も存在する。例えば、図１３の表および図１４の表の中で、セクター「１−１」からセクター「１−２」「１−６」「２−１」「２−２」「２−６」の５つの状態に移行する場合について、更新時のスイッチ状態が「３、６、９」であり、かつセクター「２−１」「２−２」「２−６」に移行するとき、同時スイッチングを防止できるスイッチングパターンが移行後に存在しない。したがって、同時スイッチングの可能性を消すためにはスイッチ状態「３、６、９」でデューティの更新をしてはならないことになる（定常的な運転状態に限る）。

交流−交流直接変換装置が定常的な運転をしている場合は、実施形態２でも述べたようにセクター間の移行順序がある程度予測できるため、次のセクター間の移行のパターンも限られる（定常運転であるとすれば、移行先は５つのセクター状態に限定される）。このことを用いて、上述した同時スイッチングの可能性のあるパターンで運転しないような処理を与える。図１３の表および図１４の表の例では、「１−１」で「３、６、９」を含むモード（パターンＰ６）でスイッチング動作をした場合、次のセクターを更新するタイミングで（すなわち「１、５、８」の状態になったとき）ただちに、「３、６、９」を含まず、かつスイッチングを伴わないパターン（この例ではパターンＰ１）にセクター内で移行する処理を与える。他のセクター状態から「３、６、９」を含むモードにスイッチング移行してきた場合でも次のデューティ更新周期では禁止モードを脱するため、同時スイッチングを防止するテーブルが常に選択できる（定常的な運転状態に限る）。

実施形態２は、セクター移行後のテーブル６種の中から同時スイッチングを防止するものを選択するが、移行の仕方によっては選択できるテーブルが存在しない場合がある。本実施形態では、定常運転時に予めセクター間を移行することが予測されるセクターに絞って、移行前の禁止すべきスイッチングパターン（すなわち移行するとテーブルが選択できなくなるようなスイッチ状態）を割り出して、その禁止パターンを回避する。これにより、定常運転に限ってはどのようなセクター移行パターンでも同時スイッチングを防止することができる。

（実施形態４）
前記の実施形態２、３は、スイッチング回数最小化のみを考慮して、セクター間の移行過渡時における同時スイッチングについても防止する手法であるが、コモンモード電圧低減に関しては明確に考慮していない。

例えば、セクター「１−１」でθ＜０°のとき（図９における入力１ｔ、出力１のとき）、入力相電圧はＲ＞Ｔ＞Ｓの関係となっている。したがって、コモンモード電圧低減の観点からすると、中間相であるＴ相「３、６、９」の零電圧を選択することが望ましいが、実施形態３の禁止モード回避手法だと、セクター「１−１」において「３、６、９」を含んではならないため、矛盾を生じる。これらを両立する手法として、本実施形態では、実施形態２の手法をベースとし、図１３の表および図１４の表中の「１−１」における「３、６、９」を含むパターン（Ｐ５、Ｐ６）のモードでは、スイッチが「３、６、９」の状態では更新を行わずにスルーして、折り返し対称法で「１、５、８」に戻ったときにデューティを更新するような処理を追加する。すなわち、双方向スイッチが２相以上同時に切り替わる状態にあるとき、その瞬間でのデューティの更新を延期し、次の更新タイミングで２相以上同時に切り替わることのない双方向スイッチの状態でデューティの更新を行って同時にスイッチの切り替えを行わない。

本実施形態によれば、スイッチの状態によっては１演算周期スルーする可能性があるため、実施形態２の手法と比較してデューティを変更するタイミングが１演算周期以上で２更新周期未満の遅れを伴うこともあるが、実施形態１のコモンモード電圧低減効果と、実施形態２のセクター移行過渡時の同時スイッチング防止を両立することができる。

仮想ＤＣリンク方式の交流−交流直接変換装置の等価回路図。仮想変換器のスイッチングパターンの表。空間ベクトルセクターと基本ベクトル図。仮想スイッチングパターンの合成結果の表。スイッチングモード２７パターンの表。入力および出力のベクトルとデューティの関係図。１スイッチング周期でのパルス発生期間の図（その１）。１スイッチング周期でのパルス発生期間の図（その２）。空間ベクトルセクターの１２分割と基本ベクトル図。１２分割における仮想スイッチングパターンの合成結果の表（その１）。１２分割における仮想スイッチングパターンの合成結果の表（その２）。セクター状態「Ｉ−Ｉ」におけるパルスパターン。セクター状態「Ｉ−Ｉ」に関連するパルスパターン（その１）。セクター状態「Ｉ−Ｉ」に関連するパルスパターン（その２）。交流−交流直接変換装置の基本構成図。

符号の説明

１交流電源
２入力ＬＣフィルタ
３交流−交流直接変換回路
４制御装置

Claims

仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
交流−交流直接変換回路の入力相電圧（電源相電圧）の中間電圧相を基準にして零電圧ベクトルを構成し、コモンモード電圧を低減するように入力基本ベクトルを１２分割して零電圧ベクトルを選び出す零相スイッチングパターンを決定することを特徴とするスイッチングパターン生成方法。
仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
入力電流指令ベクトルが入力側の基本ベクトルのセクター間を移行するとき、もしくは出力電圧指令ベクトルが出力側の基本ベクトルのセクター間を移行するとき、双方向スイッチの切り替わりは１相ごとに行って２相以上同時切り替えを防止することを特徴とするスイッチングパターン生成方法。
仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
零電圧ベクトルの組み合わせの自由度を用いて、スイッチング状態に合わせてスイッチングテーブルを変更し、セクター間移行時の２相以上同時切り替えを防止することを特徴とするスイッチングパターン生成方法。
仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
定常運転状態で、予め次に移行する基本ベクトルのセクターを５パターンに限定して予測しておき、その５パターンに移行する際に双方向スイッチが２相以上同時切り替わることを防止できるようなスイッチの切り替え状態に現在のパターンを変更しておくことを特徴とするスイッチングパターン生成方法。
仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
任意のデューティにおけるセクター間の更新するタイミングで双方向スイッチが２相以上同時に切り替わる状態にあるとき、その瞬間でのデューティの更新を延期し、次の更新タイミングで２相以上同時に切り替わることのない双方向スイッチの状態でデューティの更新を行って同時にスイッチの切り替えを行わないことを特徴とするスイッチングパターン生成方法。