JPH0515699U - ステツプモータの定電流駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 乾電池の様に電圧変動が生じやすい電源に依
存するステップモータの定電流駆動回路における電圧変
動に起因するトルク変動簡単な回路で実用上充分に抑制
する。 【構成】 負荷Ｌに流れる駆動電流を目標電圧に対応し
て制御する。モータ励磁相を切り換えるパルス状の指令
信号の時間幅の前半領域では相対的に低い電圧が目標電
圧として加えられ，指令信号の時間幅の後半領域では相
対的に高い電圧が目標電圧として加えられる。段階的な
指令電圧が駆動電流の立ち上がり波形のリミッタとして
作用するので，電源変動によるトルク変動が抑制され
る。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案はステップモータを定電流駆動するためのステップモータの定電流駆動 回路の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】

ステップモータの様にＬ成分負荷を有する装置を駆動する駆動回路としては一 般に，負荷に対して定電圧が加わる様に制御する定電圧駆動方式と，負荷に対し て定電流が流れる様に制御する定電流駆動方式とが知られているが，温度変化に 対する安定性や各種の負荷インピーダンスの変動に対する安定性等の点で一般に 定電流駆動方式が優れている。

【０００３】 例えば，図８は従来より知られているバイポーラ方式のステップモータの定電 流駆動回路の一例を示したものである。トランジスタＴ１・Ｔ２・Ｔ３・Ｔ４の ブリッジ回路には負荷となるコイルＬが接続されており，トランジスタＴ１・Ｔ ２にはインバータ１・２が，トランジスタＴ３・Ｔ４にはＨイネールブルの制御 端子を持つオペアンプ３・４が接続されている。

【０００４】 今，インバータ１とオペアンプ４に加えられる制御パルスＣ１がＨレベルにな ると，トランジスタＴ１・Ｔ４がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ１−コイ ルＬ−トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流Ｉが流れ，逆にインバータ２ とオペアンプ３に加えられる制御パルスＣ２がＨレベルになると，トランジスタ Ｔ２・Ｔ３がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ２−コイルＬ−トランジスタ Ｔ３−抵抗５を介して駆動電流−Ｉが流れる。

【０００５】 オペアンプ３・４の正相入力には定電流回路６から抵抗７に電流を供給した時 に抵抗７に発生する定電圧が目標電圧として加えられ，又，オペアンプ３・４の 逆相入力にはコイルＬとシリーズ接続された検出抵抗５の端子電圧が加えられて いる。従って，オペアンプ３・４はコイルＬに流れる駆動電流によって検出抵抗 ５に発生する電圧がオペアンプ３・４の正相入力と等しくなる様に駆動電流を制 御するので，駆動電流は定電流となり，コイルＬは定電流駆動される。

【０００６】

【考案が解決しようとする課題】

しかしながら，上記の様な定電流駆動方式を採用した場合には，駆動電流の立 ち上がり時に負荷のＬ成分のために駆動電流の立ち上がり波形が遅れることが知 られており，従って，ステップモータの様にパルス状の駆動電流が供給される機 器の場合には，駆動電流の立ち上がり波形の遅延は避けられないものである。こ の駆動電流の立ち上がり波形の遅延も常時一様に発生するものであれば，モータ トルク等の変動要因にはならないが，上記の電流遅延は電源電圧ＶＢの高低によ って変化する電圧依存性を有している。即ち，図９はこの様子を原理的に示した ものであり，パルス状の指令信号ＩＮ１の切換時に，電源電圧ＶＢが充分な場合 には点線のカーブＡに示す様に駆動電流は急峻に立ち上がるが，電源電圧ＶＢが 不足している場合には一点鎖線のカーブＢに示す様に駆動電流は緩慢に立ち上が る。

【０００７】 従って，例えばカメラ様シャッタの様に，電源を乾電池に依存する機器の駆動 源として使用されるステップモータを定電流駆動する場合には，上記の電圧依存 性のために安定したモータトルクを得られないという問題があった。

【０００８】

【課題を解決するための手段】

本考案はこの様な問題点を解決するためになされたものであり，電圧依存性の 影響を減少せしめ，電源変動が生じる様な機器の場合でも簡単な回路構成であり ながら実用上充分に安定したモータトルクを得られる様にしたステップモータの 定電流駆動回路を提供することを目的とする。

【０００９】 要約すれは，本考案のステップモータの定電流駆動回路は，目標電圧に対応し て駆動電流が制御されるサーボ系を有し，ステップモータの各励磁相の通電切換 を指令するパルス状の指令信号に同期して前記サーボ系に目標電圧を与える様に したステップモータの定電流駆動回路を前提として，前記パルス状の指令信号の 時間幅の前半領域において相対的に絶対値が低い電圧を目標電圧として前記サー ボ系に与える第１の電圧源手段と，前記パルス状の指令信号の時間幅の後半領域 において相対的に絶対値が高い電圧を目標電圧として前記サーボ系に与える第２ の電圧源手段とを具備することにより上記の目的を達成するものである。又，望 ましくは前記第１の電圧源手段は電源電圧に逆比例対応成分を含む電圧出力を発 生する様になされている。

【００１０】

【作用】

本考案のステップモータの定電流駆動回路によれば，ステップモータの駆動電 流は目標電圧に対応して制御される。従って，ステップモータの各励磁相の通電 切換を指令するパルス状の指令信号に同期して目標電圧を与えるとステップモー タにはパルス状の駆動電流が供給される。ステップモータの駆動電流はパルス状 の指令信号に同期して切り換わるが，この時の駆動電流の立ち上がり波形には時 間遅延が生じ，しかも立ち上がり波形は電源電圧に依存して変動する。本考案で はパルス状の指令信号の時間幅を分割し，分割された時間幅の前半領域と後半領 域とで段階的に目標電圧を上昇させる様になされているので，電源電圧に余裕が ない場合でも駆動電流は目標電圧に追従することができ，又，電源電圧が充分に 高い場合には段階的に増大する目標電圧が駆動電流のリミッタとして作用するの で，駆動電流の立ち上がり波形の電圧依存性は緩和され，安定したモータトルク を得ることが可能となる。

【００１１】

【実施例】

図１は本考案にかかるステップモータの定電流駆動回路の１実施例を示すもの であり，図８において示した要素と共通の要素に関しては図８に示した符号と同 一の符号を付して冗長な説明は省略する。又，本考案は２相励磁方式のステップ モータを想定しており，第１相側の駆動回路ＣＨ１が有する各要素は第２相側の 駆動回路ＣＨ２も全く共通に有している。更に，１００はＩＣチップを示してお り，ＩＣチップ１００の外側に描かれている回路要素は本実施例では外付けであ ることを示している。尚，抵抗Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３・Ｒ4 や後述の図６における抵 抗１７〜２２は単なる分圧比を設定するためのものであるので，ＩＣ内抵抗に置 き換えても精度上は差し支えない。

【００１２】 図中１０はオペアンプ３・４に電源電圧ＶＢに逆比例する目標電圧を与える電 圧源であり，例えば図２に示す様に電源電圧ＶＢを分圧して逆相アンプ１０ａに 入力すれば逆相アンプ１０ａからは電源電圧ＶＢに逆比例する電圧が得られる。 詳述すれば，VC1 ＝10b(1 −Rd/Rc)−ＫVB・Rd/Rc ，且つ，Ｋ＝Rb/(Ra＋Rb) と し，基準電源電圧がVBTYP 時にＫ＝10b/VBTYP になる様に設定すれば，VB逆比例 対応成分はRd/RC により任意に設定することができる。尚，１０ｂは定電圧であ る。電圧源１０の出力電圧は抵抗Ｒ１・Ｒ２で分圧されてオペアンプ３・４の正 相入力に目標電圧ＶＣ１として加えられるとともに，抵抗Ｒ１・Ｒ２で分圧され て第２相ＣＨ２側の同種回路要素にも目標電圧ＶＣ２として加えられる。

【００１３】 １１はオペアンプ３・４に定電圧を目標電圧として与える定電圧源であり，定 電圧源１１の出力電圧は抵抗Ｒ３・Ｒ４で分圧されてオペアンプ３・４の正相入 力に目標電圧ＶＣ１として加えられるとともに，抵抗Ｒ３・Ｒ４で分圧されて第 ２相ＣＨ２側の同種回路要素にも目標電圧ＶＣ２として加えられる。

【００１４】 電圧源１０及び定電圧源１１とオペアンプ３・４の間にはフリップフロップ１ ２によって切換動作をなすスイッチング手段１３が介在しており，このスイッチ ング手段１３の切換スイッチ１３ａは，フリップフロップ１２がセットされてい る時には抵抗Ｒ１・Ｒ２の分圧点をオペアンプ３・４に接続し，フリップフロッ プ１２がリセットされている時には抵抗Ｒ３・Ｒ４の分圧点をオペアンプ３・４ に接続する。又，第２相側の切換スイッチ１３ｂはフリップフロップ１２がリセ ットされている時には抵抗Ｒ１・Ｒ４２分圧点を，フリップフロップ１２がセッ トされている時には抵抗Ｒ３・Ｒ４の分圧点を各々目標電圧ＶＣ２として第２相 側の同種要素に加える。

【００１５】 図３のタイムチャートに示す様に，パルス状の指令信号ＩＮ１・ＩＮ２は位相 が９０°ずれているので，指令信号ＩＮ１のアップエッジ及びダウンエッジでフ リップフロップ１２をセットし，指令信号ＩＮ２のアップエッジ及びダウンエッ ジでフリップフロップ１２をリセットするとともに，電圧源１０内の抵抗の抵抗 値を適宜選定すれば，指令信号ＩＮ１の時間幅内で段階的に増大する電圧を目標 電圧としてオペアンプ３・４に対して加えることができる。

【００１６】 次に，１４は上述のインバータ１・２並びにオペアンプ３・４に対して制御パ ルスＣ１・Ｃ２を与えるとともに，第２相側の同種回路要素に対して制御パルス Ｃ３・Ｃ４を与える制御部であり，制御パルスＣ１は指令信号ＩＮ１と同位相， 制御パルスＣ２は指令信号ＩＮ１と逆位相，制御パルスＣ３は指令信号ＩＮ２と 同位相，制御パルスＣ４は指令信号ＩＮ２ト逆位相である。

【００１７】 次に，上記事項及び図３のタイムチャート並びに図４及び図５の特性曲線を参 照して上記実施例の動作を説明する。

【００１８】 先ず，パワーオン信号ＰＯＮがオンになるとともにインヒビット信号ＩＮＨが オフになると，制御部１４は，第１相指令信号ＩＮ１に同期して制御パルスＣ１ ・Ｃ２を発生するとともに，第２相指令信号ＩＮ２に同期して制御パルスＣ３・ Ｃ４を発生する。尚，以下においては第１相ＣＨ１側を中心に説明するが，位相 が異なるのみで第２相側も全く同様に作用する。

【００１９】 制御パルスＣ１はインバータ１とオペアンプ４に入力され，制御パルスＣ２は インバータ２とオペアンプ３に入力されている。従って，制御パルスＣ１がオン の時間領域ではトランジスタＴ１とトランジスタＴ４が導通して，電源ＶＢから トランジスタＴ１−コイルＬ−トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流が流 れる。逆に制御パルスＣ２がオンの時間領域では，トランジスタＴ２とトランジ スタＴ３が導通して，電源ＶＢからトランジスタＴ２−コイルＬ−トランジスタ Ｔ３−抵抗５を介して駆動電流が流れる。

【００２０】 駆動電流が流れることによって検出抵抗５に発生する電圧はオペアンプ３・４ の逆相入力にフィードバックされ，オペアンプ３・４は逆相入力レベルと正相入 力レベルがイマジナルショートになる様に駆動電流を制御する。

【００２１】 さて，指令信号ＩＮ１のアップエッジから指令信号ＩＮ２のアップエッジまで の時間領域（即ち，指令信号ＩＮ１の時間幅の前半領域）ではフリップフロップ １２はセットされ，指令信号ＩＮ２のアップエッジから指令信号ＩＮ２のダウン エッジまでの時間領域（即ち，指令信号ＩＮ１の時間幅の後半領域）ではフリッ プフロップ１２はリセットされる。

【００２２】 従って，スイッチング手段１３は，指令信号ＩＮ１の時間幅の前半領域では抵 抗Ｒ１とＲ２の分圧レベルをオペアンプ３・４に対して目標電圧ＶＣ１として供 給し，指令信号ＩＮ１の時間幅の後半領域では抵抗Ｒ３とＲ４の分圧レベルをオ ペアンプ３・４に対して目標電圧ＶＣ１として供給する。

【００２３】 従って，コイルＬに流れる駆動電流も２段階に上昇する目標電圧ＶＣ１に追従 して変化する。図３のタイムチャートでは駆動電流Ｉ１がコイルＬに流れる電流 を示しており，図３において，制御パルスＣ１のアップエッジで駆動電流Ｉ１が 上昇し，制御パルスＣ２のアップエッジで駆動電流Ｉ１が下降しているのは，制 御パルスＣ１・Ｃ２の切換に伴ってコイルＬに流れる駆動電流Ｉ１の方向が切り 換わっていることを示している。

【００２４】 さて，目標電圧ＶＣ１をオペアンプ３・４に加えると，抵抗５に発生する電圧 が目標電圧ＶＣ１に追従する様にコイルＬに流れる駆動電流が制御されるが，本 実施例の場合，目標電圧ＶＣ１が段階的に上昇しているので，電源電圧ＶＢの変 動による駆動電流の誤差範囲は減少し，従って，トルク誤差も減少する。

【００２５】 図４及び図５はオペアンプ３・４の正相入力に加えられる目標電圧ＶＣ１とコ イルＬに流れる駆動電流Ｉ１の関係を示しており，このうち図５は電源電圧ＶＢ が充分な場合，図４は電源電圧ＶＢが動作保証が得られる最低レベルの場合を示 している。

【００２６】 本考案は駆動電流の立上り波形の電圧依存性を解決するものではないので，電 源電圧が充分に高い場合の駆動電流の立ち上がり波形Ｉ１（Ｈ）は電源電圧が低 い場合の駆動電流の立ち上がり波形Ｉ１（Ｌ）よりも急峻なものとなるが，目標 電圧ＶＣ１が２段階に変化するために，駆動電流の立ち上がり時における相対的 に低レベルの目標電圧ＶＣ１が駆動電流Ｉ１（Ｈ）のリミッタとして作用し，駆 動電流Ｉ１（Ｈ）は頭打ちとなる。従って，電源電圧の差に起因する駆動電流Ｉ １の積分値の偏差が減少し，安定したモータトルクを得ることができる。特に， 本実施例の様に指令信号ＩＮ１の前半領域を電源電圧ＶＢに逆比例対応成分を含 ませる様にした場合には，電源電圧ＶＢが高い時ほど，上記のリミッタが早く作 用するので，電源電圧ＶＢの変動に起因する駆動電流の積分値の偏差が減少し， より安定したモータトルクを得ることが可能となる。

【００２７】 次に，図６は本発明の他の実施例を示す回路図であり，図１の実施例と共通す る要素に関しては図１と同一符号を付して，重複した説明は省略する。図６の実 施例は抵抗の分圧比を変化させることにより，オペアンプ３・４に対して加えら れる目標電圧を変化させる様にしている。

【００２８】 フリップフロップ１２がセットされている時はトランジスタ１５がオフするの で，定電圧源１１の出力を抵抗１７・１８で分圧された電圧が目標電圧ＶＣ１と してオペアンプ３・４に加えられるが，フリップフロップ１２がリセットされる とトランジスタ１５がオンして抵抗１９が抵抗１８と並列に組み込まれるので電 圧点のレベルが上昇し，従って，オペアンプ３・４に加えられる目標電圧ＶＣ１ が段階的に変動する様になされている。尚，抵抗２０・２１・２２及びトランジ スタ１６は第２相側に対応するものであり，オンオフが反転している点を除いて 第１相側と全く同様である。

【００２９】 又，上記においては，モータに流れる駆動電流を直接的に電圧に変換してオペ アンプ３・４の逆相入力に加える様にした例を示したが，例えば図７の変形回路 に示す様に，トランジスタＴ３に対してトランジスタＴ５を，トランジスタＴ４ に対してトランジスタＴ６を，各々ベースを共有したカレントミラー接続して， トランジスタＴ３にはトランジスタＴ５に流れる電流と比例する電流が流れ，ト ランジスタＴ４にはトランジスタＴ６に流れる電流と比例する電流が流れる様に なし，トランジスタＴ５・Ｔ６に流れる電流を抵抗５で検出してオペアンプ３・ ４にフィードバックする様にしてもよい。

【００３０】 尚，上記においてはバイポーラ駆動方式のステップモータに本考案を適用した 例を示したが，定電流駆動方式のステップモータである限り本考案を適用できる ことはいうまでもない。又，上記においては２相励磁方式のステップモータに本 考案を適用した例を示したが，本考案は励磁方式に係わりなく適用できることも いうまでもない。更に，上記においては，ステップモータの駆動電流を直接的又 は間接的に検出して，クローズループ制御をする様にした例を示したが，駆動電 流が目標電流に対応して制御される限り，例えばカレントミラー回路等を使用し たオープンループ制御の場合にも本考案は適用できるものである。

【００３１】

【考案の効果】

以上説明した様に，本考案によれば，極めて簡単な回路構成でありながら，電 源電圧の変動に起因する駆動電流の立ち上がり波形の変動幅を実用上充分に抑制 することが可能となり，モータトルクの変動幅も実用上十分な範囲に抑制するこ と可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の１実施例に係るステップモータの定電
流駆動回路の回路図。

【図２】図１に示す電圧源の具体的な回路を示す回路
図。

【図３】図１に示す実施例のタイムチャートチャート。

【図４】図１に示す実施例の目標電圧と駆動電流の関係
を示す特性図。

【図５】図１に示す実施例の目標電圧と駆動電流の関係
を示す特性図。

【図６】本考案の他の実施例を示す回路図。

【図７】本考案の変形例を示す回路図。

【図８】従来の該種回路例を示す回路図。

【図９】駆動電流の電圧依存性を示す特性図。

【符号の説明】

Ｌ コイル ３ オペアンプ ４ オペアンプ ５ 検出用抵抗 １０ 電圧源 １１ 定電圧源スタ １２ フリップフロップ １３ スイッチング手段 Ｒ１ 抵抗 Ｒ２ 抵抗 Ｒ３ 抵抗 Ｒ４ 抵抗 Ｒ５ 抵抗 Ｒ６ 抵抗 Ｒ７ 抵抗 Ｒ８ 抵抗

Claims (2)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 目標電圧に対応して駆動電流が制御され
   るサーボ系を有し，ステップモータの各励磁相の通電切
   換を指令するパルス状の指令信号に同期して前記サーボ
   系に目標電圧を与える様にしたステップモータの定電流
   駆動回路において， 前記パルス状の指令信号の時間幅の前半領域において相
   対的に絶対値が低い電圧を目標電圧として前記サーボ系
   に与える第１の電圧源手段と， 前記パルス状の指令信号の時間幅の後半領域において相
   対的に絶対値が高い電圧を目標電圧として前記サーボ系
   に与える第２の電圧源手段とを具備するステップモータ
   の定電流駆動回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載のステップモータの定電流
   駆動回路において，前記第１の電圧源手段は電源電圧に
   逆比例対応成分を含む電圧出力を発生することを特徴と
   するステップモータの定電流源駆動回路。