JPH05160800A - ノイズ抑制ｆｍ受信装置 - Google Patents
ノイズ抑制ｆｍ受信装置Info
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- JPH05160800A JPH05160800A JP3347899A JP34789991A JPH05160800A JP H05160800 A JPH05160800 A JP H05160800A JP 3347899 A JP3347899 A JP 3347899A JP 34789991 A JP34789991 A JP 34789991A JP H05160800 A JPH05160800 A JP H05160800A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭステレオ受信機において、ＦＭステレオ
復調信号のＳＮ比をモノラル信号のレベルまで向上させ
て高ＳＮ比のステレオ受信を可能とすることである。 【構成】 副搬送波発振器７の出力で制御されるＶＣＯ
１６の出力とリミッタ４のＩＦ出力とが周波数コンバー
タ１９に加えられて合成され、その合成信号がＢＰＦ２
０を介してＶＣＯ１８の出力と共に周波数コンバータ２
１に入力され、両者の差成分信号がＬＰＦ２２を介して
周波数コンバータ２３に加えられる。周波数コンバータ
２３では上記差成分信号が所定のＩＦ信号に変換され、
ＢＰＦ２５を介して周波数ディスクリミネータ２６に入
力されてＦＭ復調出力を得る。このＦＭ復調出力はＬＰ
Ｆを介してＥSが抽出され、ＬＰＦ２９からのＥMと共に
マトリクス回路２８に加えられ、該回路からのＥR，ＥL
がディエンファシス回路１２，１３を介して右耳信号１
４、左耳信号１５として取り出される。
復調信号のＳＮ比をモノラル信号のレベルまで向上させ
て高ＳＮ比のステレオ受信を可能とすることである。 【構成】 副搬送波発振器７の出力で制御されるＶＣＯ
１６の出力とリミッタ４のＩＦ出力とが周波数コンバー
タ１９に加えられて合成され、その合成信号がＢＰＦ２
０を介してＶＣＯ１８の出力と共に周波数コンバータ２
１に入力され、両者の差成分信号がＬＰＦ２２を介して
周波数コンバータ２３に加えられる。周波数コンバータ
２３では上記差成分信号が所定のＩＦ信号に変換され、
ＢＰＦ２５を介して周波数ディスクリミネータ２６に入
力されてＦＭ復調出力を得る。このＦＭ復調出力はＬＰ
Ｆを介してＥSが抽出され、ＬＰＦ２９からのＥMと共に
マトリクス回路２８に加えられ、該回路からのＥR，ＥL
がディエンファシス回路１２，１３を介して右耳信号１
４、左耳信号１５として取り出される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はノイズ抑制ＦＭ受信装置
に係り、特に弱電界受信時のＦＭ復調ノイズを低減させ
てステレオ信号のＳＮ比を改善するための構成に関す
る。
に係り、特に弱電界受信時のＦＭ復調ノイズを低減させ
てステレオ信号のＳＮ比を改善するための構成に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来のＦＭステレオ受信機の主要
部の構成を示す。同図において、受信アンテナ１で受信
された受信信号は周波数コンバータ２に加えられ、該コ
ンバータにより局部発振器３の周波数との差の中間周波
数（ＩＦ）の信号に変換される。この中間周波成分信号
はリミッタ４で振幅一定とされてから周波数ディスクリ
ミネータ５により周波数−電圧（振幅）の変換を施され
てＦＭのベースバンド信号を復元する。
部の構成を示す。同図において、受信アンテナ１で受信
された受信信号は周波数コンバータ２に加えられ、該コ
ンバータにより局部発振器３の周波数との差の中間周波
数（ＩＦ）の信号に変換される。この中間周波成分信号
はリミッタ４で振幅一定とされてから周波数ディスクリ
ミネータ５により周波数−電圧（振幅）の変換を施され
てＦＭのベースバンド信号を復元する。
【０００３】図７（ａ）はＦＭのベースバンド信号の周
波数分布であり、同図から分かるようにこのベースバン
ド信号は０〜１５ｋHzのモノラル信号ＥMにｆｐ＝１９
ｋHzのパイロット信号Ｐcosωpt を加え、更に２ｆｐ＝
３８ｋHzの副搬送波信号をステレオ信号（０〜１５ｋH
z）ＥSで振幅変調した信号ＥScos２ωpt が多重されて
いる。
波数分布であり、同図から分かるようにこのベースバン
ド信号は０〜１５ｋHzのモノラル信号ＥMにｆｐ＝１９
ｋHzのパイロット信号Ｐcosωpt を加え、更に２ｆｐ＝
３８ｋHzの副搬送波信号をステレオ信号（０〜１５ｋH
z）ＥSで振幅変調した信号ＥScos２ωpt が多重されて
いる。
【０００４】図７（ａ）はＥM＋ＥScos２ωpt の波形を
示す。実際のベースバンド信号においては、図（ａ）の
信号にＰcosωpt が多重化されている。前記ベースバン
ド信号は狭帯域バンドパスフィルタ６に加えられてパイ
ロット信号Ｐcosωpt が抽出され、これにより副搬送波
発振器７の位相を制御して副搬送波信号cos２ωpt を得
る。
示す。実際のベースバンド信号においては、図（ａ）の
信号にＰcosωpt が多重化されている。前記ベースバン
ド信号は狭帯域バンドパスフィルタ６に加えられてパイ
ロット信号Ｐcosωpt が抽出され、これにより副搬送波
発振器７の位相を制御して副搬送波信号cos２ωpt を得
る。
【０００５】一方、前記ベースバンド信号はフィルタ８
に加えられてパイロット成分が除去され、図７（ａ）に
示すＥM＋ＥScos２ωpt の信号を得る。この信号は電子
スイッチ９に加えられるが、該スイッチは副搬送波信号
cos２ωpt により駆動されており、cos２ωpt ＝１とco
s２ωpt ＝−１とに応じて、図７（ａ）の信号をローパ
スフィルタ１０，１１に分離し、図７（ａ）のＥRとＥL
とを得、更にディエンファシス回路１２，１３を介して
右耳信号１４、左耳信号１５を得る。
に加えられてパイロット成分が除去され、図７（ａ）に
示すＥM＋ＥScos２ωpt の信号を得る。この信号は電子
スイッチ９に加えられるが、該スイッチは副搬送波信号
cos２ωpt により駆動されており、cos２ωpt ＝１とco
s２ωpt ＝−１とに応じて、図７（ａ）の信号をローパ
スフィルタ１０，１１に分離し、図７（ａ）のＥRとＥL
とを得、更にディエンファシス回路１２，１３を介して
右耳信号１４、左耳信号１５を得る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述した
従来のＦＭステレオ復調方式では、図７（ｂ）のＦＭ復
調ノイズの周波数分布からも明らかなように、モノラル
成分ＥMに比べてＥScos２ωpt のステレオ成分のノイズ
は著しく大きく、弱電界ではモノラル受信に比べてステ
レオ受信のＳＮ比の劣化となる問題がある。
従来のＦＭステレオ復調方式では、図７（ｂ）のＦＭ復
調ノイズの周波数分布からも明らかなように、モノラル
成分ＥMに比べてＥScos２ωpt のステレオ成分のノイズ
は著しく大きく、弱電界ではモノラル受信に比べてステ
レオ受信のＳＮ比の劣化となる問題がある。
【０００７】この問題は図７（ｂ）に示すＦＭ復調時の
ベースバンド信号のノイズが三角ノイズとなっている高
周波ノイズが大きくなるためである。
ベースバンド信号のノイズが三角ノイズとなっている高
周波ノイズが大きくなるためである。
【０００８】本発明の目的はＦＭステレオ受信機におい
て、ＦＭステレオ復調信号のＳＮ比をモノラル復調信号
のレベル程度にまで向上させて高ＳＮ比のステレオ受信
を可能とすることにある。
て、ＦＭステレオ復調信号のＳＮ比をモノラル復調信号
のレベル程度にまで向上させて高ＳＮ比のステレオ受信
を可能とすることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、受信信号を所定の中間周波成分信号に変
換後、ＦＭ復調により得られたベースバンド信号と、該
ベースバンド信号から抽出された副搬送波成分信号と、
に基づいて、モノラル成分信号に多重されたステレオ成
分信号を抽出するＦＭ受信装置において、前記副搬送波
成分信号と、前記中間周波成分信号と、を合成して合成
成分信号に変換する合成成分出力手段と、上記合成成分
信号と前記モノラル成分信号との差成分信号を得る差成
分出力手段と、上記差成分信号を所定の周波数成分信号
に変換し和及び差の周波数成分信号を得る周波数変換手
段と、前記周波数成分信号をＦＭ復調してノイズ成分が
除去された前記ステレオ成分信号を得るステレオ成分抽
出手段と、前記ベースバンド信号からモノラル成分信号
を得るモノラル成分抽出手段と、前記モノラル成分信号
と前記ステレオ成分信号とをマトリクス処理して、左右
側成分信号を得るマトリクス処理手段と、を備えたこと
を特徴とする。なお、前記ステレオ成分抽出手段に、前
記副搬送波成分信号に基づいてＦＭ復調出力をスイッチ
ングするスイッチング手段を設けてもよい。
め、本発明は、受信信号を所定の中間周波成分信号に変
換後、ＦＭ復調により得られたベースバンド信号と、該
ベースバンド信号から抽出された副搬送波成分信号と、
に基づいて、モノラル成分信号に多重されたステレオ成
分信号を抽出するＦＭ受信装置において、前記副搬送波
成分信号と、前記中間周波成分信号と、を合成して合成
成分信号に変換する合成成分出力手段と、上記合成成分
信号と前記モノラル成分信号との差成分信号を得る差成
分出力手段と、上記差成分信号を所定の周波数成分信号
に変換し和及び差の周波数成分信号を得る周波数変換手
段と、前記周波数成分信号をＦＭ復調してノイズ成分が
除去された前記ステレオ成分信号を得るステレオ成分抽
出手段と、前記ベースバンド信号からモノラル成分信号
を得るモノラル成分抽出手段と、前記モノラル成分信号
と前記ステレオ成分信号とをマトリクス処理して、左右
側成分信号を得るマトリクス処理手段と、を備えたこと
を特徴とする。なお、前記ステレオ成分抽出手段に、前
記副搬送波成分信号に基づいてＦＭ復調出力をスイッチ
ングするスイッチング手段を設けてもよい。
【００１０】
【作用】本発明のＦＭ受信装置において、副搬送波成分
信号と中間周波成分信号とが合成された合成成分信号
と、モノラル成分信号と、から差成分信号を得る。この
差成分信号は所定の周波数成分信号に変換され、和及び
差の周波数成分信号を得る。上記周波数成分信号はＦＭ
復調され、ノイズ成分が除去されたステレオ成分信号が
抽出される。上記ステレオ成分信号はモノラル成分信号
と共にマトリクス処理され、左右側成分信号を得る。
信号と中間周波成分信号とが合成された合成成分信号
と、モノラル成分信号と、から差成分信号を得る。この
差成分信号は所定の周波数成分信号に変換され、和及び
差の周波数成分信号を得る。上記周波数成分信号はＦＭ
復調され、ノイズ成分が除去されたステレオ成分信号が
抽出される。上記ステレオ成分信号はモノラル成分信号
と共にマトリクス処理され、左右側成分信号を得る。
【００１１】
【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。
図７のＦＭ復調のノイズの周波数分布より明らかなよう
にモノラル信号ＥMに多重したＥScos２ωpt をとり出す
従来のＦＭステレオ復調方式では高周波でのノイズが多
くて不利である点に鑑みて、本発明ではＥScos２ωpt
を低周波におとしてからＦＭ復調を行うことによりＦＭ
復調ノイズを低減することを意図しており、図１に本発
明によるＦＭ復調装置の一実施例を示す。
図７のＦＭ復調のノイズの周波数分布より明らかなよう
にモノラル信号ＥMに多重したＥScos２ωpt をとり出す
従来のＦＭステレオ復調方式では高周波でのノイズが多
くて不利である点に鑑みて、本発明ではＥScos２ωpt
を低周波におとしてからＦＭ復調を行うことによりＦＭ
復調ノイズを低減することを意図しており、図１に本発
明によるＦＭ復調装置の一実施例を示す。
【００１２】同図において、図６と同一符号は同一又は
類似の回路をあらわし、１６及び１８は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、１７は通過帯域０〜２０ｋHzのローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）、１９は周波数コンバータで、前記合
成成分出力手段を構成する。
類似の回路をあらわし、１６及び１８は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、１７は通過帯域０〜２０ｋHzのローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）、１９は周波数コンバータで、前記合
成成分出力手段を構成する。
【００１３】２０はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２
１は周波数コンバータで、前記差成分出力手段を構成す
る。２２はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２３は周波数
コンバータ、２４は局部発振器で、前記周波数変換手段
を構成する。２５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２
６は周波数ディスクリミネータ、２７はローパスフィル
タ（ＬＰＦ）で、前記ステレオ成分抽出手段を構成す
る。２８はマトリクス回路で、前記マトリクス処理手段
に相当する。２９はローパスフィルタで、前記モノラル
成分抽出手段を構成する。
１は周波数コンバータで、前記差成分出力手段を構成す
る。２２はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２３は周波数
コンバータ、２４は局部発振器で、前記周波数変換手段
を構成する。２５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２
６は周波数ディスクリミネータ、２７はローパスフィル
タ（ＬＰＦ）で、前記ステレオ成分抽出手段を構成す
る。２８はマトリクス回路で、前記マトリクス処理手段
に相当する。２９はローパスフィルタで、前記モノラル
成分抽出手段を構成する。
【００１４】図２Ａ，Ｂは、図１の回路による信号処理
波形を示し、その横軸は時間ｔ、その縦軸はベースバン
ド信号では振幅、ＩＦ信号などのＦＭ波では周波数とす
る。
波形を示し、その横軸は時間ｔ、その縦軸はベースバン
ド信号では振幅、ＩＦ信号などのＦＭ波では周波数とす
る。
【００１５】図１の実施例において、副搬送波発振器７
からの副搬送波信号αcos２ωpt （図２Ａ（ｃ））によ
りＶＣＯ１６の周波数が図２Ａ（ｃ）の縦軸に示すよう
に変化せしめられる。
からの副搬送波信号αcos２ωpt （図２Ａ（ｃ））によ
りＶＣＯ１６の周波数が図２Ａ（ｃ）の縦軸に示すよう
に変化せしめられる。
【００１６】一方、リミッタ４からのＩＦ出力（図２Ａ
（ａ））とＶＣＯ１６の出力（図２Ａ（ｃ））とは周波
数コンバータ１９に入力されて合成され、バンドパスフ
ィルタ２０を介して図２Ａ（ｄ）に示す合成信号ＥM＋c
os２ωpt （ＥS＋α）を得る（但しＰcosωpt のパイロ
ット信号は省略する）。
（ａ））とＶＣＯ１６の出力（図２Ａ（ｃ））とは周波
数コンバータ１９に入力されて合成され、バンドパスフ
ィルタ２０を介して図２Ａ（ｄ）に示す合成信号ＥM＋c
os２ωpt （ＥS＋α）を得る（但しＰcosωpt のパイロ
ット信号は省略する）。
【００１７】また周波数ディスクリミネータ５からのＦ
Ｍ復調信号がローパスフィルタ１７に加えられてＥM＋
Ｐcosωpt をとり出し、これによりＶＣＯ１８を制御し
てＦＭ信号を得て前記ＢＰＦ２０の出力と共に周波数コ
ンバータ２１に入力して両者の差周波数の信号を得る。
この信号は図２Ａ（ｄ）で破線のＥM（Ｐcosωpt は省
略する）を全体から差し引いたものであり、同図Ｂ
（ｅ）の波形となる。
Ｍ復調信号がローパスフィルタ１７に加えられてＥM＋
Ｐcosωpt をとり出し、これによりＶＣＯ１８を制御し
てＦＭ信号を得て前記ＢＰＦ２０の出力と共に周波数コ
ンバータ２１に入力して両者の差周波数の信号を得る。
この信号は図２Ａ（ｄ）で破線のＥM（Ｐcosωpt は省
略する）を全体から差し引いたものであり、同図Ｂ
（ｅ）の波形となる。
【００１８】ここで、周波数コンバータ２１及びＬＰＦ
２２の出力が図２Ｂ（ｅ）のようになるのは、同図Ａ
（ｄ）破線以下の成分が折り返って０Hz以上の周波数と
なるためである。
２２の出力が図２Ｂ（ｅ）のようになるのは、同図Ａ
（ｄ）破線以下の成分が折り返って０Hz以上の周波数と
なるためである。
【００１９】ＬＰＦ２２の出力（図２Ｂ（ｅ））を直接
ＦＭ復調してもよいが、図１の実施例では、復調信号と
図２Ｂ（ｅ）の低周波成分との分離を確実にするため、
局部発振器２４でcosωpt の信号を発生させ、この信号
により周波数コンバータ２３でＬＰＦ２２の出力との図
２Ｂ（ｆ）に示す和及び差の周波数成分を発生させる。
但し図２Ｂ（ｆ）で、実線は上側帯波（和成分）、破線
は下側帯波（差成分）を示す。
ＦＭ復調してもよいが、図１の実施例では、復調信号と
図２Ｂ（ｅ）の低周波成分との分離を確実にするため、
局部発振器２４でcosωpt の信号を発生させ、この信号
により周波数コンバータ２３でＬＰＦ２２の出力との図
２Ｂ（ｆ）に示す和及び差の周波数成分を発生させる。
但し図２Ｂ（ｆ）で、実線は上側帯波（和成分）、破線
は下側帯波（差成分）を示す。
【００２０】周波数コンバータ２３の出力はバンドパス
フィルタ２５を介してとり出されるが、図３はこのＢＰ
Ｆ２５の作用を示す。図３（ａ）は図２Ｂ（ｆ）の信号
に相当するものであり、図３（ｂ）はＢＰＦ２５の縦軸
を周波数としたフィルタ特性を示す。ＢＰＦ２５のカッ
トオフ周波数がｆ1の場合に、その出力は理想的には図
３（ｃ）の周波数成分となり、これを周波数ディスクリ
ミネータ２６で周波数−電圧する。図３（ｄ）は、ＢＰ
Ｆ２５の同図（ｂ）のフィルタ特性が破線のようにカッ
トオフ周波数ｆ1で傾斜している場合のＢＰＦ２５の出
力を表わし、同図（ｄ）で△表示以下の部分はＢＰＦ２
５の出力の裾の部分のｆ1＞ｆの成分がｆ1＜ｆの成分と
打ち消し合う。ＢＰＦ２５の出力は周波数ディスクリミ
ネータ２６に加えられ、そのＦＭ復調出力をローパスフ
ィルタ２７を通してステレオ成分ＥS（図２Ｂ（ｇ），
図３（ｃ）の破線）を得る。
フィルタ２５を介してとり出されるが、図３はこのＢＰ
Ｆ２５の作用を示す。図３（ａ）は図２Ｂ（ｆ）の信号
に相当するものであり、図３（ｂ）はＢＰＦ２５の縦軸
を周波数としたフィルタ特性を示す。ＢＰＦ２５のカッ
トオフ周波数がｆ1の場合に、その出力は理想的には図
３（ｃ）の周波数成分となり、これを周波数ディスクリ
ミネータ２６で周波数−電圧する。図３（ｄ）は、ＢＰ
Ｆ２５の同図（ｂ）のフィルタ特性が破線のようにカッ
トオフ周波数ｆ1で傾斜している場合のＢＰＦ２５の出
力を表わし、同図（ｄ）で△表示以下の部分はＢＰＦ２
５の出力の裾の部分のｆ1＞ｆの成分がｆ1＜ｆの成分と
打ち消し合う。ＢＰＦ２５の出力は周波数ディスクリミ
ネータ２６に加えられ、そのＦＭ復調出力をローパスフ
ィルタ２７を通してステレオ成分ＥS（図２Ｂ（ｇ），
図３（ｃ）の破線）を得る。
【００２１】一方、周波数ディスクリミネータ５のＦＭ
復調出力はローパスフィルタ２９を通すことによりモノ
ラル成分ＥMを抽出し、上記ステレオ成分と共にマトリ
クス回路２８に加える。マトリクス回路２８は上記
ＥM，ＥSからＥR＝（ＥM＋ＥS）／２，ＥL＝（ＥM−
ＥS）／２を演算し、更にディエンファシス回路１２，
１３を介して右耳信号１４、左耳信号１５を得る。
復調出力はローパスフィルタ２９を通すことによりモノ
ラル成分ＥMを抽出し、上記ステレオ成分と共にマトリ
クス回路２８に加える。マトリクス回路２８は上記
ＥM，ＥSからＥR＝（ＥM＋ＥS）／２，ＥL＝（ＥM−
ＥS）／２を演算し、更にディエンファシス回路１２，
１３を介して右耳信号１４、左耳信号１５を得る。
【００２２】前記周波数ディスクリミネータ２６による
ＦＭ復調では図２Ｂ（ｅ）の低周波成分（０〜１５ｋH
z）をとり出すので、図７のＦＭ復調の低周波成分のＥM
と同じノイズ分布となり、ステレオ信号ＥSのノイズが
低減される。なお、図３（ｃ），（ｄ）において、
ｔ1，ｔ2，ｔ3ではＦＭ波のレベルが減少しているの
で、ＦＭ復調でノイズを発生する場合がある。
ＦＭ復調では図２Ｂ（ｅ）の低周波成分（０〜１５ｋH
z）をとり出すので、図７のＦＭ復調の低周波成分のＥM
と同じノイズ分布となり、ステレオ信号ＥSのノイズが
低減される。なお、図３（ｃ），（ｄ）において、
ｔ1，ｔ2，ｔ3ではＦＭ波のレベルが減少しているの
で、ＦＭ復調でノイズを発生する場合がある。
【００２３】かかる場合に対処するためには、例えば、
図４に示す如く、周波数ディスクリミネータ２６とＬＰ
Ｆ２７との間にゲート回路３０を設け、このゲート回路
３０をパルス発生器３１からの４ｆｐ（７６ｋHz）のパ
ルスでオンオフする方法がある。
図４に示す如く、周波数ディスクリミネータ２６とＬＰ
Ｆ２７との間にゲート回路３０を設け、このゲート回路
３０をパルス発生器３１からの４ｆｐ（７６ｋHz）のパ
ルスでオンオフする方法がある。
【００２４】パルス発生器３１はＶＣＯ１６の出力cos
２ωpt （図５（ａ））により制御されてsin４ωpt
（図５（ｂ））を作り、sin４ωpt ＝ｔ1を図５（ｃ）
に示すパルスとし、sin４ωpt ＝１付近（ｔ1，ｔ2，ｔ
3…）をゲート回路３０でスイッチングして前記ＦＭ復
調出力からノイズを除去してフィルタ２７に加える。
２ωpt （図５（ａ））により制御されてsin４ωpt
（図５（ｂ））を作り、sin４ωpt ＝ｔ1を図５（ｃ）
に示すパルスとし、sin４ωpt ＝１付近（ｔ1，ｔ2，ｔ
3…）をゲート回路３０でスイッチングして前記ＦＭ復
調出力からノイズを除去してフィルタ２７に加える。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｆ
Ｍステレオ放送の受信において、ベースバンド信号に多
重されているステレオ成分を周波数演算操作により低周
波成分に変換してＦＭ復調するので、弱電界受信でもＦ
Ｍ復調ノイズが低減し、従ってこのＦＭ復調出力と元来
ＳＮ比の高いモノラルのＦＭ復調信号とをマトリクス処
理してＳＮ比の良好な左右耳信号を得ることができ、そ
の結果モノラル受信に近いＦＭステレオ受信のサービス
エリアが達成される。
Ｍステレオ放送の受信において、ベースバンド信号に多
重されているステレオ成分を周波数演算操作により低周
波成分に変換してＦＭ復調するので、弱電界受信でもＦ
Ｍ復調ノイズが低減し、従ってこのＦＭ復調出力と元来
ＳＮ比の高いモノラルのＦＭ復調信号とをマトリクス処
理してＳＮ比の良好な左右耳信号を得ることができ、そ
の結果モノラル受信に近いＦＭステレオ受信のサービス
エリアが達成される。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２Ａ】上記実施例による信号処理波形図である
【図２Ｂ】上記実施例による信号処理波形図である。
【図３】前記実施例におけるバンドパスフィルタ２５の
作用を示す波形図である。
作用を示す波形図である。
【図４】前記実施例の変形例を示すブロック図である。
【図５】図４の変形例の動作説明用のタイムチャートで
ある。
ある。
【図６】従来のＦＭステレオ受信機を示すブロック図で
ある。
ある。
【図７】ＦＭ復調のベースバンド信号とノイズとの分布
を示す図である。
を示す図である。
５，２６ 周波数ディスクリミネータ ６，２０，２５ ＢＰＦ １６，１８ ＶＣＯ １７，２２，２７，２９ ＬＰＦ １９，２３ 周波数コンバータ ２８ マトリクス回路 ３０ ゲート回路
Claims (2)
- 【請求項１】 受信信号を所定の中間周波成分信号に変
換後、ＦＭ復調により得られたベースバンド信号と、該
ベースバンド信号から抽出された副搬送波成分信号と、
に基づいて、モノラル成分信号に多重されたステレオ成
分信号を抽出するＦＭ受信装置において、 前記副搬送波成分信号と、前記中間周波成分信号と、を
合成して合成成分信号に変換する合成成分出力手段と、 上記合成成分信号と前記モノラル成分信号との差成分信
号を得る差成分出力手段と、 上記差成分信号を所定の周波数成分信号に変換し和及び
差の周波数成分信号を得る周波数変換手段と、 前記周波数成分信号をＦＭ復調してノイズ成分が除去さ
れた前記ステレオ成分信号を得るステレオ成分抽出手段
と、 前記ベースバンド信号からモノラル成分信号を得るモノ
ラル成分抽出手段と、 前記モノラル成分信号と前記ステレオ成分信号とをマト
リクス処理して、左右側成分信号を得るマトリクス処理
手段と、 を備えたことを特徴とするノイズ抑制ＦＭ受信装置。 - 【請求項２】 前記ステレオ成分抽出手段が、前記副搬
送波成分信号に基づいてＦＭ復調出力をスイッチングす
るスイッチング手段を有することを特徴とする請求項１
に記載のノイズ抑制ＦＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3347899A JPH05160800A (ja) | 1991-12-03 | 1991-12-03 | ノイズ抑制ｆｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3347899A JPH05160800A (ja) | 1991-12-03 | 1991-12-03 | ノイズ抑制ｆｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05160800A true JPH05160800A (ja) | 1993-06-25 |
Family
ID=18393360
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3347899A Pending JPH05160800A (ja) | 1991-12-03 | 1991-12-03 | ノイズ抑制ｆｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05160800A (ja) |
-
1991
- 1991-12-03 JP JP3347899A patent/JPH05160800A/ja active Pending
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