JPH05176595A - 誘導電動機用インバータ装置 - Google Patents
誘導電動機用インバータ装置Info
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- JPH05176595A JPH05176595A JP3337188A JP33718891A JPH05176595A JP H05176595 A JPH05176595 A JP H05176595A JP 3337188 A JP3337188 A JP 3337188A JP 33718891 A JP33718891 A JP 33718891A JP H05176595 A JPH05176595 A JP H05176595A
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- 230000006698 induction Effects 0.000 title claims abstract description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】デッドタイムの影響を受けずに所望する波形に
近い出力波形をリニアに補正して得ることができる誘導
電動機のインバータ装置を提供するにある。 【構成】弁別回路１１は制御信号の位相角に基づいて、
出力電圧が正の領域か負の領域かを判断して、夫々の領
域に対応する判定レベルＬａ又はＬｂを選択する。比較
器１２はこの選択された判定レベルＬａ又はＬｂと、出
力電流に対応した電流検出器１０の検出出力とを比較器
１２で比較する。演算器１４は比較器１２の出力をトリ
ガとし、設定周波数を基にＲＯＭ１３のアドレスを決定
して、当該アドレスより補正データを読み出す。演算器
１５はこの読み出された補正データの補正値か予め設定
している一定の補正値かを設定周波数に基づいて選択す
る。補償器１６は出力電流が切り換わる期間における制
御信号を演算器１５で選択された補正値でリニアに補正
する。
近い出力波形をリニアに補正して得ることができる誘導
電動機のインバータ装置を提供するにある。 【構成】弁別回路１１は制御信号の位相角に基づいて、
出力電圧が正の領域か負の領域かを判断して、夫々の領
域に対応する判定レベルＬａ又はＬｂを選択する。比較
器１２はこの選択された判定レベルＬａ又はＬｂと、出
力電流に対応した電流検出器１０の検出出力とを比較器
１２で比較する。演算器１４は比較器１２の出力をトリ
ガとし、設定周波数を基にＲＯＭ１３のアドレスを決定
して、当該アドレスより補正データを読み出す。演算器
１５はこの読み出された補正データの補正値か予め設定
している一定の補正値かを設定周波数に基づいて選択す
る。補償器１６は出力電流が切り換わる期間における制
御信号を演算器１５で選択された補正値でリニアに補正
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機用インバー
タ装置に関する。
タ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３はフライホールダイオードＤが夫々
逆並列に接続された複数のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6
をブリッジ接続して形成されたインバータ部を持つ誘導
電動機用インバータ装置の基本的な回路構成を示してお
り、この図示するインバータ装置では例えば３相交流電
源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで整流するとともに、
平滑コンデンサＣ0 で平滑し、この整流平滑出力をイン
バータ部で三相交流に変換して誘導電動機Ｍに供給する
ものである。そしてインバータ部は６個のスイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ6 の夫々２個を直列接続し、夫々の直列回
路を並列接続した所謂フリブリッジ構成となっている。
逆並列に接続された複数のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6
をブリッジ接続して形成されたインバータ部を持つ誘導
電動機用インバータ装置の基本的な回路構成を示してお
り、この図示するインバータ装置では例えば３相交流電
源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで整流するとともに、
平滑コンデンサＣ0 で平滑し、この整流平滑出力をイン
バータ部で三相交流に変換して誘導電動機Ｍに供給する
ものである。そしてインバータ部は６個のスイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ6 の夫々２個を直列接続し、夫々の直列回
路を並列接続した所謂フリブリッジ構成となっている。
【０００３】これらスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 は三角
波をキャリア信号とし、このキャリア信号と制御信号と
なる正弦波とをＰＷＭ回路１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに入力して
パルス幅変調して夫々１２０度ずれたＰＷＭ信号を得、
このＰＷＭ信号から信号形成回路２Ｕ、２Ｖ，２Ｗによ
り各相Ｕ，Ｖ，Ｗの対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、
…、Ｑ5 ，Ｑ6 を交互に駆動する逆相の駆動信号Ｕｐ，
Ｕｎ、…、Ｗｐ，Ｗｎを作成していた。ここで対となる
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、…、Ｑ5 ，Ｑ6 が同時オ
ンして短絡状態になるのを防ぐために、対のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ 2 、…、Ｑ5 ，Ｑ6 が共にオフ状態とな
る区間を設けるように信号形成回路２Ｕ、２Ｖ，２Ｗに
オンディレー回路を使用して、駆動信号Ｕｐ，Ｕｎ、
…、Ｗｐ，Ｗｎを作成していた。
波をキャリア信号とし、このキャリア信号と制御信号と
なる正弦波とをＰＷＭ回路１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに入力して
パルス幅変調して夫々１２０度ずれたＰＷＭ信号を得、
このＰＷＭ信号から信号形成回路２Ｕ、２Ｖ，２Ｗによ
り各相Ｕ，Ｖ，Ｗの対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、
…、Ｑ5 ，Ｑ6 を交互に駆動する逆相の駆動信号Ｕｐ，
Ｕｎ、…、Ｗｐ，Ｗｎを作成していた。ここで対となる
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、…、Ｑ5 ，Ｑ6 が同時オ
ンして短絡状態になるのを防ぐために、対のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ 2 、…、Ｑ5 ，Ｑ6 が共にオフ状態とな
る区間を設けるように信号形成回路２Ｕ、２Ｖ，２Ｗに
オンディレー回路を使用して、駆動信号Ｕｐ，Ｕｎ、
…、Ｗｐ，Ｗｎを作成していた。
【０００４】例えばＵ相を考えてみると、図４（ａ）に
示すＵ相に対応するＰＷＭ回路１ＵからのＰＷＭ信号か
ら、信号形成回路２Ｕは、ＰＷＭ信号の立ち上がりから
時間ｔだけ遅延させて立ち上がらせ、ＰＷＭ信号の立ち
下がりに合わせて立ち下がらせた図４（ｂ）に示す信号
を作成して駆動信号Ｕｐを得、またＰＷＭ信号の立ち下
がりから時間ｔだけ遅延させて立ち上がらせ、ＰＷＭ信
号の立ち上がりに合わせて立ち下がらせた図４（ｃ）に
示す信号を作成して上記駆動信号Ｕｐに対して逆相の駆
動信号Ｕｎを得、これらの駆動信号Ｕｐ，Ｕｎでスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互にオン、オフ駆動すること
によりＵ相の出力を発生させるのである。ここで上記時
間ｔがスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が共にオフするデッ
ドタイムとなる。
示すＵ相に対応するＰＷＭ回路１ＵからのＰＷＭ信号か
ら、信号形成回路２Ｕは、ＰＷＭ信号の立ち上がりから
時間ｔだけ遅延させて立ち上がらせ、ＰＷＭ信号の立ち
下がりに合わせて立ち下がらせた図４（ｂ）に示す信号
を作成して駆動信号Ｕｐを得、またＰＷＭ信号の立ち下
がりから時間ｔだけ遅延させて立ち上がらせ、ＰＷＭ信
号の立ち上がりに合わせて立ち下がらせた図４（ｃ）に
示す信号を作成して上記駆動信号Ｕｐに対して逆相の駆
動信号Ｕｎを得、これらの駆動信号Ｕｐ，Ｕｎでスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互にオン、オフ駆動すること
によりＵ相の出力を発生させるのである。ここで上記時
間ｔがスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が共にオフするデッ
ドタイムとなる。
【０００５】ところで図３において、イ点を流れる出力
電流の方向が正の場合（Ａ方向）にはイ点の電位は図４
（ｄ）に示すようになる。この場合、デッドタイムｔ中
はフライホールダイオードＤ1 を介して電流が流れるた
め、イ点の電位はマイナス側となる。一方イ点に流れる
出力電流の方向が負の場合（Ｂの方向）にはイ点の電位
は図４（ｅ）に示すようになる。この場合デッドタイム
ｔ中はフライホールダイオードＤ2 を介して電流が流れ
るため、イ点の電位はプラス側となる。
電流の方向が正の場合（Ａ方向）にはイ点の電位は図４
（ｄ）に示すようになる。この場合、デッドタイムｔ中
はフライホールダイオードＤ1 を介して電流が流れるた
め、イ点の電位はマイナス側となる。一方イ点に流れる
出力電流の方向が負の場合（Ｂの方向）にはイ点の電位
は図４（ｅ）に示すようになる。この場合デッドタイム
ｔ中はフライホールダイオードＤ2 を介して電流が流れ
るため、イ点の電位はプラス側となる。
【０００６】このためデッドタイムｔの影響を受けて出
力電圧波形が図４（ｆ）に示すように所望する正弦波形
Ａと異なるＢの波形となるという問題があった。そこ
で、インバータ部の出力電流のゼロクロス点で流れる電
流の方向を検出して、そのゼロクロス点で出力電流の方
向の切り換わりを検出し、その切り換わり期間において
ＰＷＭ信号を作成するための制御信号を補正しデッドタ
イムｔの影響を受けない出力電圧の波形を得る方法が提
案されている。
力電圧波形が図４（ｆ）に示すように所望する正弦波形
Ａと異なるＢの波形となるという問題があった。そこ
で、インバータ部の出力電流のゼロクロス点で流れる電
流の方向を検出して、そのゼロクロス点で出力電流の方
向の切り換わりを検出し、その切り換わり期間において
ＰＷＭ信号を作成するための制御信号を補正しデッドタ
イムｔの影響を受けない出力電圧の波形を得る方法が提
案されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記のように出力電流
のゼロクロス点で出力電流の正負の切り換わりを検出す
る方法の場合、原理通りであれば図５（ａ）に示す正弦
波の出力電流のゼロクロス点が図５（ｂ）に示すように
確実に検出できて、デッドタイムｔ中の影響を補正する
ことが可能となるが、実際には出力電流のゼロクロス点
近傍では、フライホイールダイオードに流れる電流も小
さくなるため、原理通りの電位が確定されず、従って出
力電流は図６（ａ）に示すように他相とのパルス幅条件
が整うまでゼロクロス点を越えられない現象が起き、図
６（ｂ）に示すような検出が為され、デッドタイムｔの
影響を補正することが難しいという問題があった。
のゼロクロス点で出力電流の正負の切り換わりを検出す
る方法の場合、原理通りであれば図５（ａ）に示す正弦
波の出力電流のゼロクロス点が図５（ｂ）に示すように
確実に検出できて、デッドタイムｔ中の影響を補正する
ことが可能となるが、実際には出力電流のゼロクロス点
近傍では、フライホイールダイオードに流れる電流も小
さくなるため、原理通りの電位が確定されず、従って出
力電流は図６（ａ）に示すように他相とのパルス幅条件
が整うまでゼロクロス点を越えられない現象が起き、図
６（ｂ）に示すような検出が為され、デッドタイムｔの
影響を補正することが難しいという問題があった。
【０００８】特に出力電流のゼロクロス点近傍の時間が
長くなる領域、即ち出力周波数の低い領域で顕著とな
る。また補正をリニアに行なう場合には複雑なアナログ
回路を必要とするという問題もあった。本発明は、上記
問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするところ
はデッドタイムの影響を受けずに所望する波形に近い波
形の出力電圧を得ることができ、しかもデジタル的に処
理ができる誘導電動機用インバータ装置を提供するにあ
る。
長くなる領域、即ち出力周波数の低い領域で顕著とな
る。また補正をリニアに行なう場合には複雑なアナログ
回路を必要とするという問題もあった。本発明は、上記
問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするところ
はデッドタイムの影響を受けずに所望する波形に近い波
形の出力電圧を得ることができ、しかもデジタル的に処
理ができる誘導電動機用インバータ装置を提供するにあ
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明はフライホールダイオードが夫々逆並列に接
続されたスイッチング素子をブリッジ接続して形成され
たインバータ部と、インバータ部の出力電圧が正弦波と
なるように形成されたＰＷＭ信号を作成するとともにこ
のＰＷＭ信号から互いに逆相の駆動信号を作成し、この
駆動信号により各相の対のスイッチング素子を所定の位
相角度のずれを持たして交互にオンオフさせ、夫々の対
のスイッチング素子の接続点間に接続された誘導電動機
に出力電圧を印加させる制御部とからなる誘導電動機用
インバータ装置において、上記誘導電動機に流れる出力
電流の切り換わりを判定する判定手段と、設定周波数と
出力電流の切り換わり点におけるリニアな補正データと
の関係テーブルを記憶した記憶手段と、判定手段の判定
結果と上記設定周波数とに基づいて記憶手段から補正デ
ータを読み出す手段と、補正データに基づいて上記ＰＷ
Ｍ信号の区間電圧を補正する補償手段とからなるデッド
タイム補償回路を各相毎に備えたものである。
に、本発明はフライホールダイオードが夫々逆並列に接
続されたスイッチング素子をブリッジ接続して形成され
たインバータ部と、インバータ部の出力電圧が正弦波と
なるように形成されたＰＷＭ信号を作成するとともにこ
のＰＷＭ信号から互いに逆相の駆動信号を作成し、この
駆動信号により各相の対のスイッチング素子を所定の位
相角度のずれを持たして交互にオンオフさせ、夫々の対
のスイッチング素子の接続点間に接続された誘導電動機
に出力電圧を印加させる制御部とからなる誘導電動機用
インバータ装置において、上記誘導電動機に流れる出力
電流の切り換わりを判定する判定手段と、設定周波数と
出力電流の切り換わり点におけるリニアな補正データと
の関係テーブルを記憶した記憶手段と、判定手段の判定
結果と上記設定周波数とに基づいて記憶手段から補正デ
ータを読み出す手段と、補正データに基づいて上記ＰＷ
Ｍ信号の区間電圧を補正する補償手段とからなるデッド
タイム補償回路を各相毎に備えたものである。
【００１０】
【作用】而して本発明の構成によれば、出力電流の切り
換わりが判定手段で判定されると、この判定と設定周波
数に応じた補正データを記憶手段に記憶させている関係
テーブルより呼出し、この補正データに基づいて上記Ｐ
ＷＭ信号の区間電圧をリニアに補正することができるた
め、デッドタイムの影響を受けない希望する波形の出力
電圧が得られ、しかも補正処理がデジタル的に行なえて
デッドタイム補償回路の構成が簡単に成る。
換わりが判定手段で判定されると、この判定と設定周波
数に応じた補正データを記憶手段に記憶させている関係
テーブルより呼出し、この補正データに基づいて上記Ｐ
ＷＭ信号の区間電圧をリニアに補正することができるた
め、デッドタイムの影響を受けない希望する波形の出力
電圧が得られ、しかも補正処理がデジタル的に行なえて
デッドタイム補償回路の構成が簡単に成る。
【００１１】
【実施例】以下本発明を実施例により説明する。図１は
Ｕ、Ｖ、Ｗの３相のインバータ装置に実施した一実施例
を示しており、図１では説明を簡単にするためにＵ相の
みを示している。この実施例では、ホール素子等インバ
ータ部から負荷である誘導電動機に流れる出力電流を検
出する電流検出器１０と、予め設定してある正の領域の
判別レベルＬａと負の領域の判別レベルＬｂとの何れか
を制御部からの制御信号Ｖｕの位相角信号Ｓｕに基づい
て選択する弁別回路１１と、弁別回路１１で選択された
判別レベルＬａ又はＬｂと上記電流検出器１０の出力と
を比較して電流検出器１０の出力が判別レベルを越えた
場合には”Ｈ”を、越えない場合には”Ｌ”を出力する
比較器１２と、設定周波数に対応したアドレスに設定周
波数に対応したリニアな補正データとの関係テーブルを
記憶しているＲＯＭ１３と、比較器１２の出力をトリガ
として上記制御部の周波数指令ｆを基に補正データを読
み出すＲＯＭ１３のアドレスを演算する演算器１４と、
ＲＯＭ１３から呼び出された補正データの値と予め定め
た一定の補正値とのいずれかを周波数指令ｆを基に選択
する演算器１５と、この演算器１５で選択されて出力さ
れる補正値Ｃｕ’にて制御信号Ｖｕの振幅を補正する補
償器１６とから構成されるデッドタイム補償回路を備え
ている。
Ｕ、Ｖ、Ｗの３相のインバータ装置に実施した一実施例
を示しており、図１では説明を簡単にするためにＵ相の
みを示している。この実施例では、ホール素子等インバ
ータ部から負荷である誘導電動機に流れる出力電流を検
出する電流検出器１０と、予め設定してある正の領域の
判別レベルＬａと負の領域の判別レベルＬｂとの何れか
を制御部からの制御信号Ｖｕの位相角信号Ｓｕに基づい
て選択する弁別回路１１と、弁別回路１１で選択された
判別レベルＬａ又はＬｂと上記電流検出器１０の出力と
を比較して電流検出器１０の出力が判別レベルを越えた
場合には”Ｈ”を、越えない場合には”Ｌ”を出力する
比較器１２と、設定周波数に対応したアドレスに設定周
波数に対応したリニアな補正データとの関係テーブルを
記憶しているＲＯＭ１３と、比較器１２の出力をトリガ
として上記制御部の周波数指令ｆを基に補正データを読
み出すＲＯＭ１３のアドレスを演算する演算器１４と、
ＲＯＭ１３から呼び出された補正データの値と予め定め
た一定の補正値とのいずれかを周波数指令ｆを基に選択
する演算器１５と、この演算器１５で選択されて出力さ
れる補正値Ｃｕ’にて制御信号Ｖｕの振幅を補正する補
償器１６とから構成されるデッドタイム補償回路を備え
ている。
【００１２】一方制御部は外部からの周波数設定信号Ｆ
に基づいて周波数指令ｆを出力する演算器２１と、この
演算器２１からの周波数指令ｆによりＶ／Ｆ演算を行な
って電圧指令Ｖを出力するＶ／Ｆ演算器２２と、上記周
波数指令ｆと、電圧指令Ｖによって所定振幅を持つ所定
周波数の正弦波からなる制御信号Ｖｕを発生させる制御
信号発生器２３と、キャリア信号である三角波を出力す
る三角波発生回路２４と、上記補償器１６から出力する
制御信号Ｖｕ’と三角波発生回路２４からの三角波とを
比較して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をオン、オフさ
せる駆動信号の基本となるパルス幅変調したＰＷＭ信号
を作成する比較器２５と、ＰＷＭ信号から上述したよう
にスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互に駆動する駆動信
号Ｕｐ，Ｕｎを作成するオンディレイ回路からなる信号
形成回路２０と、これら駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによりスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動するドライバ回路２６と
から構成される。
に基づいて周波数指令ｆを出力する演算器２１と、この
演算器２１からの周波数指令ｆによりＶ／Ｆ演算を行な
って電圧指令Ｖを出力するＶ／Ｆ演算器２２と、上記周
波数指令ｆと、電圧指令Ｖによって所定振幅を持つ所定
周波数の正弦波からなる制御信号Ｖｕを発生させる制御
信号発生器２３と、キャリア信号である三角波を出力す
る三角波発生回路２４と、上記補償器１６から出力する
制御信号Ｖｕ’と三角波発生回路２４からの三角波とを
比較して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をオン、オフさ
せる駆動信号の基本となるパルス幅変調したＰＷＭ信号
を作成する比較器２５と、ＰＷＭ信号から上述したよう
にスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互に駆動する駆動信
号Ｕｐ，Ｕｎを作成するオンディレイ回路からなる信号
形成回路２０と、これら駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによりスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動するドライバ回路２６と
から構成される。
【００１３】而して、弁別回路１１では制御信号発生器
２３から図２（ａ）に示す制御信号Ｖｕに対応する図２
（ｂ）に示す位相角信号Ｓｕに基づいて、出力電圧が正
の領域か負の領域かを判断して、夫々の領域に対応する
判定レベルＬａ、Ｌｂの一方を図２（ｃ）に示すように
選択する。この選択された判定レベルＬａ又はＬｂと、
図２（ｄ）に示す出力電流に対応した電流検出器１０の
検出出力とを比較器１２で比較する。この場合判定レベ
ルＬａ又はＬｂを電流検出器１０の検出出力が越えてい
る場合には比較器１２は出力Ｃｕを”Ｈ”とし、逆に越
えていない場合には”Ｌ”とする。
２３から図２（ａ）に示す制御信号Ｖｕに対応する図２
（ｂ）に示す位相角信号Ｓｕに基づいて、出力電圧が正
の領域か負の領域かを判断して、夫々の領域に対応する
判定レベルＬａ、Ｌｂの一方を図２（ｃ）に示すように
選択する。この選択された判定レベルＬａ又はＬｂと、
図２（ｄ）に示す出力電流に対応した電流検出器１０の
検出出力とを比較器１２で比較する。この場合判定レベ
ルＬａ又はＬｂを電流検出器１０の検出出力が越えてい
る場合には比較器１２は出力Ｃｕを”Ｈ”とし、逆に越
えていない場合には”Ｌ”とする。
【００１４】一方演算器１４は比較器１２の出力Ｃｕの
立ち上がり、立ち下がりをトリガとし、演算器２１から
の周波数指令ｆを基にＲＯＭ１３のアドレスを決定し
て、当該アドレスより補正データを読み出す。演算器１
５はこの読み出された補正データの値か予め設定してい
る一定の補正値かを周波数指令ｆに基づいて選択し、選
択した補正値Ｃｕ’を補償器１６に与える。
立ち上がり、立ち下がりをトリガとし、演算器２１から
の周波数指令ｆを基にＲＯＭ１３のアドレスを決定し
て、当該アドレスより補正データを読み出す。演算器１
５はこの読み出された補正データの値か予め設定してい
る一定の補正値かを周波数指令ｆに基づいて選択し、選
択した補正値Ｃｕ’を補償器１６に与える。
【００１５】補償器１６では出力電流が切り換わる期間
における制御信号Ｖｕを補正値Ｃｕ’でリニアに補正し
て、その補正した制御信号Ｖｕ’を比較器２５へ出力す
る。この制御信号Ｖｕ’はデッドタイムｔの期間の影響
を補正した制御信号となり、この制御信号Ｖｕ’とキャ
リア信号である三角波とに基づいて比較器２５ではデッ
ドタイムｔが補正されたＰＷＭ信号を作成する。このＰ
ＷＭ信号は時間軸を区切った微小区間における電圧が上
記制御信号Ｖｕ’により補正されており、この補正され
たＰＷＭ信号で作成した駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによりスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をオンオフ駆動すると、デッド
タイムｔによる影響を殆ど受けない波形の出力電圧Ｕを
発生させることができるのである。
における制御信号Ｖｕを補正値Ｃｕ’でリニアに補正し
て、その補正した制御信号Ｖｕ’を比較器２５へ出力す
る。この制御信号Ｖｕ’はデッドタイムｔの期間の影響
を補正した制御信号となり、この制御信号Ｖｕ’とキャ
リア信号である三角波とに基づいて比較器２５ではデッ
ドタイムｔが補正されたＰＷＭ信号を作成する。このＰ
ＷＭ信号は時間軸を区切った微小区間における電圧が上
記制御信号Ｖｕ’により補正されており、この補正され
たＰＷＭ信号で作成した駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによりスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をオンオフ駆動すると、デッド
タイムｔによる影響を殆ど受けない波形の出力電圧Ｕを
発生させることができるのである。
【００１６】ところで上記実施例では三角波発生回路２
４及び制御信号発生器２３を用いて夫々により発生させ
た三角波、制御信号Ｖｕを比較することによりＰＷＭ信
号を作成しているが、所定のキャリア周波数の三角波と
所定振幅の所定周波数の正弦波とを夫々演算により求め
て想定し、その想定結果に基づく比較演算を行なって所
定のＰＷＭ信号を作成するソフトウェア処理の手法を用
いても良く、この場合補正値が補償器１６から与えられ
ると、上記演算結果に基づいて制御信号Ｖｕの演算想定
を補正して、補正されたＰＷＭ信号を得る処理が為され
る。
４及び制御信号発生器２３を用いて夫々により発生させ
た三角波、制御信号Ｖｕを比較することによりＰＷＭ信
号を作成しているが、所定のキャリア周波数の三角波と
所定振幅の所定周波数の正弦波とを夫々演算により求め
て想定し、その想定結果に基づく比較演算を行なって所
定のＰＷＭ信号を作成するソフトウェア処理の手法を用
いても良く、この場合補正値が補償器１６から与えられ
ると、上記演算結果に基づいて制御信号Ｖｕの演算想定
を補正して、補正されたＰＷＭ信号を得る処理が為され
る。
【００１７】
【発明の効果】本発明は、誘導電動機に流れる出力電流
の切り換わりを判定する判定手段と、設定周波数と出力
電流の切り換わり点におけるリニアな補正データとの関
係テーブルを記憶した記憶手段と、判定手段の判定結果
と上記設定周波数とに基づいて記憶手段から補正データ
を読み出す手段と、補正データに基づいてＰＷＭ信号の
区間電圧を補正する補償手段とからなるデッドタイム補
償回路を各相毎に備えたので、出力電流の切り換わりが
判定手段で判定されると、この判定と設定周波数に応じ
た補正データを記憶手段から呼出して、この補正データ
に基づいて上記ＰＷＭ信号の区間電圧をリニアに補正す
ることができる、そのためデッドタイムの影響を受けな
い希望する形の出力電圧波形が得られ、しかも補正処理
がデジタル的に行なるため、デッドタイム補償回路の構
成が簡単になるという効果がある。
の切り換わりを判定する判定手段と、設定周波数と出力
電流の切り換わり点におけるリニアな補正データとの関
係テーブルを記憶した記憶手段と、判定手段の判定結果
と上記設定周波数とに基づいて記憶手段から補正データ
を読み出す手段と、補正データに基づいてＰＷＭ信号の
区間電圧を補正する補償手段とからなるデッドタイム補
償回路を各相毎に備えたので、出力電流の切り換わりが
判定手段で判定されると、この判定と設定周波数に応じ
た補正データを記憶手段から呼出して、この補正データ
に基づいて上記ＰＷＭ信号の区間電圧をリニアに補正す
ることができる、そのためデッドタイムの影響を受けな
い希望する形の出力電圧波形が得られ、しかも補正処理
がデジタル的に行なるため、デッドタイム補償回路の構
成が簡単になるという効果がある。
【図１】本発明の実施例１の要部を示す回路ブロック図
である。
である。
【図２】本発明の実施例１の動作説明用波形図である。
【図３】誘導電動機用インバータ装置の概略構成図であ
る。
る。
【図４】従来例の動作説明用波形図である。
【図５】従来例の問題点の説明用波形図である。
【図６】従来例の問題点の説明用波形図である。
１０ 電流検出器 １１ 弁別回路 １２ 比較器 １３ ＲＯＭ １４ 演算器 １５ 演算器 １６ 補償器 Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 Ｌａ、Ｌｂ判別レベル
Claims (1)
- 【請求項１】フライホールダイオードが夫々逆並列に接
続されたスイッチング素子をブリッジ接続して形成され
たインバータ部と、インバータ部の出力電圧が正弦波と
なるように形成されたＰＷＭ信号を作成するとともにこ
のＰＷＭ信号から互いに逆相の駆動信号を作成し、この
駆動信号により各相の対のスイッチング素子を所定の位
相角度のずれを持たして交互にオンオフさせ、夫々の対
のスイッチング素子の接続点間に接続された誘導電動機
に出力電圧を印加させる制御部とからなる誘導電動機用
インバータ装置において、上記誘導電動機に流れる出力
電流の切り換わりを判定する判定手段と、設定周波数と
出力電流の切り換わり点におけるリニアな補正データと
の関係テーブルを記憶した記憶手段と、判定手段の判定
結果と上記設定周波数とに基づいて記憶手段から補正デ
ータを読み出す手段と、補正データに基づいて上記ＰＷ
Ｍ信号の区間電圧を補正する補償手段とからなるデッド
タイム補償回路を各相毎に備えたことを特徴とする誘導
電動機用インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3337188A JPH05176595A (ja) | 1991-12-19 | 1991-12-19 | 誘導電動機用インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3337188A JPH05176595A (ja) | 1991-12-19 | 1991-12-19 | 誘導電動機用インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05176595A true JPH05176595A (ja) | 1993-07-13 |
Family
ID=18306280
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3337188A Pending JPH05176595A (ja) | 1991-12-19 | 1991-12-19 | 誘導電動機用インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05176595A (ja) |
-
1991
- 1991-12-19 JP JP3337188A patent/JPH05176595A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20000516 |