JPH0519325B2 - - Google Patents
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- JPH0519325B2 JPH0519325B2 JP62095574A JP9557487A JPH0519325B2 JP H0519325 B2 JPH0519325 B2 JP H0519325B2 JP 62095574 A JP62095574 A JP 62095574A JP 9557487 A JP9557487 A JP 9557487A JP H0519325 B2 JPH0519325 B2 JP H0519325B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- transistor
- output signal
- current
- output
- Prior art date
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Attenuators (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本発明は、自動ラウドネス制御装置に用いて好
適な可変減衰回路に関するもので、特にパワーア
ンプの出力信号レベルに応じて動作する電流モー
ドの可変減衰回路に関する。 (ロ) 従来の技術 ヘツドフオンステレオ「武道館」のカタログに
示されている如く、パワーアンプの出力信号レベ
ルに応じて低域成分のブースト量を制御すること
により聴感の改善を計る自動ラウドネス制御回路
が知られている。前記自動ラウドネス制御回路
は、第２図の如き構成を有する。第２図におい
て、入力端子１に印加されたオーデイオ信号は、
プリアンプ２及びバツフアアンプ３で増幅され
る。また、プリアンプ１の出力信号中の低域成分
は、ローパスフイルタ４を通過し減衰回路５で減
衰された後ブーストアンプ６で増幅される。そし
て、バツフアアンプ３の出力信号とブースアンプ
６の出力信号とは、加算回路７で加算され、ボリ
ユーム３を介してパワーアンプ９に印加され、該
パワーアンプ９で増幅された後スピーカ１０に印
加される。前記減衰回路５における減衰量は、パ
ワーアンプ９の出力信号レベルを検出する制御回
路１１の出力制御信号に応じて決まる。例えば、
パワーアンプ９の出力信号レベルが小のときは、
制御回路１１の出力制御信号が小になり、減衰回
路５の減衰量が小になる。その為、ブーストアン
プ６の出力信号が大になり、加算回路７の出力端
に低域成分がブーストされた出力信号が得られ
る。また、パワーアンプ９の出力信号レベルが大
のときは、制御回路１１の出力制御信号が大にな
り、減衰回路５の減衰量が大になる。その為、ブ
ーストアンプ６の出力信号が小になり、加算回路
７の出力端に得られる出力信号は、フラツトな周
波数特性を有するものとなる。 ところで、減衰回路５の減衰量は、例えば第３
図の如き回路により制御される。左右パワーアン
プ１２及び１３の出力信号は、抵抗１４，１５及
び１６で加算され、入力結合コンデンサ１７を介
して増幅回路１８に印加される。前記増幅回路１
８の出力端に得られる増幅された信号は、ダイオ
ード１９で検波され、コンデンサ２０で平滑され
る。その為、前記コンデンサ２０の一端に左右パ
ワーアンプ１２及び１３の出力信号に応じた値流
電圧が得られ、該直流電圧が制御トランジスタ２
１のベースに印加されて減衰が行なわれる。その
際、入力抵抗２２の値をR1、前記制御トランジ
スタ２１のコレクタ・エミツタ間インピーダンス
をR2とすれば、減衰比はR2／（R1R2）となる。 (ハ) 発明が解決しようとする問題点 しかしながら、第３図の減衰回路は、様々な問
題を有する為、集積回路（IC）化に不向きであ
つた。すなわち、第３図の場合、抵抗１４，１５
及び１６により、左右パワーアンプ１２及び１３
の出力信号を電圧的に加算する方法の為、前記抵
抗１４，１５及び１６の値を小さくすると、前記
出力信号間にクロストークが生じ、セパレーショ
ンが悪化する。その為、大抵抗を内蔵することが
出来ないICにおいては、電圧加算という方法は
取り難い。また、ダイオード１９を用いて増幅回
路１８の出力信号を検波する方式の為、該増幅回
路１８の出力信号が1.2V（＝2VBE：VBEはトラン
ジスタ及びダイオードの立ち上り電圧）以上ない
と動作しない。その為、低電源電圧（例えば
1.5V）で動作するIC内に内蔵することが出来な
い。更に、トランジスタ２１のコレクタ・エミツ
タ間インピーダンズが、ダイオード１９の立ち上
り電圧や前記トランジスタ２１のベース・エミエ
ツタ間立ち上り電圧のバラツキにより変化する
為、素子の特性がバラツキ易いIC内に形成する
と、減衰量を設定通りに得ることが困難となる。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、パ
ワーアンプの出力信号レベルを検出して出力信号
を発生する比較増幅回路と、該比較増幅回路の出
力信号に応じた電流で充電されるコンデンサと、
該コンデンサの端子電圧に応じた出力電流を発生
するトランジスタと、該トランジスタの出力電流
に応じて可変インピーダンス手段のインピーダン
スを制御する制御回路と、前記トランジスタの出
力電流を前記比較増幅回路に帰還する帰還回路と
を備える点を特徴とする。 (ホ) 作用 本発明に依れば、比較増幅回路を用いてパワー
アンプの出力信号レベルを電流モードで検出して
いるので、検出抵抗の値をICに内蔵し得る程度
に小としてもクロストークが悪化しない。また、
パワーアンプの出力信号レベルに応じた電流を用
いて可変インビーダンスを制御しているので、制
御制度が良く、低電源電圧で動作させることが出
来る。 (ヘ) 実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、
２３は信号入力端子、２４は該入力端子２３に印
加される入力信号を、後述する可変インピーダン
ス回路とともに分圧して減衰する分圧抵抗、２５
は減衰された入力信号を増幅するブーストアン
プ、２６は左パワーアンプ、２７は該左パワーア
ンプ２６の出力信号がコンデンサ２８を介して印
加される左スピーカ、２９は右パワーアンプ、３
０は該右パワーアンプ２９の出力信号がコンデン
サ３１を介して印加される右スピーカ、３２は負
入力端子が接地された比較増幅回路、３３は左ス
ピーカ２６の入力端と前記比較増幅回路３２の正
入力端子との間に接続された第１検出抵抗、３４
は右スピーカ２９の入力端と前記比較増幅回路３
２の正入力端子との間に接続された第２検出抵
抗、３５は前記比較増幅回路３２の出力信号に応
じてオンする第１トランジスタ、３６は該第１ト
ランジスタ３５の出力信号を平滑するコンデン
サ、３７は該コンデンサ３６の端子電圧に応じた
電流を流す第２トランジスタ、３８は第３乃至第
５トランジスタ３９乃至４１から成り、前記第２
トランジスタ３７のコレクタ電流を反転する第１
電流反転回路、４２は第６乃至第９トランジスタ
４３乃至４６から成り、前記第５トランジスタ４
１のコレコタ電流を反転する第２電流反転回路、
４７は第10乃至第12トランジスタ４８乃至５０か
ら成り、前記第７トランジスタ４４のコレクタ電
流を反転する第３電流反転回路、及び５１は第１
乃至第４ダイオード５２乃至５５から成り、第８
及び第９トランジスタ４５及び４６と第11及び第
12トランジスタ４９及び５０に流れる電流に応じ
たインピーダンスを呈する可変インピーダンス回
路である。尚、第４トランジスタ４０のコレクタ
は比較増幅回路３２の正入力端子に接続され、帰
還路を形成しており、分圧抵抗２４の抵抗値を
R1、可変インピーダンス回路５１の呈するイン
ピーダンスをRxとすれば、減衰比はRx／（R1＋
Rx）となる。 左右パワーアンプ２６及び２９の出力信号が正
の時は、比較増幅回路３２の負入力端子が接地さ
れている為、前記比較増幅回路３２の出力が
「Ｈ」となり、第１トランジスタ３５がオフとな
る。その為、コンデンサ３６の充電が行なわれ
ず、第２トランジスタ３９がオンせず、可変イン
ピーダンス回路５１は動作しない。従つた、入力
端子２３に印加される入力信号は、減衰されるこ
と無くブーストアンプ２５で増幅され、出力端子
５６から後段に伝送される。 左右パワーアンプ２６及び２９の出力信号の少
くとも一方、例えば左パワーアンプ２６の出力信
号が負になると、第１検出抵抗３３に矢印方向の
電流が流れ、比較増幅回路３２の出力が「Ｌ」に
なる。その為、第１トランジスタ３５がオンにな
り、コンデンサ３６の充電が行なわれる。前記左
パワーアンプ２６の負出力信号レベルが小の間
は、コンデンサ３６の端子電圧が上昇せず、第２
トランジスタ３７がオンしないので、可変インピ
ーダンス回路５１が動作しない。前記左パワーア
ンプ２６の負出力信号レベルが大になると、比較
増幅回路３２の出力が十分低下し、第１トランジ
スタ３５のコレクタ電流が大になるので、コンデ
ンサ３６の端子電圧が上昇し、第２トランジスタ
３７がオンになる。前記第２トランジスタ３７が
オンになると、そのコレクタ電流が第１乃至第３
電流反転回路３８乃至４７で反転され、可変イン
ピーダンス回路５１に所定の電流が流れ、そのイ
ンピーダンスが小になる。第１電流反転回路３８
の反転比をn1、第２及び第３電流反転回路４２及
び４７の反転比をn2とすれば、第２トランジスタ
３７のコレクタ電流1に対して、n1n2 1の電流
が前記可変イピーダンス回路５１を構成する第１
乃至第４ダイオード５２乃至５５に流れ、該第１
乃至第４ダイオード５２乃至５５のインピーダン
スは、前記電流に応じたものとなる。その為、入
力端子２３に印加される入力信号は、分圧抵抗２
４と第１乃至第４ダイオード５２乃至５５の合成
インピーダンスとにより分圧された後ブーストア
ンプ２５に印加されて増幅される。 一方、第２トランジスタ３７がオンすると、そ
のコレクタ電流に応じた電流n1 1が第１電流反
転回路３８を構成する第４トランジスタ４０のコ
レクタに流れ、前記第４トランジスタ４０のコレ
クタ電流が第１検出抵抗３３に流入する。その
為、比較増幅回路３２が動作を停止し、第１トラ
ンジスタ３５がオフになる。しかしながら、コン
デンサ３６の放電時定数を十分大に設定している
為、第２トランジスタ３７はオン状態を保ち、可
変インピーダンス回路５１も動作状態を保つ。第
４トタンジスタ４０がコレクタ電流n1 1を流し
得る状態になつた後は、左右パワーアンプ２６及
び２９に負出力信号のレベルが、前記コレクタ電
流n1 1よりも大なる電流を流し得る程度に大と
ならない限り、比較増幅回路３２が作動しない。
従つて、比較増幅回路３２、第１トランジスタ３
５及びコンデンサ３６は、ピーク電流検波回路と
して動作することになる。 上述の動作をまとめれば、左右パワーアンプ２
６及び２９の出力信号レベルが所定値以上に大に
なると、可変インピーダンス回路５１が動作し、
入力端子２３に印加される入力信号の減衰が行な
われ、コンデンサ３６の放電時定数に応じてその
状態が保たれ、その後は前記出力信号レベルより
も大なる出力信号の発生時のみ比較増幅回路３２
が動作し、可変インピーダンス回路５１のインピ
ーダンスを変化させる、ということになる。その
為、自動ラウドネス制御回路として用いる場合
は、小音量聴取時に、可変インピーダンス回路５
１を動作させず、低域ブーストを行なわしめるこ
とが出来、大音量聴取時には可変インピーダンス
回路５１を動作させ、通常聴取を行なうことが出
来る。更に、ボリユームを変化させ大音量聴取状
態から小音量聴取状態に変化させたとしても、コ
ンデンサ３６の保持機能により急激な低域ブース
トが行なわれないので、聴取者に異和感を与えな
い。 (ト) 発明の効果 以上述べた如く本発明に依れば、パワーアンプ
の出力信号レベルに応じて減衰量を制御し得る可
変減衰回路を提供することが出来る。また、各回
路を電流モードで動作させている為、制御精度が
良く、減電圧に対して強く、かつ可変範囲の広い
可変減衰回路を提供出来る。更に、実施例の如く
比較増幅回路を零電位で動作させれば、前記比較
増幅回路の入力結合コンデンサが不要になり、ク
ロストークの防止も計れるので、IC化に適した
可変減衰回路を提供出来る。
適な可変減衰回路に関するもので、特にパワーア
ンプの出力信号レベルに応じて動作する電流モー
ドの可変減衰回路に関する。 (ロ) 従来の技術 ヘツドフオンステレオ「武道館」のカタログに
示されている如く、パワーアンプの出力信号レベ
ルに応じて低域成分のブースト量を制御すること
により聴感の改善を計る自動ラウドネス制御回路
が知られている。前記自動ラウドネス制御回路
は、第２図の如き構成を有する。第２図におい
て、入力端子１に印加されたオーデイオ信号は、
プリアンプ２及びバツフアアンプ３で増幅され
る。また、プリアンプ１の出力信号中の低域成分
は、ローパスフイルタ４を通過し減衰回路５で減
衰された後ブーストアンプ６で増幅される。そし
て、バツフアアンプ３の出力信号とブースアンプ
６の出力信号とは、加算回路７で加算され、ボリ
ユーム３を介してパワーアンプ９に印加され、該
パワーアンプ９で増幅された後スピーカ１０に印
加される。前記減衰回路５における減衰量は、パ
ワーアンプ９の出力信号レベルを検出する制御回
路１１の出力制御信号に応じて決まる。例えば、
パワーアンプ９の出力信号レベルが小のときは、
制御回路１１の出力制御信号が小になり、減衰回
路５の減衰量が小になる。その為、ブーストアン
プ６の出力信号が大になり、加算回路７の出力端
に低域成分がブーストされた出力信号が得られ
る。また、パワーアンプ９の出力信号レベルが大
のときは、制御回路１１の出力制御信号が大にな
り、減衰回路５の減衰量が大になる。その為、ブ
ーストアンプ６の出力信号が小になり、加算回路
７の出力端に得られる出力信号は、フラツトな周
波数特性を有するものとなる。 ところで、減衰回路５の減衰量は、例えば第３
図の如き回路により制御される。左右パワーアン
プ１２及び１３の出力信号は、抵抗１４，１５及
び１６で加算され、入力結合コンデンサ１７を介
して増幅回路１８に印加される。前記増幅回路１
８の出力端に得られる増幅された信号は、ダイオ
ード１９で検波され、コンデンサ２０で平滑され
る。その為、前記コンデンサ２０の一端に左右パ
ワーアンプ１２及び１３の出力信号に応じた値流
電圧が得られ、該直流電圧が制御トランジスタ２
１のベースに印加されて減衰が行なわれる。その
際、入力抵抗２２の値をR1、前記制御トランジ
スタ２１のコレクタ・エミツタ間インピーダンス
をR2とすれば、減衰比はR2／（R1R2）となる。 (ハ) 発明が解決しようとする問題点 しかしながら、第３図の減衰回路は、様々な問
題を有する為、集積回路（IC）化に不向きであ
つた。すなわち、第３図の場合、抵抗１４，１５
及び１６により、左右パワーアンプ１２及び１３
の出力信号を電圧的に加算する方法の為、前記抵
抗１４，１５及び１６の値を小さくすると、前記
出力信号間にクロストークが生じ、セパレーショ
ンが悪化する。その為、大抵抗を内蔵することが
出来ないICにおいては、電圧加算という方法は
取り難い。また、ダイオード１９を用いて増幅回
路１８の出力信号を検波する方式の為、該増幅回
路１８の出力信号が1.2V（＝2VBE：VBEはトラン
ジスタ及びダイオードの立ち上り電圧）以上ない
と動作しない。その為、低電源電圧（例えば
1.5V）で動作するIC内に内蔵することが出来な
い。更に、トランジスタ２１のコレクタ・エミツ
タ間インピーダンズが、ダイオード１９の立ち上
り電圧や前記トランジスタ２１のベース・エミエ
ツタ間立ち上り電圧のバラツキにより変化する
為、素子の特性がバラツキ易いIC内に形成する
と、減衰量を設定通りに得ることが困難となる。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、パ
ワーアンプの出力信号レベルを検出して出力信号
を発生する比較増幅回路と、該比較増幅回路の出
力信号に応じた電流で充電されるコンデンサと、
該コンデンサの端子電圧に応じた出力電流を発生
するトランジスタと、該トランジスタの出力電流
に応じて可変インピーダンス手段のインピーダン
スを制御する制御回路と、前記トランジスタの出
力電流を前記比較増幅回路に帰還する帰還回路と
を備える点を特徴とする。 (ホ) 作用 本発明に依れば、比較増幅回路を用いてパワー
アンプの出力信号レベルを電流モードで検出して
いるので、検出抵抗の値をICに内蔵し得る程度
に小としてもクロストークが悪化しない。また、
パワーアンプの出力信号レベルに応じた電流を用
いて可変インビーダンスを制御しているので、制
御制度が良く、低電源電圧で動作させることが出
来る。 (ヘ) 実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、
２３は信号入力端子、２４は該入力端子２３に印
加される入力信号を、後述する可変インピーダン
ス回路とともに分圧して減衰する分圧抵抗、２５
は減衰された入力信号を増幅するブーストアン
プ、２６は左パワーアンプ、２７は該左パワーア
ンプ２６の出力信号がコンデンサ２８を介して印
加される左スピーカ、２９は右パワーアンプ、３
０は該右パワーアンプ２９の出力信号がコンデン
サ３１を介して印加される右スピーカ、３２は負
入力端子が接地された比較増幅回路、３３は左ス
ピーカ２６の入力端と前記比較増幅回路３２の正
入力端子との間に接続された第１検出抵抗、３４
は右スピーカ２９の入力端と前記比較増幅回路３
２の正入力端子との間に接続された第２検出抵
抗、３５は前記比較増幅回路３２の出力信号に応
じてオンする第１トランジスタ、３６は該第１ト
ランジスタ３５の出力信号を平滑するコンデン
サ、３７は該コンデンサ３６の端子電圧に応じた
電流を流す第２トランジスタ、３８は第３乃至第
５トランジスタ３９乃至４１から成り、前記第２
トランジスタ３７のコレクタ電流を反転する第１
電流反転回路、４２は第６乃至第９トランジスタ
４３乃至４６から成り、前記第５トランジスタ４
１のコレコタ電流を反転する第２電流反転回路、
４７は第10乃至第12トランジスタ４８乃至５０か
ら成り、前記第７トランジスタ４４のコレクタ電
流を反転する第３電流反転回路、及び５１は第１
乃至第４ダイオード５２乃至５５から成り、第８
及び第９トランジスタ４５及び４６と第11及び第
12トランジスタ４９及び５０に流れる電流に応じ
たインピーダンスを呈する可変インピーダンス回
路である。尚、第４トランジスタ４０のコレクタ
は比較増幅回路３２の正入力端子に接続され、帰
還路を形成しており、分圧抵抗２４の抵抗値を
R1、可変インピーダンス回路５１の呈するイン
ピーダンスをRxとすれば、減衰比はRx／（R1＋
Rx）となる。 左右パワーアンプ２６及び２９の出力信号が正
の時は、比較増幅回路３２の負入力端子が接地さ
れている為、前記比較増幅回路３２の出力が
「Ｈ」となり、第１トランジスタ３５がオフとな
る。その為、コンデンサ３６の充電が行なわれ
ず、第２トランジスタ３９がオンせず、可変イン
ピーダンス回路５１は動作しない。従つた、入力
端子２３に印加される入力信号は、減衰されるこ
と無くブーストアンプ２５で増幅され、出力端子
５６から後段に伝送される。 左右パワーアンプ２６及び２９の出力信号の少
くとも一方、例えば左パワーアンプ２６の出力信
号が負になると、第１検出抵抗３３に矢印方向の
電流が流れ、比較増幅回路３２の出力が「Ｌ」に
なる。その為、第１トランジスタ３５がオンにな
り、コンデンサ３６の充電が行なわれる。前記左
パワーアンプ２６の負出力信号レベルが小の間
は、コンデンサ３６の端子電圧が上昇せず、第２
トランジスタ３７がオンしないので、可変インピ
ーダンス回路５１が動作しない。前記左パワーア
ンプ２６の負出力信号レベルが大になると、比較
増幅回路３２の出力が十分低下し、第１トランジ
スタ３５のコレクタ電流が大になるので、コンデ
ンサ３６の端子電圧が上昇し、第２トランジスタ
３７がオンになる。前記第２トランジスタ３７が
オンになると、そのコレクタ電流が第１乃至第３
電流反転回路３８乃至４７で反転され、可変イン
ピーダンス回路５１に所定の電流が流れ、そのイ
ンピーダンスが小になる。第１電流反転回路３８
の反転比をn1、第２及び第３電流反転回路４２及
び４７の反転比をn2とすれば、第２トランジスタ
３７のコレクタ電流1に対して、n1n2 1の電流
が前記可変イピーダンス回路５１を構成する第１
乃至第４ダイオード５２乃至５５に流れ、該第１
乃至第４ダイオード５２乃至５５のインピーダン
スは、前記電流に応じたものとなる。その為、入
力端子２３に印加される入力信号は、分圧抵抗２
４と第１乃至第４ダイオード５２乃至５５の合成
インピーダンスとにより分圧された後ブーストア
ンプ２５に印加されて増幅される。 一方、第２トランジスタ３７がオンすると、そ
のコレクタ電流に応じた電流n1 1が第１電流反
転回路３８を構成する第４トランジスタ４０のコ
レクタに流れ、前記第４トランジスタ４０のコレ
クタ電流が第１検出抵抗３３に流入する。その
為、比較増幅回路３２が動作を停止し、第１トラ
ンジスタ３５がオフになる。しかしながら、コン
デンサ３６の放電時定数を十分大に設定している
為、第２トランジスタ３７はオン状態を保ち、可
変インピーダンス回路５１も動作状態を保つ。第
４トタンジスタ４０がコレクタ電流n1 1を流し
得る状態になつた後は、左右パワーアンプ２６及
び２９に負出力信号のレベルが、前記コレクタ電
流n1 1よりも大なる電流を流し得る程度に大と
ならない限り、比較増幅回路３２が作動しない。
従つて、比較増幅回路３２、第１トランジスタ３
５及びコンデンサ３６は、ピーク電流検波回路と
して動作することになる。 上述の動作をまとめれば、左右パワーアンプ２
６及び２９の出力信号レベルが所定値以上に大に
なると、可変インピーダンス回路５１が動作し、
入力端子２３に印加される入力信号の減衰が行な
われ、コンデンサ３６の放電時定数に応じてその
状態が保たれ、その後は前記出力信号レベルより
も大なる出力信号の発生時のみ比較増幅回路３２
が動作し、可変インピーダンス回路５１のインピ
ーダンスを変化させる、ということになる。その
為、自動ラウドネス制御回路として用いる場合
は、小音量聴取時に、可変インピーダンス回路５
１を動作させず、低域ブーストを行なわしめるこ
とが出来、大音量聴取時には可変インピーダンス
回路５１を動作させ、通常聴取を行なうことが出
来る。更に、ボリユームを変化させ大音量聴取状
態から小音量聴取状態に変化させたとしても、コ
ンデンサ３６の保持機能により急激な低域ブース
トが行なわれないので、聴取者に異和感を与えな
い。 (ト) 発明の効果 以上述べた如く本発明に依れば、パワーアンプ
の出力信号レベルに応じて減衰量を制御し得る可
変減衰回路を提供することが出来る。また、各回
路を電流モードで動作させている為、制御精度が
良く、減電圧に対して強く、かつ可変範囲の広い
可変減衰回路を提供出来る。更に、実施例の如く
比較増幅回路を零電位で動作させれば、前記比較
増幅回路の入力結合コンデンサが不要になり、ク
ロストークの防止も計れるので、IC化に適した
可変減衰回路を提供出来る。
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図、第
２図は自動ラウドネス制御回路を示す回路図、及
び第３図は従来の減衰回路を示す回路図である。 ３２……比較増幅回路、３３，３４……電流検
出抵抗、３５……第１トランジスタ、３６……コ
ンデンサ、３７……第２トランジスタ、５１……
可変インピーダンス回路。
２図は自動ラウドネス制御回路を示す回路図、及
び第３図は従来の減衰回路を示す回路図である。 ３２……比較増幅回路、３３，３４……電流検
出抵抗、３５……第１トランジスタ、３６……コ
ンデンサ、３７……第２トランジスタ、５１……
可変インピーダンス回路。
Claims (1)
- １ パワーアンプの出力信号レベルを検出し、可
変インピーダンス手段のインピーダンスを変化さ
せることにより信号路を通過する信号の減衰を行
なう可変減衰回路であつて、前記出力信号レベル
を検出して出力信号を発生する比較増幅回路と、
該比較増幅回路の出力信号に応じた電流で充電さ
れるコンデンサと、該コンデンサの端子電圧に応
じた出力電流を発生するトランジスタと、該トラ
ンジスタの出力電流に応じて前記可変インピーダ
ンス手段のインピーダンスを変化させる制御回路
と、前記トランジスタの出力電流を前記比較増幅
回路に帰還する帰還回路とを備え、前記帰還回路
の出力電流に応じて、前記比較増幅回路の動作開
始電圧を変化させ、前記信号路を通過する信号の
レベルをパワーアンプの出力信号レベルに応じた
値とすることを特徴とする可変減衰回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62095574A JPS63260309A (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | 可変減衰回路 |
| US07/180,483 US4982435A (en) | 1987-04-17 | 1988-04-12 | Automatic loudness control circuit |
| DE3850289T DE3850289T2 (de) | 1987-04-17 | 1988-04-13 | Automatische Lautstärkeregelungsschaltung. |
| EP88105872A EP0287057B1 (en) | 1987-04-17 | 1988-04-13 | Automatic loudness control circuit |
| CA000564288A CA1305432C (en) | 1987-04-17 | 1988-04-15 | Automatic loudness control circuit |
| KR88004342A KR970004616B1 (en) | 1987-04-17 | 1988-04-16 | Automatic loudness control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62095574A JPS63260309A (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | 可変減衰回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63260309A JPS63260309A (ja) | 1988-10-27 |
| JPH0519325B2 true JPH0519325B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=14141360
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62095574A Granted JPS63260309A (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | 可変減衰回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63260309A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0321065Y2 (ja) * | 1984-10-31 | 1991-05-08 |
-
1987
- 1987-04-17 JP JP62095574A patent/JPS63260309A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63260309A (ja) | 1988-10-27 |
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