JPH0519342B2 - - Google Patents
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- JPH0519342B2 JPH0519342B2 JP3255887A JP3255887A JPH0519342B2 JP H0519342 B2 JPH0519342 B2 JP H0519342B2 JP 3255887 A JP3255887 A JP 3255887A JP 3255887 A JP3255887 A JP 3255887A JP H0519342 B2 JPH0519342 B2 JP H0519342B2
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- bandwidth
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- tmux
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 9
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、通信網に於て広汎に用いられる
FDM信号の分波回路に関する。
FDM信号の分波回路に関する。
デイジタルトランスマルチプレクサ（以下、
TMUXと略記する）は、通信網に於てFDM−
TDM相互変換に広汎に用いられている。その基
本機能はデイジタル信号処理によるFDM信号の
分離である。
TMUXと略記する）は、通信網に於てFDM−
TDM相互変換に広汎に用いられている。その基
本機能はデイジタル信号処理によるFDM信号の
分離である。
従来のTMUX型FDM信号分波回路を第７図に
示す。１は入力IF信号の中心周波数のローカル
発振器、２はπ／２移相器、３，４はミキサ、
５，６はLPF（ローパスフイルタ）、７，８は
Ａ／Ｄ変換器、９は多重化クロツク（NΔf）発
振器、１０はＮ分周器、１１は時／空間分割変換
スイツチ、１２−１〜１２−Ｎは遅延器、１３−
１〜１３−Ｎはデイジタルサブフイルタ、１４は
Ｎ点FFTである。
示す。１は入力IF信号の中心周波数のローカル
発振器、２はπ／２移相器、３，４はミキサ、
５，６はLPF（ローパスフイルタ）、７，８は
Ａ／Ｄ変換器、９は多重化クロツク（NΔf）発
振器、１０はＮ分周器、１１は時／空間分割変換
スイツチ、１２−１〜１２−Ｎは遅延器、１３−
１〜１３−Ｎはデイジタルサブフイルタ、１４は
Ｎ点FFTである。
第８図はTMUXの基本動作を示す基本ブロツ
ク図である。２１はωKに同調したBPF（バンドパ
スフイルタ）、３２はミキサ、３３はローカル信
号発生器、３４はＮ分周器、３５はサンプラであ
る。
ク図である。２１はωKに同調したBPF（バンドパ
スフイルタ）、３２はミキサ、３３はローカル信
号発生器、３４はＮ分周器、３５はサンプラであ
る。
第９図はデイジタルフイルタの構成（図ａ）及
び、サブフイルタ分割構成（図ｂ）を示す。６１
はシフトレジスタ、６２−１〜６２−Ｌは重みづ
け器、６３，６４は加算器である。
び、サブフイルタ分割構成（図ｂ）を示す。６１
はシフトレジスタ、６２−１〜６２−Ｌは重みづ
け器、６３，６４は加算器である。
従来のTMUXの基本動作は、第８図に示すよ
うに、 ωk＝ｋ・Δω＝ｋ・2πΔf (1) （ｋ＝０、±１、……、±（Ｎ／２−１）） なる周波数ωkを中心周波数とするBPF３１によ
つて第ｋチヤネルの信号を周波数選択する。それ
を更にexp｛−jωkｔ｝なる複素乗算によつて０Hz
を中心とするベースバンドに周波数変換し、その
出力をΔfなるチヤネルクロツクでサンプリング
する事である。
うに、 ωk＝ｋ・Δω＝ｋ・2πΔf (1) （ｋ＝０、±１、……、±（Ｎ／２−１）） なる周波数ωkを中心周波数とするBPF３１によ
つて第ｋチヤネルの信号を周波数選択する。それ
を更にexp｛−jωkｔ｝なる複素乗算によつて０Hz
を中心とするベースバンドに周波数変換し、その
出力をΔfなるチヤネルクロツクでサンプリング
する事である。
従つて、第６図ｂに示すように、出力信号の周
波数スペクトルは、Δf周期で同一のスペクトル
をくり返すものとなる。故に、折り返し、即ち高
調波の周波数のスペクトルの重なりに起因する信
号歪を避けるためには、第６図ａに示す様に
TMUXの基本フイルタは特性は、Δf内に完全に
制限されたものでなくてはならない。
波数スペクトルは、Δf周期で同一のスペクトル
をくり返すものとなる。故に、折り返し、即ち高
調波の周波数のスペクトルの重なりに起因する信
号歪を避けるためには、第６図ａに示す様に
TMUXの基本フイルタは特性は、Δf内に完全に
制限されたものでなくてはならない。
この本質的な制限の故に、従来のTMUXは、
Δfなる周波数帯域内で完全に平坦な周波数特性
を有するフイルタ群を実現する事は基本的に不可
能である。又帯域内でできる限り平坦な周波数特
性を実現するためには、極めて急峻なフイルタ特
性が必要となり、デイジタルフイルタの回路規模
が大きくなる。勿論、Δfよりも広い帯域幅の信
号を処理する事が不可能なのは明らかである。
Δfなる周波数帯域内で完全に平坦な周波数特性
を有するフイルタ群を実現する事は基本的に不可
能である。又帯域内でできる限り平坦な周波数特
性を実現するためには、極めて急峻なフイルタ特
性が必要となり、デイジタルフイルタの回路規模
が大きくなる。勿論、Δfよりも広い帯域幅の信
号を処理する事が不可能なのは明らかである。
本発明は上述の従来のTMUXの欠点を克服し、
Δfよりも広い基本フイルタ特性を実現できる倍
数サンプリング型トランスマルチプレクサ（以
下、MS−TMUXと略記する）を用いて、Δfよ
りも広い帯域幅を持つ信号をも処理できる可変帯
域幅FDM信号分波回路を実現することを目的と
する。
Δfよりも広い基本フイルタ特性を実現できる倍
数サンプリング型トランスマルチプレクサ（以
下、MS−TMUXと略記する）を用いて、Δfよ
りも広い帯域幅を持つ信号をも処理できる可変帯
域幅FDM信号分波回路を実現することを目的と
する。
本発明による可変帯域幅FDM分波回路は、チ
ヤネル周波数間隔Δf又はその整数倍の帯域幅の
チヤネルから成るFDM信号を入力とし基本フイ
ルタの帯域幅が前記Δfよりも広くＮ分波出力を
前記Δfのｍ倍（ｍは２以上の整数で、通常は２）
のサンプリング速度で出力するMS−TMUXと、
該MS−TMUXのＮ個の出力信号のうち、信号
帯域幅が前記Δf以内のものについてはそのまま
出力すると共に、前記Δfよりも大きい帯域幅の
チヤネルについては、前記チヤネルの占有周波数
に対応する前記MS−TMUXの出力ポート（対
応するチヤネル番号をｋ＋ｉ；ｉ＝０、１、２、
……、Ｍ−１とする）に各々接続するスイツチマ
トリクスと前記出力ポートの出力信号のタイミン
グ（前記Δfのｍ倍の内挿クロツク）に基き、少
くとも（Ｍ＋１）Δf以上のサンプル周波数で動
作するデイジタルフイルタにより信号内挿を行う
デイジタル信号内挿回路と、該デイジタル信号内
挿回路の出力に接続され、前記チヤネルの順序に
従つて各々 （ｉ−（Ｍ−１）／２）2πΔft、（ｉ＝０、１、２、
……、Ｍ−１） なる周波数シフトを行うためのＭ個の周波数シフ
ト回路と、該周波数シフト回路の出力を総和する
加算器とを有し、前記加算器の出力に於てＭ・
Δfなる帯域幅のチヤネル信号を得る事を特徴と
する。
ヤネル周波数間隔Δf又はその整数倍の帯域幅の
チヤネルから成るFDM信号を入力とし基本フイ
ルタの帯域幅が前記Δfよりも広くＮ分波出力を
前記Δfのｍ倍（ｍは２以上の整数で、通常は２）
のサンプリング速度で出力するMS−TMUXと、
該MS−TMUXのＮ個の出力信号のうち、信号
帯域幅が前記Δf以内のものについてはそのまま
出力すると共に、前記Δfよりも大きい帯域幅の
チヤネルについては、前記チヤネルの占有周波数
に対応する前記MS−TMUXの出力ポート（対
応するチヤネル番号をｋ＋ｉ；ｉ＝０、１、２、
……、Ｍ−１とする）に各々接続するスイツチマ
トリクスと前記出力ポートの出力信号のタイミン
グ（前記Δfのｍ倍の内挿クロツク）に基き、少
くとも（Ｍ＋１）Δf以上のサンプル周波数で動
作するデイジタルフイルタにより信号内挿を行う
デイジタル信号内挿回路と、該デイジタル信号内
挿回路の出力に接続され、前記チヤネルの順序に
従つて各々 （ｉ−（Ｍ−１）／２）2πΔft、（ｉ＝０、１、２、
……、Ｍ−１） なる周波数シフトを行うためのＭ個の周波数シフ
ト回路と、該周波数シフト回路の出力を総和する
加算器とを有し、前記加算器の出力に於てＭ・
Δfなる帯域幅のチヤネル信号を得る事を特徴と
する。
本発明の可変帯域幅FDM信号分波回路を第１
図に示す。２１はMS−TMUXであり、２２は
スイツチマトリクス、２３−１〜２３−Ｋは信号
内挿回路、２４−１〜２４−５は複素乗算器によ
る周波数シフト回路、２５−１，２５−２は加算
器、２６−１，２６−２は後置フイルタである。
図に示す。２１はMS−TMUXであり、２２は
スイツチマトリクス、２３−１〜２３−Ｋは信号
内挿回路、２４−１〜２４−５は複素乗算器によ
る周波数シフト回路、２５−１，２５−２は加算
器、２６−１，２６−２は後置フイルタである。
第２図は本発明に用いるMS−TMUXで本質
的な役割を果す内挿型デイジタルサブフイルタを
示す。なお、図ａは０ｌN/2−１の場合であ
り、図ｂはN/2ｌ＜Ｎ−１の場合を示す。７
１，７２，７３は、各々Ｎ−１−ｌ、N/2−１−
ｌ、3/2Ｎ−１−ｌ（但し、ｌ＝０、１、２、…
…、Ｎ−１）番目のデイジタルサブフイルタを示
す。７４はN/2サンプル（多重化クロツクで）の
進み器、７５はN/2サンプルの遅れ器、７６は加
算器である。
的な役割を果す内挿型デイジタルサブフイルタを
示す。なお、図ａは０ｌN/2−１の場合であ
り、図ｂはN/2ｌ＜Ｎ−１の場合を示す。７
１，７２，７３は、各々Ｎ−１−ｌ、N/2−１−
ｌ、3/2Ｎ−１−ｌ（但し、ｌ＝０、１、２、…
…、Ｎ−１）番目のデイジタルサブフイルタを示
す。７４はN/2サンプル（多重化クロツクで）の
進み器、７５はN/2サンプルの遅れ器、７６は加
算器である。
第３図は内挿型（ｍ＝２の場合）サブフイルタ
の入出力タイミングを示す。
の入出力タイミングを示す。
第４図は本発明の用いる信号内挿回路を示す。
４１はリセツト可能なカウンタ、４２はROM、
４３Ｒ，４３Ｉはシフトレジスタ、４４Ｒ−１〜
４４Ｒ−３，４４Ｉ−１〜４４Ｉ−３は乗算器、
４５Ｒ，４５Ｉは加算器である。
４１はリセツト可能なカウンタ、４２はROM、
４３Ｒ，４３Ｉはシフトレジスタ、４４Ｒ−１〜
４４Ｒ−３，４４Ｉ−１〜４４Ｉ−３は乗算器、
４５Ｒ，４５Ｉは加算器である。
第５図は本発明に用いる周波数シフト回路であ
る。５１はカウンタ、５２Ｒ，５２Ｉは各々 cos｛（ｉ−（Ｍ−１）／２）Δωt｝、sin｛（ｉ−（
Ｍ
−１）／２）Δωt｝を発生するROMである。こ
こで時刻ｔはカウンタ５１によるアドレス制御で
指定される。５３Ｒ，５３ＩはＤ−Ｆ／Ｆ（フリ
ツプフロツプ）、５４Ｒ−１，５４Ｒ−２，５４
Ｉ−１，５４Ｉ−２はミキサ、５５Ｒ，５５Ｉは
加算器である。
る。５１はカウンタ、５２Ｒ，５２Ｉは各々 cos｛（ｉ−（Ｍ−１）／２）Δωt｝、sin｛（ｉ−（
Ｍ
−１）／２）Δωt｝を発生するROMである。こ
こで時刻ｔはカウンタ５１によるアドレス制御で
指定される。５３Ｒ，５３ＩはＤ−Ｆ／Ｆ（フリ
ツプフロツプ）、５４Ｒ−１，５４Ｒ−２，５４
Ｉ−１，５４Ｉ−２はミキサ、５５Ｒ，５５Ｉは
加算器である。
第６図は従来のTMUXの出力信号と本発明に
よるMS−TMUXの基本フイルタと出力信号の
スペクトルの関係及び本発明のFDM分波回路の
スペクトル動作を示す。
よるMS−TMUXの基本フイルタと出力信号の
スペクトルの関係及び本発明のFDM分波回路の
スペクトル動作を示す。
本発明の動作を第１図〜第６図によつて説明す
る。ここではｍ＝２内挿サンプリングの場合につ
いて説明する。MS−TMUXの出力スペクトル
は、第６図ｄに示す如く、周波数2Δでくり返す
スペクトルを持つので、MS−TMUXの基本フ
イルタ特性は、第６図ｃに示すように、2Δより
も狭ければ、Δよりも広い帯域幅でも折り返し
歪みは生じない。このため、第６図ｃの実線で示
すように、従来のTMUXと同じ帯域幅を持つ場
合でもフイルタ特性の急峻度が相当にゆるやかで
済むばかりでなく、第６図ｃに破線で示すよう
に、Δ内で完全に平坦な基本フイルタ特性をも
実現できる。
る。ここではｍ＝２内挿サンプリングの場合につ
いて説明する。MS−TMUXの出力スペクトル
は、第６図ｄに示す如く、周波数2Δでくり返す
スペクトルを持つので、MS−TMUXの基本フ
イルタ特性は、第６図ｃに示すように、2Δより
も狭ければ、Δよりも広い帯域幅でも折り返し
歪みは生じない。このため、第６図ｃの実線で示
すように、従来のTMUXと同じ帯域幅を持つ場
合でもフイルタ特性の急峻度が相当にゆるやかで
済むばかりでなく、第６図ｃに破線で示すよう
に、Δ内で完全に平坦な基本フイルタ特性をも
実現できる。
MS−TMUX２１の出力はスイツチマトリク
ス２２により、Δよりも広い帯域幅の信号は内
挿回路２３−１〜２３−５に接続される。それ以
外のチヤネルは内挿回路２３−６〜２３−Ｋに接
続される。各内挿回路は、第４図に示すように、
FIR型LPFを用いて各タツプの重みをROM４２
から高速で読み出してきて、積和計算を行う事に
より実行できる。内挿の結果、スペクトルは、第
６図ｅに示すものとなる。
ス２２により、Δよりも広い帯域幅の信号は内
挿回路２３−１〜２３−５に接続される。それ以
外のチヤネルは内挿回路２３−６〜２３−Ｋに接
続される。各内挿回路は、第４図に示すように、
FIR型LPFを用いて各タツプの重みをROM４２
から高速で読み出してきて、積和計算を行う事に
より実行できる。内挿の結果、スペクトルは、第
６図ｅに示すものとなる。
今、Δの２倍の帯域幅の信号を再生する場合
を説明する。周波数シフト回路２４−１，２４−
２によつて、第ｋ＋１チヤンネルを＋Δω／２、
第ｋチヤネルを−Δω／２だけ周波数シフトする
と、第６図ｆ，ｇに示すスペクトルとなる。それ
らを加算すると、加算器２５−１の出力スペクト
ルは、第６図ｈ及び第６図ｉとなる。即ち、実線
の場合はそのまま出力する事ができるが、破線の
場合は、第６図ｉのように０Hz近くの周波数特性
が持ち上がるので、第６図ｊに示す周波数特性の
後置フイルタ２６−１を通して第６図ｋに示すよ
うな、2Δで完全に平坦な周波数特性を有する
TMUXを実現する事ができる。同様の方法でΔ
の３倍、あるいは任意の整数倍の信号をも無否で
FDM分波する事ができる。
を説明する。周波数シフト回路２４−１，２４−
２によつて、第ｋ＋１チヤンネルを＋Δω／２、
第ｋチヤネルを−Δω／２だけ周波数シフトする
と、第６図ｆ，ｇに示すスペクトルとなる。それ
らを加算すると、加算器２５−１の出力スペクト
ルは、第６図ｈ及び第６図ｉとなる。即ち、実線
の場合はそのまま出力する事ができるが、破線の
場合は、第６図ｉのように０Hz近くの周波数特性
が持ち上がるので、第６図ｊに示す周波数特性の
後置フイルタ２６−１を通して第６図ｋに示すよ
うな、2Δで完全に平坦な周波数特性を有する
TMUXを実現する事ができる。同様の方法でΔ
の３倍、あるいは任意の整数倍の信号をも無否で
FDM分波する事ができる。
本発明により次の効果を実現できる。
(1) 基本帯域幅Δ内で完全に平坦な周波数特性
を有し、かつ、Δの整数倍の帯域幅を有する
信号をもFDM分波する事ができる。
を有し、かつ、Δの整数倍の帯域幅を有する
信号をもFDM分波する事ができる。
(2) 従つて、本FDM分波回路を含みかつ完全に
透明な伝送路を設定する事ができる。
透明な伝送路を設定する事ができる。
(3) その結果、処理できる信号の変調方式やデー
タ速度は自由であり、既存のシステムにも容易
に導入する事ができる。
タ速度は自由であり、既存のシステムにも容易
に導入する事ができる。
(4) フイルタ群の帯域幅が可変なので、種々のデ
ータ速度が用いられる業務用デイジタル通信シ
ステムに用いる事ができる。
ータ速度が用いられる業務用デイジタル通信シ
ステムに用いる事ができる。
(5) デイジタル信号処理により、多数のフイルタ
群を小型・軽量に実現できるので、通信衛星
や、小形局システムの中心局等に広汎な応用が
期待できる。
群を小型・軽量に実現できるので、通信衛星
や、小形局システムの中心局等に広汎な応用が
期待できる。
第１図は本発明による可変帯域幅FDM分波回
路を示し、第２図は第１図のMS−TMUXに用
いる内挿型デイジタルフイルタを示し、第３図は
第２図の内挿型サブフイルタの入出力信号タイミ
ングを示し、第４図は第１図の中の内挿回路を示
し、第５図は第１図の中の周波数シフト回路を示
し、第６図は従来例（図ａ、図ｂ）と本発明（図
ｃ〜図ｋ）とを比較するためのフイルタ特性及び
出力信号特性を示した図、第７図は従来のデイジ
タルトランスマルチプレクサFDM分波回路を示
し、第８図はトランスマルチプレクサの動作原理
を説明するための図で、第９図はデイジタルフイ
ルタの構成を示す。 図中、２１は倍数サンプリング型トランスマル
チプレクサ、２２はスイツチマトリクス、２３〜
１〜２３−Ｋは信号内挿回路、２４−１〜２４−
５は周波数シフト回路。
路を示し、第２図は第１図のMS−TMUXに用
いる内挿型デイジタルフイルタを示し、第３図は
第２図の内挿型サブフイルタの入出力信号タイミ
ングを示し、第４図は第１図の中の内挿回路を示
し、第５図は第１図の中の周波数シフト回路を示
し、第６図は従来例（図ａ、図ｂ）と本発明（図
ｃ〜図ｋ）とを比較するためのフイルタ特性及び
出力信号特性を示した図、第７図は従来のデイジ
タルトランスマルチプレクサFDM分波回路を示
し、第８図はトランスマルチプレクサの動作原理
を説明するための図で、第９図はデイジタルフイ
ルタの構成を示す。 図中、２１は倍数サンプリング型トランスマル
チプレクサ、２２はスイツチマトリクス、２３〜
１〜２３−Ｋは信号内挿回路、２４−１〜２４−
５は周波数シフト回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ チヤネル周波数間隔Δf又はその整数倍の帯
域幅のチヤネルから成るFDM信号を入力とし基
本フイルタの帯域幅が前記Δfよりも広くＮ分波
出力を前記Δfのｍ倍（ｍは２以上の整数で、通
常は２）のサンプリング速度で出力する倍数サン
プリング型トランスマルチプレクサ（以下、MS
−TMUXと略称する）と、該MS−TMUXのＮ
個の出力信号のうち、信号帯域幅が前記Δf以内
のものについてはそのまま出力すると共に、前記
Δfよりも大きい帯域幅のチヤネルについては、
前記チヤネルの占有周波数に対応する前記MS−
TMUXの出力ポート（対応するチヤネル番号を
ｋ＋ｉ；ｉ＝０、１、２、……、Ｍ−１とする）
に各々接続するスイツチマトリクスと、前記出力
ポートの出力信号のタイミング（前記Δfのｍ倍
の内挿クロツク）に基き、少くとも（Ｍ＋１）
Δf以上のサンプル周波数で動作するデイジタル
フイルタにより信号内挿を行うデイジタル信号内
挿回路と、該デイジタル信号内挿回路の出力に接
続され前記チヤネルの順序に従つて各々 （ｉ−（Ｍ−１）／２）2πΔft、（ｉ＝０、１、２、
……、Ｍ−１） なる周波数シフトを行うためのＭ個の周波数シフ
ト回路と、該周波数シフト回路の出力を総和する
加算器とを有し、前記加算器の出力に於てＭ・
Δfなる帯域幅のチヤネル信号を得る事を特徴と
する可変帯域幅FDM信号分波回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3255887A JPS63200636A (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | 可変帯域幅ｆｄｍ分波回路 |
| US07/155,301 US4785447A (en) | 1987-02-17 | 1988-02-12 | FDM demultiplexer using oversampled digital filters |
| EP88102241A EP0280161B1 (en) | 1987-02-17 | 1988-02-16 | FDM demultiplexer using oversampled digital filters |
| DE3855244T DE3855244T2 (de) | 1987-02-17 | 1988-02-16 | FDM-Demultiplexer mit digitalen überabgetasteten Filtern |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3255887A JPS63200636A (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | 可変帯域幅ｆｄｍ分波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63200636A JPS63200636A (ja) | 1988-08-18 |
| JPH0519342B2 true JPH0519342B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=12362239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3255887A Granted JPS63200636A (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | 可変帯域幅ｆｄｍ分波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63200636A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2738385B2 (ja) * | 1996-04-15 | 1998-04-08 | 日本電気株式会社 | 可変帯域幅周波数分割多重通信方式 |
-
1987
- 1987-02-17 JP JP3255887A patent/JPS63200636A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63200636A (ja) | 1988-08-18 |
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